JPH0399520A - A/d converter - Google Patents
A/d converterInfo
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- JPH0399520A JPH0399520A JP23641389A JP23641389A JPH0399520A JP H0399520 A JPH0399520 A JP H0399520A JP 23641389 A JP23641389 A JP 23641389A JP 23641389 A JP23641389 A JP 23641389A JP H0399520 A JPH0399520 A JP H0399520A
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はA/D変換装置に関する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to an A/D conversion device.
本発明はA/D変換装置に関し、第1のアナログ信号が
チョッパーから成る変調回路に供給されて、所定周期毎
に極性が反転する第2のアナログ信号が出力され、その
第2のアナログ信号がA/D変換回路に供給されて第1
のデジタル信号が出力され、その第1のデジタル信号が
復調回路に供給されて復調されて、第2のデジタル信号
が出力されるようにしたことにより、構成簡単にして、
A/D変換におけるオフセットの影響を低減するように
したものである。The present invention relates to an A/D conversion device, in which a first analog signal is supplied to a modulation circuit consisting of a chopper, a second analog signal whose polarity is inverted at every predetermined period is output, and the second analog signal is The first signal is supplied to the A/D conversion circuit.
A digital signal is output, the first digital signal is supplied to the demodulation circuit and demodulated, and the second digital signal is output, thereby simplifying the configuration.
This is intended to reduce the influence of offset in A/D conversion.
従来のA/D変換回路には、フレッシュ型、2ステツプ
フレツシユ型、逐次比較型、直並列型、直列型、積分型
、2重積分型、多重積分型、高速積分型、オーバーサン
プリング・デルタ・シグマ変調型等の色々な種類のもの
がある。Conventional A/D conversion circuits include fresh type, two-step refresh type, successive approximation type, series-parallel type, series type, integral type, double integral type, multiple integral type, high-speed integral type, and oversampling delta type.・There are various types such as sigma modulation type.
尚、チョッパー型比較回路を用いた並列型A/D変換回
路の従来例として、特願昭63−24038号を挙げる
ことができる。Incidentally, Japanese Patent Application No. 63-24038 can be mentioned as a conventional example of a parallel type A/D conversion circuit using a chopper type comparison circuit.
このように、従来のA/D変換回路には色々なものがあ
るが、いずれにしても、アナlコグ信号をA/D変換回
路に供給して、直流をも含めてデジタル信号に変換しよ
うとすると、自動零調整回路を設けたり、回路の安定度
を良好成らしめる設計が必要と成るので、価格の上昇を
招来することに成る。In this way, there are various types of conventional A/D conversion circuits, but in any case, the analog cog signal is supplied to the A/D conversion circuit and converted into a digital signal, including direct current. In this case, it is necessary to provide an automatic zero adjustment circuit and to design the circuit to have good stability, which results in an increase in price.
かかる点に鑑み、本発明は構成簡単にして、A/D変換
におけるオフセットの影響を低減することのできるA/
D変換装置を提案しようとするものである。In view of this, the present invention provides an A/D converter that can simplify the configuration and reduce the influence of offset in A/D conversion.
This paper attempts to propose a D-conversion device.
本発明によるA/D変換装置は、第1のアナログ信号が
供給されて、所定周期毎に極性が反転する第2のアナロ
グ信号が出力されるチョッパーから成る変調回路(3)
と、その変調回路(3)からの第2のアナログ信号が供
給されて第1のデジタル信号が出力されるA/D変換回
路(6)と、そのA/D変換回路からの第1のデジタル
信号が供給されて復調されて、第2のデジタル信号が出
力される復調回路とを備えるものである。The A/D conversion device according to the present invention includes a modulation circuit (3) comprising a chopper to which a first analog signal is supplied and a second analog signal whose polarity is inverted at predetermined intervals is output.
, an A/D conversion circuit (6) to which the second analog signal from the modulation circuit (3) is supplied and a first digital signal is output, and a first digital signal from the A/D conversion circuit. and a demodulation circuit to which a signal is supplied, demodulated, and a second digital signal is output.
[作用]
かかる本発明によれば、第1のアナログ信号がチョッパ
ーから成る変調回路(3)に供給されて、所定周期毎に
極性が反転する第2のアナログ信号が出力される。そし
て、この第2のアナログ信号が、A/D変換回路(6)
に供給されて、第1のデジタル信号に変換される。この
第1のデジタル信号が、復調回路(7)に供給されて復
調されて、第2のデジタル信号が出力される。[Operation] According to the present invention, the first analog signal is supplied to the modulation circuit (3) consisting of a chopper, and the second analog signal whose polarity is inverted at every predetermined period is output. Then, this second analog signal is sent to the A/D conversion circuit (6).
and is converted into a first digital signal. This first digital signal is supplied to a demodulation circuit (7), where it is demodulated and a second digital signal is output.
以下に、第1図を参照して、本発明の実施例を詳細に説
明する。入力端子(1)からのアナログ信号が、ローパ
スフィルタ(2)に供給され、これよりのアナログ信号
(第1のアナログ信号)(第2図D)Paが、変調回路
(チョッパー)(3)に供給されて、ここで、クロック
発生回路(10)からの、例えば、40kHzのクロッ
ク信号a(第2図A)の到来毎に極性が反転するアナロ
グ信号(第2のアナログ信号)(第2図E)Pbに変換
される。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to FIG. The analog signal from the input terminal (1) is supplied to the low-pass filter (2), and the analog signal (first analog signal) (D in Figure 2) Pa from this is sent to the modulation circuit (chopper) (3). Here, an analog signal (second analog signal) whose polarity is inverted every time the clock signal a of 40 kHz (A in FIG. 2) arrives from the clock generation circuit (10) (FIG. 2). E) Converted to Pb.
この場合、第1のアナログ信号Paに、1/f(但し、
fは周波数を示す)ノイズが含まれている場合、第2の
アナログ信号Pbの信号成分は4 Q k HZを中心
としたその両側の所定帯域内に分布し、1/fノイズの
帯域との間の帯域の重畳部分は極く僅かに成る。In this case, the first analog signal Pa is set to 1/f (however,
f indicates the frequency) When noise is included, the signal component of the second analog signal Pb is distributed within a predetermined band on both sides centered on 4 Q k Hz, and is different from the band of 1/f noise. The overlapping portion of the bands in between is extremely small.
この第2のアナログ信号Pbは、増幅器(交流増幅器)
(5)を通じてA/D変換回路(6)に供給され、クロ
ック信号aの周波数の2倍の周波数、即ち、80kHz
のサンプリンパルスdによってサンプリングされて、D
/A変換されることによって、デジタル信号(第1のデ
ジタル信号)Pcに変換される。このA/D変換回路(
6)における、第2のアナログ信号のサンプリングされ
た信号p c /を第2図Fに示す。This second analog signal Pb is transmitted through an amplifier (AC amplifier)
(5) to the A/D conversion circuit (6), and has a frequency twice that of the clock signal a, that is, 80kHz.
D
/A conversion, it is converted into a digital signal (first digital signal) Pc. This A/D conversion circuit (
The sampled signal p c / of the second analog signal in 6) is shown in FIG. 2F.
尚、このA/D変換回路(6)としては、フレッシュ型
、2ステツプフレツシユ型、逐次比較型、直並列型、直
列型、積分型、2重積分型、多重積分型、高速積分型、
オーバーサンプリング・デルタ・シグマ変調型等の各種
のA/D変換回路が可能である。Note that this A/D conversion circuit (6) includes fresh type, two-step fresh type, successive approximation type, series-parallel type, series type, integral type, double integral type, multiple integral type, high-speed integral type,
Various A/D conversion circuits such as oversampling delta-sigma modulation type are possible.
この第1のデジタル信号Pcは、変調回路(チョッパー
)(3)の逆変換回路としての復調回路(7)に供給さ
れて、40kHzのクロック信号eの到来毎に、交互に
+1及び−1が乗算されて、クロック信号eの到来毎に
位相が反転するデジタル信号(第2のデジタル信号)P
d(第2図G)に変換される。この第2のデジタル信号
Pdにおいては、信号成分の帯域が元の位置に戻され、
逆に1/fノイズは40kHzを中心としたその両側の
所定帯域に移る。This first digital signal Pc is supplied to a demodulation circuit (7) as an inverse conversion circuit of the modulation circuit (chopper) (3), and is alternately converted to +1 and -1 every time the 40kHz clock signal e arrives. A digital signal (second digital signal) P that is multiplied and whose phase is inverted every time the clock signal e arrives.
d (Figure 2G). In this second digital signal Pd, the band of the signal component is returned to its original position,
Conversely, 1/f noise shifts to predetermined bands on both sides of 40 kHz.
そして、この第2のデジタル信号Pdは、ローパスフィ
ルタ(8)に供給されることによって、A/D変換回路
(6)におけるサンプリング周波数である80kHzの
1/2の周波数、即ち、40kHzの周波数成分である
1/fノイズが除去された出力が出力端子(9)に出力
される。This second digital signal Pd is supplied to the low-pass filter (8), thereby converting it into a frequency component of 1/2 of 80 kHz, which is the sampling frequency in the A/D conversion circuit (6), that is, a frequency component of 40 kHz. The output from which the 1/f noise has been removed is output to the output terminal (9).
次に、チョッパー(3)に回路構成について説明する。Next, the circuit configuration of the chopper (3) will be explained.
チョッパー(3)の入力端子が、オンオフスイッチS
W a 1 、S W a 2及びその間に直列的に挿
入されたコンデンサ(4)の直列回路を通じて接地され
る。そして、スイッチS W a H及びコンデンサ(
4)の接続中点が、オンオフスイッチswb。The input terminal of the chopper (3) is the on/off switch S
It is grounded through a series circuit of W a 1 , S W a 2 and a capacitor (4) inserted in series therebetween. Then, the switch S W a H and the capacitor (
The middle point of connection in 4) is the on/off switch swb.
を通じて、チョッパー(3)の出力端子に接続されると
共に、オンオフスイッチ5Wcl を通じて接地される
。又、スイッチS W a 2及びコンデンサ(4)の
接続中点が、オンオフスイッチS W c 2を通じて
、チョッパー(3)の出力端子に接続されると共に、オ
ンオフスイッチswb2を通じて接地される。It is connected to the output terminal of the chopper (3) through the on/off switch 5Wcl and grounded through the on/off switch 5Wcl. Further, the connection midpoint between the switch S W a 2 and the capacitor (4) is connected to the output terminal of the chopper (3) through the on/off switch S W c 2 and grounded through the on/off switch swb2.
ここで、スイッチ5Wa1.5Wa2は、40kHzの
クロック信号a(第2図A)によって、同時にオンオフ
制御され、クロック信号aが論理レベル「1」のとき、
スイッチ5Wal 、5Wa2が同時にオンに成って、
第1のアナログ信号Paに基づいた電荷がコンデンサ(
4)に蓄積され、論理レベルrOJのときは同時にオフ
と成って、その電荷が保持される。Here, the switches 5Wa1.5Wa2 are simultaneously controlled on and off by a 40kHz clock signal a (FIG. 2A), and when the clock signal a is at logic level "1",
Switches 5Wal and 5Wa2 are turned on at the same time,
The charge based on the first analog signal Pa is transferred to the capacitor (
4), and when the logic level is rOJ, it is simultaneously turned off and the charge is held.
又、スイッチS W b 5、S W b 2は、クロ
ック信号aが2分の1に分周されたクロック信号b(第
2図B)によって同時にオンオフ制御され、クロック信
号すが論理レベルrlJのときは、スイッチSWJ 、
5Wb2はオンと成り、このときスイッチS W a
I 、S W a 2はオフであるので、コンデンサ(
4)の電荷に基づく電圧(これを正電圧とする)が増幅
器(5)の印加され、クロック信号すが論理レベル「0
」のときは、スイッチ5Wb1.5Wb2はオフと成る
。In addition, the switches S W b 5 and S W b 2 are controlled on and off simultaneously by the clock signal b (FIG. 2B), which is the frequency of the clock signal a divided by half, and the clock signal A is controlled on and off at the same time as the logic level rlJ. When switch SWJ,
5Wb2 is turned on, and at this time the switch S W a
Since I and S W a 2 are off, the capacitor (
4) is applied to the amplifier (5), and the clock signal reaches the logic level "0".
”, the switch 5Wb1.5Wb2 is turned off.
又、スイッチ5Wc1.5Wc2は、クロック信号aが
2分の1に分周され、クロック信号すに対し180度の
位相差を有するクロック信号C(第2図C)によって同
時にオンオフ制御され、クロック信号Cが論理レベル「
1」のときは、スイッチ5Wc1.5Wc2オンと成り
、このときスイッチ5Wa1.5Wa2及びスイッチs
wb、 、swb2は共にオフであるので、コンデンサ
(4)の電荷に基づく電圧(これを負電圧と成る)が増
幅器(5)の印加され、クロック信号Cが論理レベル「
OJのときは、スイッチS W c 3、S W c
2はオフと成る。In addition, the switches 5Wc1.5Wc2 are simultaneously on/off controlled by a clock signal C (FIG. 2C) in which the clock signal a is divided into half and has a phase difference of 180 degrees with respect to the clock signal a. C is the logical level
1", the switch 5Wc1.5Wc2 is on, and at this time the switch 5Wa1.5Wa2 and the switch s
Since wb, , and swb2 are both off, a voltage based on the charge on the capacitor (4) (which becomes a negative voltage) is applied to the amplifier (5), and the clock signal C reaches the logic level "
When OJ, switch S W c 3, S W c
2 is off.
尚、A/D変換回路(6)に供給するクロ・7り信号d
の周波数を例えば160Hzにした場合には、復調回路
(7)に供給するクロック信号eの周波数はその2分の
1、即ち、80Hzにすれば良い。In addition, the black/7 signal d supplied to the A/D conversion circuit (6)
For example, when the frequency of the clock signal e is set to 160 Hz, the frequency of the clock signal e supplied to the demodulation circuit (7) may be set to one half of that frequency, that is, 80 Hz.
次に、数式を用いて、このA/D変換装置の動作を説明
する。チョッパー(3)の入力端子に供給される。第1
のアナログ信号Paの電圧を、Va(N) 、チョッパ
ー(3)の出力端子に得られる第2のアナログ信号Pb
の電圧をVb (N)と夫々すると、Vb(N)は次式
のように表される。但し、Nはサンプル点を示し、mは
、m−0,1,2、・・である。Next, the operation of this A/D converter will be explained using mathematical formulas. It is supplied to the input terminal of the chopper (3). 1st
The voltage of the analog signal Pa is Va(N), and the voltage of the second analog signal Pb obtained at the output terminal of the chopper (3) is
Letting the voltage of Vb(N) be Vb(N), Vb(N) is expressed as follows. However, N indicates a sample point, and m is m-0, 1, 2, . . . .
A/D変換回路(6)から得れる第1のデジタル信号P
cの電圧をVc(N)で表し、これが直流オフセットO
F (N)を有するものとすると、Vc (N)は次式
のように表される。First digital signal P obtained from the A/D conversion circuit (6)
The voltage of c is expressed as Vc (N), and this is the DC offset O
F (N), Vc (N) is expressed as follows.
又、復調回路(7)から出力される第2のデジタル信号
Pdの電圧をVd (N) とすると、これは次式のよ
うに表される。Further, assuming that the voltage of the second digital signal Pd output from the demodulation circuit (7) is Vd (N), this is expressed as the following equation.
ここで、オフセット分OF(2m)及びoF(2m+1
)はサンプリング周波数80kHzの1/2、即ち、4
0kHzの周波数成分であり、これはローパスフィルタ
(8)によって除去される。Here, the offsets OF(2m) and oF(2m+1
) is 1/2 of the sampling frequency of 80kHz, that is, 4
This is a frequency component of 0 kHz, which is removed by a low-pass filter (8).
上述せる本発明によれば、構成簡単にして、A/D変換
におけるオフセットの影響を低減することのできるA/
D変換装置を得ることができる。According to the present invention described above, the A/D converter can have a simple configuration and reduce the influence of offset in A/D conversion.
A D conversion device can be obtained.
又、変調回路及び復調回路の間に増幅器を挿入する場合
は、交流増幅器で良いので、それだけ回路構成が簡単に
成る。Furthermore, when an amplifier is inserted between the modulation circuit and the demodulation circuit, an AC amplifier may be used, which simplifies the circuit configuration accordingly.
第1図は本発明の実施例を示すブロック線図、第2図は
その説明に供する波形図である。
(2)はローパスフィルタ、(3)はチョッパー、(5
)は増幅器、(6)はA/D変換回路、(7)は復調回
路、り8)はローパスフィルタである。
代
理
人
松
隈
秀
盛FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the same. (2) is a low-pass filter, (3) is a chopper, (5
) is an amplifier, (6) is an A/D conversion circuit, (7) is a demodulation circuit, and 8) is a low-pass filter. Agent Hidemori Matsukuma
Claims (1)
反転する第2のアナログ信号が出力されるチョッパーか
ら成る変調回路と、 該変調回路からの第2のアナログ信号が供給されて第1
のデジタル信号が出力されるA/D変換回路と、 該A/D変換回路からの第1のデジタル信号が供給され
て復調されて、第2のデジタル信号が出力される復調回
路とを備えることを特徴とするA/D変換装置。[Claims] A modulation circuit comprising a chopper to which a first analog signal is supplied and a second analog signal whose polarity is inverted every predetermined period is output; and a second analog signal from the modulation circuit. is supplied first
an A/D conversion circuit to which a digital signal is output; and a demodulation circuit to which a first digital signal from the A/D conversion circuit is supplied and demodulated to output a second digital signal. An A/D conversion device characterized by:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23641389A JPH0399520A (en) | 1989-09-12 | 1989-09-12 | A/d converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23641389A JPH0399520A (en) | 1989-09-12 | 1989-09-12 | A/d converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0399520A true JPH0399520A (en) | 1991-04-24 |
Family
ID=17000390
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23641389A Pending JPH0399520A (en) | 1989-09-12 | 1989-09-12 | A/d converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0399520A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010098668A (en) * | 2008-10-20 | 2010-04-30 | Semiconductor Technology Academic Research Center | Differential amplifier circuit and ad conversion apparatus |
JP2013223197A (en) * | 2012-04-19 | 2013-10-28 | Japan Radio Co Ltd | Analog-to-digital conversion circuit |
-
1989
- 1989-09-12 JP JP23641389A patent/JPH0399520A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010098668A (en) * | 2008-10-20 | 2010-04-30 | Semiconductor Technology Academic Research Center | Differential amplifier circuit and ad conversion apparatus |
JP2013223197A (en) * | 2012-04-19 | 2013-10-28 | Japan Radio Co Ltd | Analog-to-digital conversion circuit |
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