JPH039706B2 - - Google Patents
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- JPH039706B2 JPH039706B2 JP14148783A JP14148783A JPH039706B2 JP H039706 B2 JPH039706 B2 JP H039706B2 JP 14148783 A JP14148783 A JP 14148783A JP 14148783 A JP14148783 A JP 14148783A JP H039706 B2 JPH039706 B2 JP H039706B2
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、可飽和リアクトルを用いたスイツチ
ング電源に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a switching power supply using a saturable reactor.
［従来の技術］
可飽和リアクトルを用いたスイツチング電源は
高周波でも高効率の電源として注目されてきてい
る。例えば、特開昭57−138867号公報にはトラン
スの二次側に接続した可飽和リアクトルで出力電
圧を制御する方式が、特開昭58−93466号公報に
は磁気増幅器を用いた方式が、各々開示されてい
る。共に、可飽和リアクトルのコアとして低損失
アモルフアス材料を用いている。[Prior Art] A switching power supply using a saturable reactor has been attracting attention as a highly efficient power supply even at high frequencies. For example, JP-A-57-138867 discloses a method of controlling the output voltage using a saturable reactor connected to the secondary side of a transformer, and JP-A-58-93466 discloses a method that uses a magnetic amplifier. Each is disclosed. In both cases, a low-loss amorphous material is used as the core of the saturable reactor.
この種のスイツチング電源の回路の一例を第１
図に示す。 An example of this type of switching power supply circuit is shown in the first example.
As shown in the figure.
図において、１は主スイツチング素子、２は主
トランス、３，４は主トランス２の一次巻線及び
二次巻線である。３ａはリセツト巻線と呼ばれる
ものである。５は可飽和リアクトル、６，７はダ
イオード、８はチヨークコイル、９は出力コンデ
ンサー、１０は負荷である。１１は出力電圧の検
出点、１２は定電圧制御回路、１３は制御電流i2
を一方向に流す為のダイオードである。Ｒ，
R′は抵抗素子、Ｃ，C′はコンデンサーであり、ダ
イオード６，７のサージ電圧電流を吸収するため
のスナバ回路を構成している。 In the figure, 1 is a main switching element, 2 is a main transformer, and 3 and 4 are a primary winding and a secondary winding of the main transformer. 3a is called a reset winding. 5 is a saturable reactor, 6 and 7 are diodes, 8 is a choke coil, 9 is an output capacitor, and 10 is a load. 11 is an output voltage detection point, 12 is a constant voltage control circuit, and 13 is a control current i 2
This is a diode that allows the current to flow in one direction. R,
R' is a resistive element, C and C' are capacitors, and constitute a snubber circuit for absorbing the surge voltage current of the diodes 6 and 7.
第１図において、可飽和リアクトル５は定電圧
制御回路１２からの制御電流によつて制御される
磁気増幅器を構成するものであるが、検出点１１
から定電圧制御回路１２を経てダイオード１３か
ら接続点５に到る回路を切り離してスイツチング
素子１のパルス幅制御（PWM）により制御する
スイツチング電源も広く用いられている（特開昭
57−138867号公報、電子通信学会技術報告PE82
−１、電気学会磁気応用研究会資料AM79−25等
を参照）。 In FIG. 1, a saturable reactor 5 constitutes a magnetic amplifier controlled by a control current from a constant voltage control circuit 12, and a detection point 11
A switching power supply is also widely used in which the circuit from the diode 13 to the connection point 5 via the constant voltage control circuit 12 is separated and the circuit is controlled by pulse width control (PWM) of the switching element 1.
Publication No. 57-138867, Institute of Electronics and Communication Engineers Technical Report PE82
-1, IEEJ Magnetic Application Study Group material AM79-25, etc.)
次に第１図に示す回路の動作を説明する。 Next, the operation of the circuit shown in FIG. 1 will be explained.
直流電圧が印加された一次巻線３に接続された
スイツチング素子のON−OFFにより主トランス
２の二次巻線４にパルス状の電圧が誘起される。
この電圧は可飽和リアクトル５を通つて６〜９で
構成される整流回路を通り負荷１０に直流電圧と
なつて現われる。この時、正パルス電流i1によつ
て可飽和リアクトル５は第２図の飽和点Ａまで達
し、i1が零になつた時にBr点に戻る。負パルス電
流i2は、制御回路１２によつて出力直流電圧の設
定値と実際の直流電圧E0との差にほぼ比例して
変化する。すなわち、パルス電流i2は制御電流で
あり、この値が大きくなればリセツトされる可飽
和リアクトルの動作点はBr点→Ｃ点→Ｄ点へと
次第に移つてゆく。このように制御電流i2により
i1が流れる順方向時に生ずる可飽和リアクトルに
よる電圧降下を変化させ、出力直流電圧を一定に
するのが磁気増幅器方式のSW電源の原理であ
る。 A pulse-like voltage is induced in the secondary winding 4 of the main transformer 2 by turning on and off a switching element connected to the primary winding 3 to which a DC voltage is applied.
This voltage passes through the saturable reactor 5, passes through a rectifier circuit constituted by 6 to 9, and appears at the load 10 as a DC voltage. At this time, the saturable reactor 5 reaches the saturation point A in FIG. 2 due to the positive pulse current i 1 and returns to the Br point when i 1 becomes zero. The negative pulse current i 2 changes by the control circuit 12 in approximately proportion to the difference between the set value of the output DC voltage and the actual DC voltage E 0 . That is, the pulse current i2 is a control current, and as this value increases, the operating point of the reset saturable reactor gradually shifts from the Br point to the C point to the D point. Thus by control current i 2
The principle of the magnetic amplifier type SW power supply is to change the voltage drop caused by the saturable reactor when i 1 flows in the forward direction and to keep the output DC voltage constant.
［発明が解決しようとする問題点］
従来のスイツチング電源では、二次巻線４の電
圧が正から負に極性を反転した瞬間にサージ電流
i3が制御電流i3に重畳してスナバ回路Ｒ，Ｃを経
由して可飽和リアクトル５に流れ込むことであ
る。この時の状況を実際の可飽和リアクトルのＢ
−Ｈ曲線、第３図を用いて詳細に説明する。[Problems to be solved by the invention] In the conventional switching power supply, a surge current occurs at the moment the voltage of the secondary winding 4 reverses polarity from positive to negative.
i 3 is superimposed on the control current i 3 and flows into the saturable reactor 5 via the snubber circuits R and C. The situation at this time is B of the actual saturable reactor.
-H curve will be explained in detail using FIG. 3.
このサージ電流i3は、二次巻線４の電圧が正か
ら負の極性に反転する直前までにダイオード６と
ダイオード７の両端に接続されたスナバ回路のコ
ンデンサ、ＣとC′に蓄積された電荷の放電々流
と、ダイオード６の接合容量によつて生ずるリバ
ース・リカバリ電流によるものである。 This surge current i3 is accumulated in the capacitors C and C' of the snubber circuit connected across the diode 6 and diode 7 just before the voltage of the secondary winding 4 reverses from positive to negative polarity. This is due to the reverse recovery current generated by the electric charge discharge current and the junction capacitance of the diode 6.
すなわち、正方向にパルス電流i1が流れる場合
は、可飽和リアクトルはi1に比例した磁界h1に相
当するａ点に達するが、i1が零になつた時にBr点
にもどる。２次巻線４の電圧が反転して負パルス
電圧が現れた時は、最初にスナバ回路Ｃ−Ｒを経
由してサージ電流i3が流れ、i3に比例した磁界h3
に相当するｂ点に移動する。さらに、コントロー
ル回路１２から供給される制御電流i2に相当した
磁界h2が加わり、h3＋h2の磁界に相当するｃ点に
達する。次に再び二次巻線の電圧が正方向になつ
た時にはｃ→ｄのループでａ点に達する。この
時、△B1＋△B2＋△B3の磁束変化に相当する電
圧降下が可飽和リアクトル５で発生する。 That is, when the pulse current i 1 flows in the positive direction, the saturable reactor reaches point a corresponding to the magnetic field h 1 proportional to i 1 , but returns to point Br when i 1 becomes zero. When the voltage of the secondary winding 4 is reversed and a negative pulse voltage appears, a surge current i 3 first flows through the snubber circuit C-R, and a magnetic field h 3 proportional to i 3 is generated.
Move to point b corresponding to . Furthermore, a magnetic field h 2 corresponding to the control current i 2 supplied from the control circuit 12 is added, and a point c corresponding to the magnetic field h 3 +h 2 is reached. Next, when the voltage of the secondary winding becomes positive again, point a is reached in a loop of c→d. At this time, a voltage drop corresponding to a magnetic flux change of ΔB 1 +ΔB 2 +ΔB 3 occurs in the saturable reactor 5.
従つてi3は可飽和リアクトルコアに次のような
重大な問題点を提起する。 Therefore, i 3 poses the following serious problems for saturable reactor cores.
(イ) △B3本来制御には不必要な磁束変化である。
このため可飽和リアクトルに不必要な好ましく
ない温度上昇を引きおこす。(a) △B 3This is a change in magnetic flux that is essentially unnecessary for control.
This causes an unnecessary and undesirable temperature rise in the saturable reactor.
(ロ) また、とくに低損失の可飽和リアクトルコア
を用いた場合には、サージ電流i3だけでかなり
の程度リセツトされ、場合によつては制御不
能、即ち出力電圧の低下を引きおこし使用に耐
えないこともある。(b) In addition, especially when a low-loss saturable reactor core is used, the surge current i3 alone can reset to a considerable extent, and in some cases, it may become uncontrollable, that is, the output voltage may drop, making it impossible to use it. Sometimes I can't stand it.
更に問題になることは、可飽和リアクトル５に
流入するサージ電流i3の大きさが負荷電流I0、す
なわち正パルス電流i1が大きくなるという傾向を
もつことである。その理由は可飽和リアクトル５
に流入する電流i3の接合容量に起因するリバー
ス・リカバリ電流は一般に正の温度特性をもつた
めである。即ち、負荷電流I0の増加によつてダイ
オード損失が大となつて同ダイオードの温度が上
昇し、リバース・リカバリ電流も増加するからで
ある。 A further problem is that the magnitude of the surge current i 3 flowing into the saturable reactor 5 tends to increase the load current I 0 , that is, the positive pulse current i 1 . The reason is saturable reactor 5
This is because the reverse recovery current caused by the junction capacitance of the current i 3 flowing into generally has positive temperature characteristics. That is, as the load current I 0 increases, the diode loss increases, the temperature of the diode increases, and the reverse recovery current also increases.
また、磁気増幅器方式のスイツチング電源では
原理的にI0が大きくなると、定電圧制御のため制
御電流i2が小さくなるというように設計されてい
る。即ち、i2が零（i2＝０）の時が定格最大負荷
の時に相当し定電圧制御特性が失われない。この
点は、第４図の出力電圧特性におけるE0の直線
性が失われる点、x1，x2，x3に相当する。逆の傾
向で大きくなるi3の存在は設計上極めて困難な問
題点となつて現れる。 Furthermore, magnetic amplifier type switching power supplies are designed in such a way that, in principle, when I 0 increases, the control current i 2 decreases due to constant voltage control. That is, when i 2 is zero (i 2 =0), it corresponds to the rated maximum load, and the constant voltage control characteristics are not lost. This point corresponds to the points x 1 , x 2 , x 3 where the linearity of E 0 is lost in the output voltage characteristics in FIG. 4. The existence of i 3 , which increases with the opposite tendency, presents an extremely difficult problem in design.
具体的に言うと下記のような問題点がある。 Specifically, there are the following problems.
(イ) ダイオード６のリバース・リカバリ電流の減
少を目的にスナバ回路の効果を大にするため、
コンデンサーＣの容量を大きくしていつた場合
には、同コンデンサに蓄積される電荷も増加す
るためサージ電流i3は大となる。又、負荷電流
I0が大きくなるにつれてi3も大きくなるので、
これによつて可飽和リアクトルはリセツトされ
る。第４図に示すように、Ｃが大きく負荷が重
い場合は、スイツチング電源の定電圧制御範囲
を広くとることができない。(a) In order to increase the effect of the snubber circuit for the purpose of reducing the reverse recovery current of diode 6,
When the capacitance of capacitor C is increased, the charge accumulated in the capacitor also increases, so the surge current i 3 becomes large. Also, load current
As I 0 increases, i 3 also increases, so
This resets the saturable reactor. As shown in FIG. 4, when C is large and the load is heavy, the constant voltage control range of the switching power supply cannot be widened.
(ロ) 定電圧制御範囲を広くとるためには第４図で
模式的に示すような、コンデンサーＣを小さく
してゆくことになるが、この時には第５図に示
すように、第６図で定義されるスパイクノイズ
電圧eNが急速に増大してゆく。ここでeNは出力
直流電圧に重畳されるスイツチングによるスパ
イクノイズ電圧である。(b) In order to widen the constant voltage control range, the capacitor C should be made smaller as shown schematically in Figure 4, but in this case, as shown in Figure 5, The defined spike noise voltage e N increases rapidly. Here, e N is a spike noise voltage due to switching superimposed on the output DC voltage.
一方、ダイオード６，７のリバースリカバリ
（逆回復）電流に起因する前記ダイオードの損失
及び出力直流電圧と重畳するスパイクノイズ電圧
を低下させるため、第１図の回路の検出点１１か
ら定電圧制御回路１２を経てダイオード１３から
ダイオード６と可飽和リアクトル５の接続点に到
る回路を切り離してスイツチング素子１をパルス
幅制御する構成としたスイツチング電源において
も、前記のスナバ回路のＣ，Ｒを経由してサージ
電流i3が流れることにより生じる△B3は、可飽和
リアクトルに不必要な好ましくない温度上昇を引
き起こすと共に△Ｂにより出力パルス幅の減少を
起すため出力制御幅が減少してしまうという問題
点があつた。 On the other hand, in order to reduce the loss of the diodes caused by the reverse recovery current of the diodes 6 and 7 and the spike noise voltage superimposed on the output DC voltage, a constant voltage control circuit is connected from the detection point 11 of the circuit in FIG. In a switching power supply configured to control the pulse width of the switching element 1 by separating the circuit from the diode 13 to the connection point between the diode 6 and the saturable reactor 5 via the snubber circuit C and R, △B 3 caused by the flow of surge current i 3 causes an unnecessary and undesirable temperature rise in the saturable reactor, and △B causes a decrease in the output pulse width, resulting in a decrease in the output control width. The dot was hot.
以上の問題点が存在するが、これらを同時に解
決する方法を見出すことは極めて困難である。こ
のため、従来技術ではある程度妥協して、コンデ
ンサーＣやＲの値を決定しているのが実状であ
る。 Although the above problems exist, it is extremely difficult to find a method to solve them simultaneously. For this reason, in the conventional technology, the values of capacitors C and R are actually determined with some compromise.
従つて本発明の目的は従来技術の不足部分を補
うべく、可飽和リアクトルおよび整流ダイオード
に付加されるスナバ回路の接続方法に検討を加
え、制御範囲の広いかつ低雑音のスイツチング電
源を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide a low-noise switching power supply with a wide control range by considering the connection method of the snubber circuit added to the saturable reactor and the rectifier diode, in order to compensate for the deficiencies of the prior art. It is.
［課題を解決するための手段］
前記目的を達成するために本発明は、トランス
の一次巻線に直列に接続され周期的に断続するス
イツチング素子、前記トランスの二次巻線に接続
された少なくとも一個のダイオードを有する整流
回路とからなるスイツチング電源において、前記
ダイオードと前記トランスの二次巻線との接続部
に可飽和リアクトルを挿入するとともに、一端を
前記可飽和リアクトルとトランスの二次巻線の接
続点に接続し他端を前記ダイオードの可飽和リア
クトルとの接続端と反対側の端子に接続したスナ
バ回路を設けたことを特徴とするスイツチング電
源を提供する。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, the present invention provides a switching element that is connected in series to the primary winding of the transformer and periodically intermittent, and at least one switching element that is connected to the secondary winding of the transformer. In a switching power supply consisting of a rectifier circuit having one diode, a saturable reactor is inserted at the connection between the diode and the secondary winding of the transformer, and one end is connected between the saturable reactor and the secondary winding of the transformer. The present invention provides a switching power supply characterized in that a snubber circuit is provided, the snubber circuit being connected to the connection point of the diode and having the other end connected to the terminal of the diode opposite to the connection end of the diode with the saturable reactor.
また本発明は、トランスの一次巻線に直列に接
続され周期的に断続するスイツチング素子、前記
トランスの二次巻線に接続された可飽和リアクト
ル、前記可飽和リアクトルに直列に接続され少な
くとも一個のダイオードを有する整流回路、前記
可飽和リアクトルに流れる電流を制御することに
より前記整流回路の出力直流電圧を一定にする制
御回路とからなる磁気増幅器方式のスイツチング
電源において、前記ダイオードと前記トランスの
二次トランスとの接続部に可飽和リアクトルを挿
入するとともに、一端を前記可飽和リアクトルと
トランスの二次巻線の接続点に接続し他端を前記
ダイオードの可飽和リアクトルとの接続端と反対
側の端子に接続したスナバ回路を設けたことを特
徴とする磁気増幅器方式のスイツチング電源を提
供する。 The present invention also provides a switching element connected in series to the primary winding of the transformer and periodically intermittent, a saturable reactor connected to the secondary winding of the transformer, and at least one switching element connected in series to the saturable reactor. In a magnetic amplifier type switching power supply comprising a rectifier circuit having a diode, and a control circuit that makes the output DC voltage of the rectifier circuit constant by controlling the current flowing through the saturable reactor, the secondary of the diode and the transformer is A saturable reactor is inserted into the connection part with the transformer, and one end is connected to the connection point between the saturable reactor and the secondary winding of the transformer, and the other end is connected to the connection end of the diode with the saturable reactor. A magnetic amplifier type switching power supply is provided, characterized in that a snubber circuit connected to a terminal is provided.
なお、第１図で可飽和リアクトルはトランスの
二次巻線とダイオードとの間に介挿されている
が、二次巻線の他端ともう一方のダイオードとの
間に介挿されることもあり状況に応じて適宜その
介挿位置は当業者が選択してきた。同様に、本発
明においても可飽和リアクトルの介挿位置は必要
に応じて変えることは設計事項であることは言う
までもない。本発明では可飽和リアクトルを挿入
する位置をダイオードとトランスの二次巻線との
接続部と呼ぶ。 Note that in Figure 1, the saturable reactor is inserted between the secondary winding of the transformer and the diode, but it can also be inserted between the other end of the secondary winding and the other diode. Those skilled in the art have selected the insertion position as appropriate depending on the situation. Similarly, in the present invention, it goes without saying that it is a design matter to change the insertion position of the saturable reactor as necessary. In the present invention, the position where the saturable reactor is inserted is called the connection part between the diode and the secondary winding of the transformer.
以下、本発明を実施例に基づき説明する。 The present invention will be explained below based on examples.
第７図が本発明の基本となる回路図である。即
ち、サージ電流電圧吸収をするスナバ回路RA，
CAが可飽和リアクトル５とダイオード６の直列
回路の両端に接続し、ダイオード６のリバース・
リカバリ電流が充分小さくなるように、CA及び
RAの値を決定しておく。このようにすると、ダ
イオード６のリバース・リカバリ電流分を除くサ
ージ電流i3の大部分は、CA，RAのみを経由して
二次巻線４に戻るので、可飽和リアクトル５を経
由する分はほとんどない。この動作を第８図の可
飽和リアクトルの動作曲線上で詳細に説明する。
二次巻線から負荷に正パルス電流i1が流れた場合
には可飽和リアクトル５はａ点に達する。次に二
次巻線の電圧が反転してダイオード６に急峻な電
圧が印加された場合でも、サージ電流i3′の大部分
はRA，CAを経由して流れるので考慮に入れる必
要がなく、制御電流i2に相当した磁界h2のみを考
えればよいことになる。この時、可飽和リアクト
ルは動作曲線上c′にリセツトされる。再び二次巻
線の電圧が反転して正パルス電流i1が流れると、
c′→d′のループを経由して可飽和リアクトル５は
ａ点に達するが、この時の動作磁束密度は△B1
＋△B2である。従来技術による不必要な磁束変
化△B3の効果を顕著に除去することができた。 FIG. 7 is a circuit diagram that is the basis of the present invention. In other words, the snubber circuit R A absorbs surge current and voltage.
C A is connected across the series circuit of saturable reactor 5 and diode 6, and
C A and C so that the recovery current is sufficiently small.
Determine the value of R A in advance. In this way, most of the surge current i 3 excluding the reverse recovery current of the diode 6 returns to the secondary winding 4 via only C A and R A , so it passes through the saturable reactor 5. There are very few minutes. This operation will be explained in detail on the operating curve of the saturable reactor shown in FIG.
When a positive pulse current i 1 flows from the secondary winding to the load, the saturable reactor 5 reaches point a. Next, even if the voltage of the secondary winding is reversed and a steep voltage is applied to diode 6, most of the surge current i3 ' flows through R A and C A , so this must be taken into account. Instead, it is only necessary to consider the magnetic field h 2 corresponding to the control current i 2 . At this time, the saturable reactor is reset to c' on the operating curve. When the voltage in the secondary winding is reversed again and a positive pulse current i1 flows,
The saturable reactor 5 reaches point a via the loop c′ → d′, but the operating magnetic flux density at this time is △B 1
+△ B2 . The effect of unnecessary magnetic flux change ΔB 3 caused by the prior art could be significantly eliminated.
以上の説明は可飽和リアクトル５のインダクタ
ンスを定電圧制御回路１２で制御する磁気増幅器
方式について行つたが、本発明はそれに限定され
るものではなく、可飽和リアクトル５のインダク
タンスを自己制御する方式についても適用される
ものである。 Although the above description has been made regarding a magnetic amplifier method in which the inductance of the saturable reactor 5 is controlled by the constant voltage control circuit 12, the present invention is not limited to this, and relates to a method in which the inductance of the saturable reactor 5 is self-controlled. shall also apply.
第９図は本発明の回路方式を用いたスイツチン
グ電源の出力特性である。図から明らかなごと
く、スパイク雑音低減の目的でスナバ回路の効果
を充分に効かせるためにコンデンサーＣの値を大
きくしても定電圧制御範囲はほとんど変化せず充
分な広さを得ることができた。同時に、スパイク
雑音電圧eNも充分に低減されることができた。 FIG. 9 shows the output characteristics of a switching power supply using the circuit system of the present invention. As is clear from the figure, even if the value of capacitor C is increased in order to fully utilize the effect of the snubber circuit for the purpose of reducing spike noise, the constant voltage control range hardly changes and a sufficient width can be obtained. Ta. At the same time, the spike noise voltage eN was also able to be sufficiently reduced.
また、これまでの技術では使用に耐えないと判
定されていた低損失コアも使用することが可能と
なつた。その理由は、低損失のコアほど、小さな
リセツト電流で磁束密度が大きく変化するため、
前記i3の影響による磁束密度変化△B3の変化量も
大きくなつてしまうし、定電圧制御範囲が減少す
るとともに、磁心損失が増加することによる温度
上昇も大きくなつてしまうからである。 Furthermore, it has become possible to use low-loss cores that were determined to be unusable with conventional technology. The reason for this is that the lower the loss in the core, the greater the change in magnetic flux density with a small reset current.
This is because the amount of change in the magnetic flux density change ΔB 3 due to the influence of i 3 increases, the constant voltage control range decreases, and the temperature rise due to increased core loss also increases.
この場合、主トランス２の二次巻線４の巻線の
最適選択とあいまつて約60degの温度上昇を
40degまで大幅に低減することができた。これら
の実施例の結果から明らかなように本発明の回路
方式の効果の著しいことが明らかであろう。 In this case, combined with the optimal selection of the winding of the secondary winding 4 of the main transformer 2, the temperature rise of approximately 60 degrees can be reduced.
We were able to significantly reduce it to 40deg. As is clear from the results of these examples, it is clear that the circuit system of the present invention has a significant effect.
本発明では、スナバ回路としてＣ−Ｒの直列回
路を用いたが何もこれに限定するのではなく、第
１０図ａのようにサージ電圧電流を吸収するため
の電流i3′を流す任意の回路Z1であればどのような
ものでも本発明の効果は変わらない。 In the present invention, a C-R series circuit is used as the snubber circuit, but it is not limited to this in any way, and any arbitrary circuit that flows a current i 3 ' to absorb the surge voltage current as shown in FIG. 10a is used. The effects of the present invention remain the same regardless of the circuit Z1 .
また、接続方法として、第１０図ｂのようにス
ナバ回路をZ1a，Z1bと多分割しそれらの接続点
を回路の他の部分にあるインピーダンスZ2あるい
はZ3を介して接続しても、サージ吸収時の電流
i3′がダイオード６と可飽和リアクトル５を避け
て、主にZ1a，Z1bを経由して流れる場合には本
発明の効果は全く同じである。 In addition, as a connection method, the snubber circuit is divided into multiple parts Z 1 a and Z 1 b as shown in Fig. 10b, and their connection points are connected via impedance Z 2 or Z 3 in other parts of the circuit. However, the current during surge absorption
When i 3 ' avoids the diode 6 and the saturable reactor 5 and flows mainly through Z 1 a and Z 1 b, the effect of the present invention is exactly the same.
以上実施例を用いて詳細に説明したように、本
発明の回路方式を用いれば、制御範囲の広いかつ
低雑音のスイツチング電源を実現することができ
る。 As described above in detail using the embodiments, by using the circuit system of the present invention, a switching power supply with a wide control range and low noise can be realized.
第１図は従来技術の回路図、第２図、第３図は
可飽和リアクトルの動作曲線図、第４図、第５図
は従来技術によるスイツチング電源の出力特性
図、第６図はスパイク雑音波形図、第７図は本発
明の基本回路図、第８図は本発明の技術による可
飽和リアクトルの動作曲線図、第９図は本発明の
効果を示すスイツチング電源の出力特性図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す図である。
Figure 1 is a circuit diagram of the conventional technology, Figures 2 and 3 are operating curve diagrams of a saturable reactor, Figures 4 and 5 are output characteristics diagrams of a switching power supply according to the prior art, and Figure 6 is spike noise. 7 is a basic circuit diagram of the present invention; FIG. 8 is an operating curve diagram of a saturable reactor according to the technique of the present invention; FIG. 9 is an output characteristic diagram of a switching power supply showing the effects of the present invention;
FIG. 0 is a diagram showing another embodiment of the present invention.
Claims (1)
に断続するスイツチング素子、前記トランスの二
次巻線に接続された少なくとも一個のダイオード
を有する整流回路とからなるスイツチング電源に
おいて、 前記ダイオードと前記トランスの二次巻線との
接続部に可飽和リアクトルを挿入するとともに、
一端を前記可飽和リアクトルとトランスの二次巻
線の接続点に接続し他端を前記ダイオードの可飽
和リアクトルとの接続端と反対側の端子に接続し
たスナバ回路を設けたことを特徴とするスイツチ
ング電源。 ２ トランスの一次巻線に直列に接続され周期的
に断続するスイツチング素子、前記トランスの二
次巻線に接続された可飽和リアクトル、前記可飽
和リアクトルに直列に接続され少なくとも一個の
ダイオードを有する整流回路、前記可飽和リアク
トルに流れる電流を制御することにより前記整流
回路の出力直流電圧を一定にする制御回路とから
なる磁気増幅器方式のスイツチング電源におい
て、 一端を前記可飽和リアクトルとトランスの二次
巻線の接続点に接続し他端を前記ダイオードの可
飽和リアクトルとの接続端と反対側の端子に接続
したスナバ回路を設けたことを特徴とする磁気増
幅器方式のスイツチング電源。[Claims] 1. A switching power supply comprising a switching element connected in series to the primary winding of a transformer and periodically intermittent, and a rectifier circuit having at least one diode connected to the secondary winding of the transformer. , inserting a saturable reactor into the connection between the diode and the secondary winding of the transformer,
A snubber circuit is provided, one end of which is connected to a connection point between the saturable reactor and the secondary winding of the transformer, and the other end of which is connected to a terminal of the diode opposite to the connection end of the diode with the saturable reactor. Switching power supply. 2. A rectifier having a switching element connected in series to the primary winding of the transformer and periodically intermittent, a saturable reactor connected to the secondary winding of the transformer, and at least one diode connected in series to the saturable reactor. In a magnetic amplifier type switching power supply comprising a circuit, and a control circuit that keeps the output DC voltage of the rectifier circuit constant by controlling the current flowing through the saturable reactor, one end is connected to the saturable reactor and the secondary winding of the transformer. A magnetic amplifier type switching power supply characterized in that a snubber circuit is provided, the snubber circuit being connected to the connection point of the line and the other end being connected to the terminal opposite to the connection end of the diode with the saturable reactor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14148783A JPS6031624A (en) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | Magnetic amplifier type switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14148783A JPS6031624A (en) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | Magnetic amplifier type switching power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6031624A JPS6031624A (en) | 1985-02-18 |
| JPH039706B2 true JPH039706B2 (en) | 1991-02-12 |
Family
ID=15293050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14148783A Granted JPS6031624A (en) | 1983-08-02 | 1983-08-02 | Magnetic amplifier type switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6031624A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0691746B2 (en) * | 1985-06-05 | 1994-11-14 | 株式会社東芝 | Noise absorption circuit |
| US7187531B1 (en) * | 2003-03-20 | 2007-03-06 | Tyco Electronics Power Systems, Inc. | Transient suppressor and power converter employing the same |
-
1983
- 1983-08-02 JP JP14148783A patent/JPS6031624A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6031624A (en) | 1985-02-18 |
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