JPH04103183A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
半導体集積回路装置Info
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- JPH04103183A JPH04103183A JP22155690A JP22155690A JPH04103183A JP H04103183 A JPH04103183 A JP H04103183A JP 22155690 A JP22155690 A JP 22155690A JP 22155690 A JP22155690 A JP 22155690A JP H04103183 A JPH04103183 A JP H04103183A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01S—DEVICES USING THE PROCESS OF LIGHT AMPLIFICATION BY STIMULATED EMISSION OF RADIATION [LASER] TO AMPLIFY OR GENERATE LIGHT; DEVICES USING STIMULATED EMISSION OF ELECTROMAGNETIC RADIATION IN WAVE RANGES OTHER THAN OPTICAL
- H01S5/00—Semiconductor lasers
- H01S5/04—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping, e.g. by electron beams
- H01S5/042—Electrical excitation ; Circuits therefor
- H01S5/0427—Electrical excitation ; Circuits therefor for applying modulation to the laser
Landscapes
- Semiconductor Lasers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は半導体集積回路装置に関し、特に、砒化ガリウ
ム基板上に形成された、半導体レーザ駆動用の半導体集
積回路装置に関する。
ム基板上に形成された、半導体レーザ駆動用の半導体集
積回路装置に関する。
従来の、半導体レーザ駆動用の半導体集積回路装置(以
下し〜ザドライバと記す)について、第5図及び第6図
を用いて説明する。
下し〜ザドライバと記す)について、第5図及び第6図
を用いて説明する。
第5図に、従来のレーザドライバの一例を示す。
第5区において、電界効果トランジスタ(以下FETと
記す)QlとQ、及びダイオードD1並びにFETQ2
とQ4及びダイオードD2とからなる回路は論理レベル
変換回路である。
記す)QlとQ、及びダイオードD1並びにFETQ2
とQ4及びダイオードD2とからなる回路は論理レベル
変換回路である。
電流駆動用の差動FETQ5とQ6及び電流源FETQ
7からなる電流駆動回路1aは、負荷としてのレーザダ
イオード2に駆動電流を供給する。
7からなる電流駆動回路1aは、負荷としてのレーザダ
イオード2に駆動電流を供給する。
このようなレーザドライバは、通常、ECLレベルの条
件の下で回路設計がなされ、差動入力3と4とにはEC
Lレベルの高速信号が入力される。
件の下で回路設計がなされ、差動入力3と4とにはEC
Lレベルの高速信号が入力される。
又、電源としては、通常、電源端子5にo■、電源端子
6に−5,2■が供給される。
6に−5,2■が供給される。
電流制御端子7は電流源F E T Q 7めケートバ
イアスを外部から制御することによって、出力端子8か
ら流入する出力電流の変調電流振幅を制御する。
イアスを外部から制御することによって、出力端子8か
ら流入する出力電流の変調電流振幅を制御する。
負荷としてのレーザダイオード2にはダンプ抵抗9が直
列に接続されている。
列に接続されている。
このダンプ抵抗9は、ボンディングワイアなどによるレ
ーザダイオード2の寄生インダクタンス成分を打消し、
オーバーシュート及びリンギングによる波形の劣化を防
止するために実装上必要とされる。
ーザダイオード2の寄生インダクタンス成分を打消し、
オーバーシュート及びリンギングによる波形の劣化を防
止するために実装上必要とされる。
第6図は、従来のレーザドライバの他の例を示す図であ
る。
る。
抵抗R1とダイオードD3とからなる回路は、電流源F
E T Q 7のゲートにバイアスを印加するゲート
バイアス発生回路であり、電流源FETQ7のゲートに
、抵抗R,とダイオードD3の接続点から出力される定
電圧を供給する。
E T Q 7のゲートにバイアスを印加するゲート
バイアス発生回路であり、電流源FETQ7のゲートに
、抵抗R,とダイオードD3の接続点から出力される定
電圧を供給する。
本例のレーザドライバでは、電流源FETQ7のゲート
バイアスが一定であるので、電源端子11の電圧を調整
することによって、出力電流を制御することかできる。
バイアスが一定であるので、電源端子11の電圧を調整
することによって、出力電流を制御することかできる。
上述した従来のレーザドライバは、以下に述べるような
欠点を有している。
欠点を有している。
出力電流が温度によって大きく変化する。しがもその変
化の大きさは、電流源F E T Q 7の温度特性の
ばらつきに影響されて、個々のレーザドライバ毎にばら
つく。
化の大きさは、電流源F E T Q 7の温度特性の
ばらつきに影響されて、個々のレーザドライバ毎にばら
つく。
このなめ、個々のレーザドライバを調整するにあたって
、その調整量が一律でなく、調整作業に多大の工数を要
する。
、その調整量が一律でなく、調整作業に多大の工数を要
する。
この点について、第5図に示す従来のレーザドライバで
は、電流制御端子7にゲートバイアスを供給する外部の
回路に温度特性補償機能を持たせることで対処している
。
は、電流制御端子7にゲートバイアスを供給する外部の
回路に温度特性補償機能を持たせることで対処している
。
ところが、一般にFETのドレイン電流は、ゲート・ソ
ース間電圧(以下vesと記す)としきい値電圧(以下
Vthと記す)との差及び相互コンダクタンス(以下g
、と記す)によって定まるので、このドレイン電流の温
度特性は、Vthとglという2つの要素の温度特性に
依存する。
ース間電圧(以下vesと記す)としきい値電圧(以下
Vthと記す)との差及び相互コンダクタンス(以下g
、と記す)によって定まるので、このドレイン電流の温
度特性は、Vthとglという2つの要素の温度特性に
依存する。
従って、FETのドレイン電流を一定に保つための■。
5と温度との関係は一般には一次式で表現できない。
このため、電流源F E T Q 7の■。5でレーザ
ドライバの出力電流の温度補償をしようとする場合、外
部の温度補償回路は極めて複雑化する。
ドライバの出力電流の温度補償をしようとする場合、外
部の温度補償回路は極めて複雑化する。
第6ズに示す従来のレーザドライバでは上述の欠点を解
決するため、ゲートバイアス発生回路10中のダイオー
ドD3による温度補償がなされている。
決するため、ゲートバイアス発生回路10中のダイオー
ドD3による温度補償がなされている。
ところが、前述のように、一般にFETのドレイン電流
の温度特性はFETのVthとg7という2つの要素の
温度特性に依存するので、ダイオードとは異なる温度特
性を有する。
の温度特性はFETのVthとg7という2つの要素の
温度特性に依存するので、ダイオードとは異なる温度特
性を有する。
従って、第6図に示す温度補償方法ではレーザドライバ
の出力電流の温度による変動を必ずしも十分には補償し
切れない。
の出力電流の温度による変動を必ずしも十分には補償し
切れない。
これに加えて、第6区の回路構成では、電源端子11に
数10〜100mAの大電流が流入する。
数10〜100mAの大電流が流入する。
このため、この第6図に示すレーザドライバは、大容量
で且つ電圧調整機能を有する電源を必要とし、装置構成
上の欠点となっている。
で且つ電圧調整機能を有する電源を必要とし、装置構成
上の欠点となっている。
本発明の半導体集積回路装置は、
ドレインが出力端子に接続された第1の電界効果トラン
ジスタと、 ソースが前記第1の電界効果トランジスタのソースに接
続された第2の電界効果トランジスタと、 ドレインが前記第1及び第2の電界効果トランジスタの
ソースに接続された第3の電界効果トランジスタと、 前記第3の電界効果トランジスタのソースと第2の電源
との間に接続された第1の抵抗と、ドレインが第1の電
源に接続されゲートが制御端子に接続された第4の電界
効果トランジスタと、 二の第4の電界効果トランジスタのソースと前記第3の
電界効果トランジスタのゲートとの開に接続された第2
の抵抗と、 前記第3の電界効果トランジスタのケートと第3の電源
との間に接続された第3の抵抗とを有することを特徴と
する。
ジスタと、 ソースが前記第1の電界効果トランジスタのソースに接
続された第2の電界効果トランジスタと、 ドレインが前記第1及び第2の電界効果トランジスタの
ソースに接続された第3の電界効果トランジスタと、 前記第3の電界効果トランジスタのソースと第2の電源
との間に接続された第1の抵抗と、ドレインが第1の電
源に接続されゲートが制御端子に接続された第4の電界
効果トランジスタと、 二の第4の電界効果トランジスタのソースと前記第3の
電界効果トランジスタのゲートとの開に接続された第2
の抵抗と、 前記第3の電界効果トランジスタのケートと第3の電源
との間に接続された第3の抵抗とを有することを特徴と
する。
又、請求項2記載の半導体集積回路装置は、請求項1記
載の半導体集積回路装置において、前記第2の電界効果
トランジスタのドレインが、この半導体集積回路装置の
動作時に前記第1の電界効果トランジスタのドレインと
前記第1の電源との間に生ずる電位差と同等の電位差を
生ずる回路を介して、前記第1の電源に接続されること
を特徴とする。
載の半導体集積回路装置において、前記第2の電界効果
トランジスタのドレインが、この半導体集積回路装置の
動作時に前記第1の電界効果トランジスタのドレインと
前記第1の電源との間に生ずる電位差と同等の電位差を
生ずる回路を介して、前記第1の電源に接続されること
を特徴とする。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第1図は、本発明の第1の実施例の回路構成を示す図で
ある。
ある。
第1図に示す第1の実施例は、従来のレーザドライバに
対して、下記の違いを持っている。
対して、下記の違いを持っている。
(1)電流源F E T Q 7のソースが、安定化帰
還抵抗R4を介して電源端子6に接続されている。
還抵抗R4を介して電源端子6に接続されている。
(2)電流源F E T Q 7のゲートには、外部か
ら、高力電流制御端子12を介して、ソースフォロアの
FETQs及び分圧抵抗対R2とR3とからなるレベル
シフト回路13を経て、電流制御電圧が供給される。
ら、高力電流制御端子12を介して、ソースフォロアの
FETQs及び分圧抵抗対R2とR3とからなるレベル
シフト回路13を経て、電流制御電圧が供給される。
(3)上記のレベルシフト回路13の分圧抵抗R9は電
源端子14に接続されている。
源端子14に接続されている。
この電源端子14は、電源端子6の電位より約1■低い
電位を有する定電圧源に接続されている。
電位を有する定電圧源に接続されている。
上記の電源端子14には通常1mA程度の電流しか流れ
ないため、第4図に示す従来のレーザドライバのような
数10〜100mAの大容量可変電源は必要ない。
ないため、第4図に示す従来のレーザドライバのような
数10〜100mAの大容量可変電源は必要ない。
なお、電源端子14以外の電源端子については、従来通
り、電源端子5にOVが、又、電源端子6に−5,2■
が供給され、通常のECL互換性が実現されている。
り、電源端子5にOVが、又、電源端子6に−5,2■
が供給され、通常のECL互換性が実現されている。
4)電流駆動回路lb内の各FETはそれぞれ次のよう
なしきい値電圧を持つように形成されている。
なしきい値電圧を持つように形成されている。
Q5及びQ6については、■。≧−0,4VQ7につい
ては、 ■th≦−〇、5Vである。
ては、 ■th≦−〇、5Vである。
次に、上述のような構成の本実施例における温度の影響
について説明する。
について説明する。
まず始めに、電流源FETQ7のソースに挿入された安
定化帰還抵抗R4の効果について述べる。
定化帰還抵抗R4の効果について述べる。
第2図に本実施例における、出力電流の温度による変化
の様子を示す。
の様子を示す。
第2図には、第5図に示す従来のレーザドライバの出力
電流の温度特性も、併せて、破線で示す。
電流の温度特性も、併せて、破線で示す。
両方の出力電流の温度特性を比較すると、本実施例の出
力電流の温度特性が各段に改善されていることがわかる
。
力電流の温度特性が各段に改善されていることがわかる
。
更に、この安定化帰還抵抗R4による帰還効果として、
第6図に示す従来のレーザドライバのようなダイオード
の順方向電圧のみによる温度補償効果とは違って、異な
る温度特性を有するFETを用いた場合に対しても、少
ないばらつきで温度特性を安定化することが可能である
。
第6図に示す従来のレーザドライバのようなダイオード
の順方向電圧のみによる温度補償効果とは違って、異な
る温度特性を有するFETを用いた場合に対しても、少
ないばらつきで温度特性を安定化することが可能である
。
すなわち、電流源F E T Q 7自体の温度特性の
ばらつきに対して、従来のレーザドライバよりも耐性が
強い。
ばらつきに対して、従来のレーザドライバよりも耐性が
強い。
次に、レベルシフト回路13に対する分圧抵抗R2及び
R3の効果について述べる。
R3の効果について述べる。
第3図に、本実施例におけるレベルシフト回路13の特
性を示す。
性を示す。
この時、Rz=200Ω、R3=600Ω、電源端子1
4の電位は−6,0■とした。
4の電位は−6,0■とした。
このレベルシフト回路13においても、合成抵抗(R2
+R3)による帰還効果により、電流源FETQ、のゲ
ートに供給される電圧(分圧抵抗R2とR3の接続点1
5の電圧)には、はとんど温度依存性が見られない。
+R3)による帰還効果により、電流源FETQ、のゲ
ートに供給される電圧(分圧抵抗R2とR3の接続点1
5の電圧)には、はとんど温度依存性が見られない。
次に、電流駆動回路1bt構成するFETQs、Q6及
びQ7の動作領域について述べる。
びQ7の動作領域について述べる。
電流駆動回路がデジタル動作を保ち、回路マージンを確
保して良好な出力波形を得るなめには、FETQs、Q
6及びQ7は全て飽和領域にある必要がある。
保して良好な出力波形を得るなめには、FETQs、Q
6及びQ7は全て飽和領域にある必要がある。
しかるに、ダンプ抵抗を挿入した場合には、従来のレー
ザドライバにおいては、以下に述べるように、第5図中
に示す電流駆動回路1aを構成する各FETが飽和領域
では動作し得ないのに対して、本実施例においては、各
FETを飽和領域で動作させることができる。
ザドライバにおいては、以下に述べるように、第5図中
に示す電流駆動回路1aを構成する各FETが飽和領域
では動作し得ないのに対して、本実施例においては、各
FETを飽和領域で動作させることができる。
以下に、その説明を行なう。
一般に、FETが飽和領域にあるための条件は、
■Ds≧VGs−■th ・・・・・・・・・・・・
・・・ ■〈但し、vDsニドレイン・ソース間電圧)
である。
・・・ ■〈但し、vDsニドレイン・ソース間電圧)
である。
ところで、レーザドライバに必要とされる出力−電流は
約70〜80mA、ダンプ抵抗9としては15〜25Ω
程度、レーザダイオード2の順方向障壁電圧は約1.5
V程度であることが多い。
約70〜80mA、ダンプ抵抗9としては15〜25Ω
程度、レーザダイオード2の順方向障壁電圧は約1.5
V程度であることが多い。
従って、このレーザドライバの出力端子8の電位は、
−1,5−(25X70)=−3,3V程度となる。
すなわち、差動F E T Q 5とQ6及び電流源F
ETQ、のドレイン−ソース間電圧VDSは次のように
、 約0.9V程度となる。
ETQ、のドレイン−ソース間電圧VDSは次のように
、 約0.9V程度となる。
一方、従来のレーザドライバにあっては、■。
は、1988・ガリウムアーセナイド・アイシー・シン
ポジウム・テクニカル・ダイジェスト<1988 G
aAs ICSymposium Technic
al Digest)第15〜18頁に記載されてい
るように、約−1,OVとされている。
ポジウム・テクニカル・ダイジェスト<1988 G
aAs ICSymposium Technic
al Digest)第15〜18頁に記載されてい
るように、約−1,OVとされている。
又、高速動作のために、VGSは、通常、0〜0.4V
とすることが多い。
とすることが多い。
従って、これらの条件のもとでは、従来のレーザドライ
バでは、ダンプ抵抗9を挿入した場合、前出の0式で表
される条件を満足することができず、電流駆動回路1a
内の各FETを飽和領域で動作させることができない。
バでは、ダンプ抵抗9を挿入した場合、前出の0式で表
される条件を満足することができず、電流駆動回路1a
内の各FETを飽和領域で動作させることができない。
一方、前述したような構成の本実施例においては、以下
に述べるように、8力電流が70〜80mAで、出力端
子8の電位が−3,3■に達した時でも電流駆動回路1
b内の各FETは飽和領域で動作し得る。
に述べるように、8力電流が70〜80mAで、出力端
子8の電位が−3,3■に達した時でも電流駆動回路1
b内の各FETは飽和領域で動作し得る。
本実施例においては、前述のように、FETQsとQ6
のVthは−0,4■以上に設定されている。
のVthは−0,4■以上に設定されている。
ス、Vosの最大値は、通常、ゲート・ソース間ショッ
トキー接合の順方向障壁電圧以下に押えるので、0.6
V以下である。
トキー接合の順方向障壁電圧以下に押えるので、0.6
V以下である。
故に、上記の2つのFETにおいては、V 、、−V。
≦0.6− (−0,4)=1.OVとなる。
又、FETQ7の■、は−0,5V以下であるか、この
FETのソースに直列に接続された安定化帰還抵抗R4
の効果により、このFETのゲト・ソース間電圧は、 ■Gs〜OVである。
FETのソースに直列に接続された安定化帰還抵抗R4
の効果により、このFETのゲト・ソース間電圧は、 ■Gs〜OVである。
従って、F E T Q 7においては、VGS V
tb岬0− (−0,5)≠0.5■である。
tb岬0− (−0,5)≠0.5■である。
よって、本実施例における電流駆動回路1bを構成する
各FETは、ダンプ抵抗を25Ω程度とし出力電流を8
0mA程度に増加しても、いずれも飽和領域で動作し得
る。
各FETは、ダンプ抵抗を25Ω程度とし出力電流を8
0mA程度に増加しても、いずれも飽和領域で動作し得
る。
従って、上記条件下で、従来のレーザドライバにみられ
た回路マージンの低下及び出力電流波形の劣化は全く生
じない。
た回路マージンの低下及び出力電流波形の劣化は全く生
じない。
すなわち、25Ω程度の高い抵抗値までのダンプ抵抗を
使えるので、負荷としてのレーザダイオードに対する寄
生インダクタンス打消し可能範囲が広く、レーザドライ
バとしての汎用性が高まる。
使えるので、負荷としてのレーザダイオードに対する寄
生インダクタンス打消し可能範囲が広く、レーザドライ
バとしての汎用性が高まる。
なお、タンプ抵抗9は、前述のように、各種の寄生イン
ダクタンスを打消し、出力電流波形が劣化するのを防ぐ
ために、通常は、欠かせないものである。
ダクタンスを打消し、出力電流波形が劣化するのを防ぐ
ために、通常は、欠かせないものである。
このダンプ抵抗9の抵抗値の範囲は、広ければ広い程、
各種のレーザダイオードに対応できレーザドライバとし
ての汎用性が高まるので、望ましい。
各種のレーザダイオードに対応できレーザドライバとし
ての汎用性が高まるので、望ましい。
次に、本発明の第2の実施例について述べる。
第4図は、本発明の第2の実施例の回路構成を示す図で
ある。
ある。
この第2の実施例では、負荷(レーザドライバ8とダン
プ抵抗9の直列回路)とほぼ同等の電位降下が得られる
ように、電源端子5とF E T Q 。
プ抵抗9の直列回路)とほぼ同等の電位降下が得られる
ように、電源端子5とF E T Q 。
のドレインとの間にダミーの負荷として、ショットキー
ダイオードD4とD5及び抵抗R1とを直列に接続して
いる。
ダイオードD4とD5及び抵抗R1とを直列に接続して
いる。
ショットキーダイオードD4とD5の順方向電圧は約0
.7■である。抵抗R5は約20Ωとしている。
.7■である。抵抗R5は約20Ωとしている。
このようにすると、FETQ5とQ6のドレイン・ソー
ス間電圧の時間平均値がほぼ等しくなる。
ス間電圧の時間平均値がほぼ等しくなる。
このため、電流駆動回路1cを構成する差動FETQ5
とQ6の対称性が、第1図に示す第1の実施例に比して
より良くなるので、更に良好な出力電流波形を得ること
ができる。
とQ6の対称性が、第1図に示す第1の実施例に比して
より良くなるので、更に良好な出力電流波形を得ること
ができる。
以上説明したように、本発明によれば、電流源FETの
温度特性のばらつきにほぼ無関係に、レーザドライバの
出力電流の温度による変動を抑止することができる。
温度特性のばらつきにほぼ無関係に、レーザドライバの
出力電流の温度による変動を抑止することができる。
しかも、従来のレーザードライバが必要としたような、
大容量の可変電源を必要としない。
大容量の可変電源を必要としない。
又、請求項2記載の発明によれば、電流駆動回路を構成
する差動FETの動作条件の対称性がよくなるので、更
に良好な出力電流波形を得ることができる。
する差動FETの動作条件の対称性がよくなるので、更
に良好な出力電流波形を得ることができる。
第1区は本発明の第1の実施例の回路構成を表す図、第
2図は本発明の第1の実施例における出力電流の温度特
性を表す図、第3図は第1図に示すレベルシフト回路1
3の出力電圧の温度特性を表す図、第4図は本発明の第
2の実施例の回路構成を表す図、第5図及び第6図は従
来のレーザドライバの回路構成を表す図である。
2図は本発明の第1の実施例における出力電流の温度特
性を表す図、第3図は第1図に示すレベルシフト回路1
3の出力電圧の温度特性を表す図、第4図は本発明の第
2の実施例の回路構成を表す図、第5図及び第6図は従
来のレーザドライバの回路構成を表す図である。
1、a、lb、1c・・・電流駆動回路、2・・・レー
ザダイオード、3.4・・・差動入力、5,6,11゜
14・・・電源端子、7.12・・・出力電流制御端子
、8・・・出力端子、9・・・ダンプ抵抗、10・・・
ゲートバイアス発生回路、13・・・レベルシフト回路
、15・・・接続点。
ザダイオード、3.4・・・差動入力、5,6,11゜
14・・・電源端子、7.12・・・出力電流制御端子
、8・・・出力端子、9・・・ダンプ抵抗、10・・・
ゲートバイアス発生回路、13・・・レベルシフト回路
、15・・・接続点。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、ドレインが出力端子に接続された第1の電界効果ト
ランジスタと、 ソースが前記第1の電界効果トランジスタのソースに接
続された第2の電界効果トランジスタと、 ドレインが前記第1及び第2の電界効果トランジスタの
ソースに接続された第3の電界効果トランジスタと、 前記第3の電界効果トランジスタのソースと第2の電源
との間に接続された第1の抵抗と、ドレインが第1の電
源に接続されゲートが制御端子に接続された第4の電界
効果トランジスタと、 前記第4の電界効果トランジスタのソースと前記第3の
電界効果トランジスタのゲートとの間に接続された第2
の抵抗と、 前記第3の電界効果トランジスタのゲートと第3の電源
との間に接続された第3の抵抗とを有することを特徴と
する半導体集積回路装置。 2、請求項1記載の半導体集積回路装置において、 前記第2の電界効果トランジスタのドレインは、この半
導体集積回路装置の動作時に前記第1の電界効果トラン
ジスタのドレインと前記第1の電源との間に生ずる電位
差と同等の電位差を生ずる回路を介して、前記第1の電
源に接続されることを特徴とする半導体集積回路装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2221556A JP2606421B2 (ja) | 1990-08-23 | 1990-08-23 | 半導体集積回路装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2221556A JP2606421B2 (ja) | 1990-08-23 | 1990-08-23 | 半導体集積回路装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04103183A true JPH04103183A (ja) | 1992-04-06 |
JP2606421B2 JP2606421B2 (ja) | 1997-05-07 |
Family
ID=16768576
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2221556A Expired - Lifetime JP2606421B2 (ja) | 1990-08-23 | 1990-08-23 | 半導体集積回路装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2606421B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0756362A1 (en) * | 1995-07-28 | 1997-01-29 | Nec Corporation | Voltage controlled laser diode drive circuit |
-
1990
- 1990-08-23 JP JP2221556A patent/JP2606421B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0756362A1 (en) * | 1995-07-28 | 1997-01-29 | Nec Corporation | Voltage controlled laser diode drive circuit |
US5736844A (en) * | 1995-07-28 | 1998-04-07 | Nec Corporation | Voltage controlled laser diode drive circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2606421B2 (ja) | 1997-05-07 |
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