JPH02188904A - Offset-magnetism preventing transformer - Google Patents

Offset-magnetism preventing transformer

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JPH02188904A
JPH02188904A JP1005872A JP587289A JPH02188904A JP H02188904 A JPH02188904 A JP H02188904A JP 1005872 A JP1005872 A JP 1005872A JP 587289 A JP587289 A JP 587289A JP H02188904 A JPH02188904 A JP H02188904A
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JP
Japan
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transformer
magnetic core
circuit
current
reactor
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JP1005872A
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Japanese (ja)
Inventor
Kosuke Harada
原田 耕介
Izumo Miyazaki
宮崎 出雲
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Kyushu University NUC
Original Assignee
Kyushu University NUC
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Abstract

PURPOSE:To prevent an offset magnetism from being generated by means of a simple constitution and to efficiently reduce a loss of a transformer in a region of a high-frequency and large electricpower load by a method wherein the transformer is constituted of a magnetic core containing no gap in a magnetic path and a winding which has been wound independently on another magnetic core is connected in parallel with a primary winding of the transformer. CONSTITUTION:A transformer T is constituted of a magnetic core I1 in which no gap is formed in a magnetic path; a winding which has been wound independently on another magnetic core 12 separately from the magnetic core I1 is connected in parallel with a primary winding N1 of the transformer T; the transformer T is excited. Through this constitution, a means to prevent an offset magnetism from being generated in the transformer T is installed. For example, one end of a battery with a voltage Vi is connected to the center of a primary winding N1 of said offset-magnetism preventing transformer T1 the other end of the battery is connected to both ends of the primary winding N1 via parallel connections Q1 and D1 as well as Q2 and D2 of FET switches and diodes; diodes D3, D4 connected to both ends of a secondary winding N2 are connected electrically to a load resistance RL via a smoothing circuit composed of a reactor L and a capacity C; thereby, a push-pull converter is constituted.

Description

【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は、電源用変圧器、特に、プッシュプルコンバー
タなど小型・高効率の大容量電源装置の構成に適した電
源変圧器における偏磁の発生を防止した偏磁防止変圧器
に関し、特に、極めて暦車な構成により偏磁の発生を防
止して、高周波・大電力負荷の領域における変圧器の損
失を有効に低減し得るようにしたものである。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention is directed to the prevention of biased magnetism in power transformers, especially power transformers suitable for the configuration of small, highly efficient, large capacity power supplies such as push-pull converters. Regarding transformers that prevent the occurrence of unbalanced magnetism, in particular, those that prevent the occurrence of unbalanced magnetism with an extremely smooth configuration and can effectively reduce transformer losses in areas of high frequency and large power loads. It is.

(従来の技術) −aに、マイクロコンピュータをはじめ、各種の情報処
理機器が普及し、高度の利用がなされるに伴い、小型・
高効率の大容量電源装置に対する要求が高まって来てい
る。一方、電池電圧のスイッチングにより発生させた交
流電圧を変圧して所要の直流電源電圧に変換するプッシ
ュプルコンバータやブリッジ方式の多方式コンバータは
、使用する変圧器における一次巻線の印加電圧の極性が
半周期毎に正負に反転するので磁束のリセット回路を必
要とせず、また、本来磁心の利用率が高く、大容量の電
源回路方式として従来広く用いられている。
(Prior art) -a. As various information processing devices, including microcomputers, become widespread and are used in advanced ways, small and
There is an increasing demand for high efficiency, large capacity power supplies. On the other hand, push-pull converters and bridge-type multi-system converters, which transform the AC voltage generated by switching battery voltage and convert it into the required DC power supply voltage, are based on the polarity of the voltage applied to the primary winding of the transformer used. Since the polarity is reversed every half cycle, there is no need for a magnetic flux reset circuit, and the utilization rate of the magnetic core is high, so it has been widely used as a large-capacity power supply circuit system.

しかして、この種の電源回路は対称に構成されているが
、対称に配置接続されている半導体スイッチ素子の高周
波領域で顕著になる特性のわずかな差違等に基づく回路
の非対称性は避けられず、回路のアンバランスをある程
度吸収し得るように偏磁対策を施した変圧器の使用が不
可欠であった。
Although this type of power supply circuit is symmetrically constructed, asymmetry in the circuit due to slight differences in characteristics that become noticeable in the high frequency range of semiconductor switch elements that are arranged and connected symmetrically cannot be avoided. Therefore, it was essential to use a transformer with countermeasures against unbalanced magnetism to absorb circuit imbalance to some extent.

(発明が解決しようとする課題) 従来用いられている変圧器偏磁防止方法は、はぼつぎの
いずれかに属するものであった。
(Problems to be Solved by the Invention) Conventionally used methods for preventing unbalanced magnetization in transformers have fallen into one of two categories.

(a)  変圧器の磁束密度を下げて飽和磁束密度まで
に余裕をもたせる。
(a) Lower the magnetic flux density of the transformer to provide some margin before the saturation magnetic flux density.

(b)  変圧器の磁心にギャップを設けて透磁率を下
げる。
(b) Create a gap in the transformer's magnetic core to reduce magnetic permeability.

(C)  電池電圧のスイッチングにおけるオン時間を
調節する。
(C) Adjust the on-time in switching the battery voltage.

なお、(a)、 (b)は磁気回路自体を偏磁が起り難
いように構成するものであり、(C)は磁気回路に発生
した偏磁を外部回路によって除去するものであり、特に
、磁気回路自体に施す偏磁防止方法(a)と(b)とは
併用される場合が多いが、最大動作磁束密度を低く設定
する結果、大型の磁心を用いることになり、変圧器の小
型化に難点があった。
In addition, (a) and (b) are those in which the magnetic circuit itself is configured so that biased magnetization is unlikely to occur, and (C) is one in which biased magnetism generated in the magnetic circuit is removed by an external circuit. Methods (a) and (b) to prevent unbalanced magnetism applied to the magnetic circuit itself are often used together, but as a result of setting the maximum operating magnetic flux density low, a large magnetic core is used, which reduces the size of the transformer. There were some difficulties.

また、偏磁防止方法(b)は、実施が簡単、容易である
ために広く用いられているが、励磁電流の増加やギャッ
プからの漏れ磁束に基づく近接効果により、銅損を増大
させて磁心温度を上昇させたりする問題があった。さら
に、磁束の偏りに基づく鉄損の増大も問題になった。特
に、高周波・大容量コンバータに対しては、変圧器にお
けるこれらの損失が重大な問題となる。そのうえ、ギャ
ップを設けるために磁心をカットする工作上の問題から
高周波領域で損失の少ない磁性材料を磁心として有効に
利用し得ない、という問題もあった。
In addition, the method (b) for preventing biased magnetization is widely used because it is simple and easy to implement. There was a problem with the temperature rising. Furthermore, increased iron loss due to magnetic flux imbalance also became a problem. Particularly for high-frequency, large-capacity converters, these losses in transformers become a serious problem. In addition, there was a problem in that a magnetic material with low loss in the high frequency range could not be effectively used as the magnetic core due to the machining problem of cutting the magnetic core to provide the gap.

一方、偏磁防止方法(C)は、変圧器における一次側電
流の直流値を検出して負帰還し、制御パルスのパルス幅
に変換する複雑な構成の制御回路を必要とするために、
回路部品数が増加して電源装置の信頬性を低下させる、
という問題があった。
On the other hand, the unbiased magnetization prevention method (C) requires a control circuit with a complicated configuration that detects the DC value of the primary current in the transformer, provides negative feedback, and converts it into the pulse width of the control pulse.
The number of circuit components increases, reducing the reliability of the power supply.
There was a problem.

以上のように、プッシュプル方式等のコンバータ式電源
装置は、本来、変圧器磁心の利用率が高いものではある
が、偏磁防止を施すことにより、磁心が大型となったり
、励磁電流の増大や近接効果、磁束の偏りによる損失の
増大に基づいて磁心温度が上昇したり、制御回路が複雑
化したりして、本来の長所が活かされていなかった。
As mentioned above, converter type power supplies such as push-pull type originally have a high utilization rate of the transformer magnetic core, but by preventing unbalanced magnetization, the magnetic core becomes larger and the excitation current increases. The magnetic core temperature rises due to increased loss due to magnetism, proximity effects, and magnetic flux imbalance, and the control circuit becomes complicated, making the original advantages not fully utilized.

したがって、電源装置の小型化、低廉化に対する要望の
増大に伴い、簡単な構成により偏磁防止を施した小型で
高効率・高信軌性の電源変圧器の実現が課題となってい
る。
Therefore, with the increasing demand for smaller and cheaper power supply devices, it has become a challenge to realize a compact, highly efficient, high reliability power transformer that has a simple structure and prevents biased magnetism.

(課題を解決するための手段) 本発明の目的は、上述した従来の課題を解決し、磁心に
特別の工作を施すことなく、複雑な構成の外部制御回路
を必要とせずに偏磁の発生を防止し、コンバータ式電源
装置本来の長所を活かすようにした偏磁防止変圧器を提
供することにある。
(Means for Solving the Problems) An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems, and to generate biased magnetism without special work on the magnetic core or without the need for a complicated external control circuit. An object of the present invention is to provide an anti-biased magnetic transformer which prevents the occurrence of problems and takes advantage of the inherent advantages of a converter type power supply device.

すなわち、本発明偏磁防止変圧器は、ギャップを設けて
ない磁心とその磁心に施した巻線に並列に接続した別個
の磁心によるリアクトルとにより、従来の磁心にギャッ
プを設けた変圧器と同等乃至同等以上の偏磁防止の作用
効果が得られるようにしたものであり、磁路に空隙を設
けてない磁心を用いて変圧器を構成するとともに、前記
磁心とは別個の他の磁心に独立に巻回した巻線を前記変
圧器の一次巻線に並列に接続して当該変圧器を励磁する
ように構成し、前記変圧器における偏磁の発生を防止す
る手段を設けたことを特徴とするものである。
In other words, the unbiased magnetization prevention transformer of the present invention is equivalent to a conventional transformer with a gap in the magnetic core, because it has a magnetic core without a gap and a reactor with a separate magnetic core connected in parallel to the windings attached to the magnetic core. The transformer is designed to achieve the same or better effect of preventing biased magnetism, and the transformer is constructed using a magnetic core with no air gap in the magnetic path, and the transformer is constructed using a magnetic core that is independent of the magnetic core and is separate from the magnetic core. The transformer is configured such that a winding wound around the transformer is connected in parallel to the primary winding of the transformer to excite the transformer, and means is provided for preventing the occurrence of biased magnetization in the transformer. It is something to do.

(作 用) したがって、本発明によれば、構成要素数の少ない極め
て簡単な構成により、変圧器磁心の偏磁が大きい問題と
なるプッシュプル方式をはじめとするコンバータ式電源
装置に適用して、高周波・大電力負荷の領域において有
効に損失を低減し得る偏磁防止変圧器を実現することが
できる。
(Function) Therefore, according to the present invention, due to the extremely simple configuration with a small number of components, it can be applied to converter type power supply devices such as push-pull type, where eccentric magnetization of the transformer core is a serious problem. It is possible to realize an anti-biased magnetic transformer that can effectively reduce loss in high frequency/high power load areas.

(実施例) 以下に図面を参照して実施例につき本発明の詳細な説明
する。
(Example) The present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

本発明偏磁防止変圧器は、従来のギャップ付変圧器にお
ける変圧器部と励磁インダクタンス部とを分離して並列
に接続した構成であり、偏磁防止については従来のギャ
ップ付変圧器と同様に動作する。その基本的構成を第1
図(a)に示し、その簡略化した等価回路を第1図(b
)に示す。図示の基本的構成においては、ギャップのな
い磁心■、による変圧器Tの一次巻線N1の両端に、リ
アクトル電流iLを流す巻線を施した磁心I2によるリ
アクトルし、、3を接続しである。なお、ギャップのな
い磁心1.の使用を前提としているので、変圧器Tの励
磁インダクタンスしpはりアクドル・インダクタンスL
pjに比して十分に大きい値を有すると考えることがで
き、また、変圧器TおよびリアクトルLp3における巻
線抵抗は十分に小さいものとして無視することができる
The unbalanced magnetization prevention transformer of the present invention has a structure in which the transformer part and the excitation inductance part of the conventional gapped transformer are separated and connected in parallel, and the unbalanced magnetization prevention is the same as in the conventional gapped transformer. Operate. The basic structure is the first
The simplified equivalent circuit is shown in Figure 1 (b).
). In the basic configuration shown in the figure, the primary winding N1 of the transformer T is formed by a gap-free magnetic core 1, and a reactor 3 is connected to both ends of the primary winding N1 of the transformer T, which is formed by a magnetic core I2 having a winding that allows the reactor current iL to flow. . Note that the gapless magnetic core 1. Therefore, the excitation inductance of the transformer T and the axle inductance L
It can be considered to have a sufficiently large value compared to pj, and the winding resistances in the transformer T and reactor Lp3 can be ignored as being sufficiently small.

ここで、図示のように二次側を開放にした無負荷状態で
スイッチSをオンにし、図示の極性に電池電圧■iが加
わるものとし、電池から流れ出る電流i、励磁電流is
、’Jアクドル電流iL、鎖交磁束Φを変数に選んで図
示の基本的回路構成を簡単に解析する′と、つぎの回路
方程式が得られる。
Here, it is assumed that the switch S is turned on in a no-load state with the secondary side open as shown in the figure, the battery voltage ■i is applied to the polarity shown in the figure, and the current i flowing from the battery and the exciting current is
, 'The basic circuit configuration shown in the figure is simply analyzed by selecting J-acdle current iL and interlinkage magnetic flux Φ as variables,' and the following circuit equation is obtained.

きiL+。、−0,Φ、。、=0とすると、鎖交磁束は
電池電圧V、をスイッチオン期間骨だけ積分した値まで
上昇する。いま、鎖交磁束をΦ、まで励磁するとすると
、リアクトルLp1かない場合には、電池から供給する
電流iはすべて励磁電流11となる。
KiiL+. ,-0,Φ,. , = 0, the flux linkage increases to the value obtained by integrating the battery voltage V, over the switch-on period. Now, assuming that the flux linkage is excited to Φ, the entire current i supplied from the battery becomes the exciting current 11 in the absence of the reactor Lp1.

一方、リアクトルLpjを接続した場合には、電池から
供給する電流iは(3)式からつぎのようになる。
On the other hand, when the reactor Lpj is connected, the current i supplied from the battery is as follows from equation (3).

i=i、+i。i=i, +i.

時間1=0においてスイッチSをオンにしたとしたがっ
て、リアクトルLp3を接続しない場合よりリアクトル
電流上、たけ大きい値の電池電流lが飽和磁束Φ、に達
するに必要となり、変圧器Tはそれだけ飽和し難くなり
、無負荷状態では電池が供給する電流iが励磁電流i、
であるので、(5)式による電池電流iがリアクトルL
、3を接続した変圧器Tの励磁電流となる。かかる電流
の関係を図示すると第2図に示すようになる。
When the switch S is turned on at time 1=0, a much larger value of battery current l is required in the reactor current to reach the saturation magnetic flux Φ than when the reactor Lp3 is not connected, and the transformer T is saturated by that much. Under no-load conditions, the current i supplied by the battery is the excitation current i,
Therefore, the battery current i according to equation (5) is the reactor L
, 3 are connected to the transformer T. The relationship between such currents is illustrated in FIG. 2.

また、(5)式から、第1図[有])に示したようにリ
アクトルしp、Iを接続した変圧器Tの等価回路が簡略
化して導かれる。゛図示の等価回路は、ギャップのない
磁心■1による変圧器励磁インダクタンスL2、リアク
トル・インダクタンスLp3および理想変圧器T、の並
列接続からなり、磁心にギャップを設けた変圧器におけ
る変圧器部と励磁インダクタンス部とを互に分離した構
成になっていると見做すことができる。
Furthermore, from equation (5), the equivalent circuit of a transformer T with reactors p and I connected as shown in FIG. 1 can be derived in a simplified manner.゛The equivalent circuit shown in the figure consists of a parallel connection of transformer excitation inductance L2, reactor inductance Lp3, and ideal transformer T due to a gapless magnetic core 1, and the transformer section and excitation in a transformer with a gap in the magnetic core. It can be considered that the inductance section is separated from each other.

上述したような本発明偏磁防止変圧器においては、透磁
率μの大きいトロイダルコアを用いても、カットをせず
に実効透磁率を小さくすることが可能となり、従来のギ
ャップを設けた変圧器と同等の偏磁防止を達成すること
ができ、また、電力伝送を担う磁心l、による変圧器T
と偏磁防止のために並列に接続する磁心■、によるリア
クトルし、とについて、それぞれ独立に最適設計を行な
うことが可能となる。
In the unbiased magnetic transformer of the present invention as described above, even if a toroidal core with a large magnetic permeability μ is used, the effective magnetic permeability can be reduced without cutting, which makes it possible to reduce the effective magnetic permeability of the transformer with a conventional gap. It is possible to achieve prevention of biased magnetism equivalent to that of the transformer T due to the magnetic core l, which is responsible for power transmission.
It becomes possible to independently optimally design the reactor with the magnetic core (2) and the magnetic core (2) connected in parallel to prevent biased magnetization.

かかる本発明を適用したプッシュプルコンバータの回路
構成の例を第3図に示す。図示の構成例においては、変
圧器Tにギャップのない磁心1゜を用い、−次巻線N1
の両端に、別個の磁心I2を用いてリアクトル電流i、
を流すように構成したりアクドルLp3を接続しである
。プッシュプルコンバータとしては、かかる構成の偏磁
防止変圧器の一次巻線N+の中央に電圧v1の電池の一
端を接続するとともに、その電池の他端をFETスイッ
チとダイオードとの並列接続Q、とDIおよびQ!とD
!をそれぞれ介して一次巻線N、の両端に接続し、二次
巻線N2の両端に接続したダイオードD、およびり、を
−括して、リアクトルしおよび容量Cからなる平滑回路
を介し、負荷抵抗RLに接続し、出力電圧■。を取出す
ように構成しである。
FIG. 3 shows an example of the circuit configuration of a push-pull converter to which the present invention is applied. In the illustrated configuration example, the transformer T uses a magnetic core of 1° without a gap, and the −th order winding N1
With a separate magnetic core I2 across the reactor current i,
This is done by configuring it to flow or by connecting the accelerator Lp3. As a push-pull converter, one end of a battery with a voltage v1 is connected to the center of the primary winding N+ of the unbalanced magnetic transformer having such a configuration, and the other end of the battery is connected in parallel with an FET switch and a diode Q. DI and Q! and D
! are connected to both ends of the primary winding N, respectively, and are connected to both ends of the secondary winding N2. Connect to resistor RL and output voltage ■. It is configured so that it can be taken out.

このプッシュプルコンバータは、リアクトル電流iLが
連続である動作モードで使用され、また、平滑用リアク
トルLのインダクタンスが十分大きく、負荷抵抗RLに
対し定電流回路として動作する。なお、変圧器Tおよび
偏磁防止用リアクトルLp3の巻線抵抗は十分に小さく
、損失分としてはMOS FETからなるスイッチQ、
、Q、のオン抵抗R,,7のみを考慮すれば足りる。さ
らに、スイッチQ、、Q、に十分に高速動作の半導体素
子を用いることにより、スイッチングの過渡状態は、他
の期間の状態に比べて無視し得るものとする。
This push-pull converter is used in an operation mode in which the reactor current iL is continuous, and the inductance of the smoothing reactor L is sufficiently large to operate as a constant current circuit with respect to the load resistance RL. Note that the winding resistance of the transformer T and the reactor Lp3 for preventing unbalanced magnetism is sufficiently small, and the loss is caused by the switch Q consisting of a MOS FET,
It is sufficient to consider only the on-resistance R, ,7 of ,Q. Furthermore, by using a sufficiently high-speed operating semiconductor element for the switches Q, , Q, the switching transient state can be ignored compared to the state during other periods.

かかるプッシュプルコンバータの第1表に示す主要な状
態■乃至■における変圧器Tの偏磁について解析すれば
、以下に述べるようになる。
An analysis of the biased magnetism of the transformer T in the main states (1) to (2) shown in Table 1 of this push-pull converter results in the following.

第1表 プッシュプルコンバータの動作モード びダイオードD4がオンとなり、PUTスイッチQ2お
よびダイオードD、がオフとなる状態Iにおいては、第
4図(a)に示す等価回路における実線部分に電流が流
れ、リアクトルL1には、変圧器Tの一次巻線における
2個直列の励磁インダクタンスL 111 +  L 
D tの両端に接続されているために、励磁インダクタ
ンスしplに加わる電圧の約2倍の電圧が誘起する。こ
こで、リアクトルLP3が、変圧器印加電圧の半分を分
担する励磁インダクタンスLplの両端に接続されてい
ると見做し、第4図(a)に示す回路におけると同じリ
アクトル電流iLが流れるように各構成素子を換算する
と、第4図(b)に示す簡略化した等価回路が得られる
Table 1 Push-pull converter operating mode In state I, when diode D4 is on and PUT switch Q2 and diode D are off, current flows through the solid line in the equivalent circuit shown in FIG. 4(a). The reactor L1 includes two series excitation inductances L 111 + L in the primary winding of the transformer T.
Since it is connected across Dt, a voltage approximately twice as high as the voltage applied to the excitation inductance pl is induced. Here, assuming that the reactor LP3 is connected to both ends of the excitation inductance Lpl that shares half of the voltage applied to the transformer, the same reactor current iL as in the circuit shown in Fig. 4(a) will flow. When each component is converted, a simplified equivalent circuit shown in FIG. 4(b) is obtained.

(1)状態I 第4図(′b)に示した等価回路において、励磁電流1
11、リアクトル電流iLおよび鎖交磁束Φを変数に選
び、巻線抵抗を無視すると、回路方程式はつぎのように
なる。
(1) State I In the equivalent circuit shown in Figure 4 ('b), the exciting current 1
11. If reactor current iL and interlinkage flux Φ are selected as variables and winding resistance is ignored, the circuit equation becomes as follows.

第3図示の構成におけるFETスイッチQ、およt およびリアクトル電流ILIはそれぞれつぎの(13)
式および(14)式で与えられる。
The FET switches Q and t and the reactor current ILI in the configuration shown in Figure 3 are each expressed by the following (13)
and (14).

励磁電流i、およびリアクトル電流iLについて変形し
、各電流の初期値をそれぞれ■、。およびILOとして
上述の回路方程式を解くとつぎのようになる。
The excitation current i and the reactor current iL are transformed, and the initial value of each current is . Solving the above circuit equation as ILO and ILO yields the following.

ここに、 V+=Vt  Ro、(nlo+Ito)ついで、t 
=T、経過後における励磁電流11(2)状態■ 第3図示の構成におけるFETスイッチQ1゜Q2がと
もにオフになっている期間においては、ダイオードD、
、D4がともにオンとなり、二次巻線N2には互いに逆
極性の電圧がそれぞれ発生する。したがって、変圧器T
の二次巻線側はほとんど短絡された状態となり、鎖交磁
束Φは発生せず、さらに、励磁電流17は二次巻線側の
ダイオードD、、D、を介して流れ続け、上述した状態
■における最終電流値を維持する。したがって、状態■
における等価回路は第5図に示すようになり、励磁電流
11およびリアクトル電流iLの最終値をそれぞれIv
atおよびIllとすると、状態■における各最終電流
値はそれぞれつぎの(15)式および(16)式で与え
られる。
Here, V+=Vt Ro, (nlo+Ito), then t
= T, excitation current 11 (2) state after elapsed ■ During the period when both FET switches Q1 and Q2 in the configuration shown in the third figure are off, the diodes D,
, D4 are both turned on, and voltages with opposite polarities are generated in the secondary winding N2. Therefore, the transformer T
The secondary winding side of is almost short-circuited, no interlinkage flux Φ is generated, and the exciting current 17 continues to flow through the diodes D, , D, on the secondary winding side, resulting in the above-mentioned state. Maintain the final current value at ■. Therefore, the condition ■
The equivalent circuit in is shown in FIG. 5, and the final values of the exciting current 11 and the reactor current iL are respectively Iv
Assuming at and Ill, each final current value in state (2) is given by the following equations (15) and (16), respectively.

■、、= ■、t             (ts)
I L2= I tt             (1
6)(3)状態■ 状態■においては、第6図に示すように、第4図(a)
に示した状態Iの等価回路と同様の等価回路により、回
路方程式はつぎのようになる。
■,, = ■,t (ts)
I L2= I tt (1
6) (3) State ■ In state ■, as shown in Fig. 6, Fig. 4 (a)
Using an equivalent circuit similar to the equivalent circuit for state I shown in , the circuit equation becomes as follows.

2    dt     dt Φ ここに、 V3= Vt   Ro、+(n I o   I c
z)ついで、t =T、経過後における励磁電流L2お
よびリアクトルIL3はそれぞれつぎの(24)式およ
び(25)式で与えられる。
2 dt dt Φ Here, V3= Vt Ro, +(n I o I c
z) Next, the excitation current L2 and reactor IL3 after t = T are given by the following equations (24) and (25), respectively.

励磁電流i、およびリアクトル電流itについて変形し
、各電流の初期値をそれぞれ11およびILzとして上
述の回路方程式を解くとつぎのようになる。
When the above circuit equation is solved by modifying the excitation current i and the reactor current it and setting the initial values of each current to 11 and ILz, the following is obtained.

p2 (4)状態■ 状態■における等価回路は、第5図に示した状態■の等
価回路と同様に、第7図に示すようになり、励磁電流i
、およびリアクトル電流lLの最終値をそれぞれrs<
およびIL4とすると、状態■における各最終電流値は
そぞれっぎの(26)式および(27)式で与えられる
p2 (4) State ■ The equivalent circuit in state ■ is as shown in FIG. 7, similar to the equivalent circuit in state ■ shown in FIG.
, and the final value of reactor current LL, respectively, rs<
and IL4, each final current value in state (2) is given by equations (26) and (27), respectively.

!、、=1.:+              (26
)I L−= Ill              (
27)なお、定常状態においては第1表に示した動作モ
ードの一周期における初期電流値と最終電流値とがつぎ
に示すように等しくなる。
! ,,=1. :+ (26
)I L−=Ill (
27) In the steady state, the initial current value and final current value in one cycle of the operation mode shown in Table 1 are equal as shown below.

1、o=1.a             (2B)ま
た、第1表に示した1周期の動作モードにおける動作電
圧・電流波形、特に、定常状態におけるリアクトルLp
3の印加電圧波形および励磁電流波形は第8図にそれぞ
れ示すようになる。
1, o=1. a (2B) Also, the operating voltage and current waveforms in the one-cycle operating mode shown in Table 1, especially the reactor Lp in the steady state.
The applied voltage waveform and excitation current waveform of No. 3 are as shown in FIG. 8, respectively.

しかして、変圧器における偏磁発生の原因となる励磁電
流11の直流分Δ11は、前述した各式(13)、 (
15)、 (24)、 (26)を−周期に亘ってそれ
ぞれ積分することにより、つぎの(29)式に従って算
出することができる。
Therefore, the DC component Δ11 of the exciting current 11, which causes biased magnetization in the transformer, can be calculated using the above-mentioned equations (13), (
15), (24), and (26) over − periods, calculations can be made according to the following equation (29).

以上に詳述したところから判るように、本発明を適用す
れば、偏磁防止のために磁心にギャップを設けた従来の
プッシュプルコンバータ用変圧器と同一の磁気特性を呈
する偏磁防止変圧器を、゛磁心にギャップを設けてない
変圧器の一次巻線に並列に別個の磁心を用いたりアクド
ルを接続するという極めて簡単な構成により確実容易に
実現することができる。
As can be seen from the detailed description above, if the present invention is applied, a bias-preventing transformer can be created that exhibits the same magnetic characteristics as a conventional push-pull converter transformer in which a gap is provided in the magnetic core to prevent bias. This can be reliably and easily realized by using an extremely simple configuration in which a separate magnetic core is used in parallel with the primary winding of a transformer without a gap in the magnetic core, or an axle is connected to the primary winding.

つぎに、上述のように本発明を適用して使用変圧器の偏
磁防止を実現した試作プッシュプルコンバータの仕様を
第2表に示す。
Next, Table 2 shows the specifications of a prototype push-pull converter in which the present invention is applied to prevent unbalanced magnetization of the transformer used as described above.

ナオ、第2表は第9図(a)、 (b)および第10図
(a)。
Nao, Table 2 shows Figures 9 (a), (b) and Figure 10 (a).

ら)につき後述する試作コンバータ#lおよび#2の仕
様を示したものである。変圧器をなすElコアにはギャ
ップ形成用スペーサを挟んでいないので、EIココア接
合部からの漏れ磁束は少ない、また、巻線方法について
も、−次巻線と二次巻線との結合度をよくするためにバ
イファイラ巻を採用し、互いに並列もしくは直列に接続
して漏れ磁束が少なくなるようにしである。一方、偏磁
防止用リアクトルには、変圧器に用いたのと同一サイズ
の[■コアに変圧器−次巻線の2倍のターン数の巻線を
施したものを用い、1ターン当り変圧器におけると同一
の磁束変化が生じるようにしである。なお、偏磁防止用
リアクトルのインダクタンス値は、Elコア接合部のギ
ャップ長を変化させて調整した。
The specifications of prototype converters #1 and #2, which will be described later, are shown for the following examples. Since there is no gap-forming spacer sandwiched between the EL core that makes up the transformer, there is little magnetic flux leaking from the EI core joint.Also, regarding the winding method, the degree of coupling between the -order winding and the secondary winding is small. In order to improve the magnetic flux, bifilar windings are used, and they are connected in parallel or in series to reduce leakage magnetic flux. On the other hand, the reactor for preventing unbalanced magnetization is the same size as that used for the transformer [■ The core is wound with twice the number of turns as the next winding of the transformer, and each turn transforms. This is done so that the same magnetic flux change as in the container occurs. The inductance value of the reactor for preventing biased magnetism was adjusted by changing the gap length of the El core joint.

なお、実用に際しては、表に示したサイズより小型の磁
心を用いて製作することができる。
In addition, in practical use, it is possible to manufacture using a magnetic core smaller than the size shown in the table.

第2表に示した仕様の試作プッシュプルコンバータ#1
について得られた出力電力・電流−効率特性の例を第9
図(a)、 (b)にそれぞれ示す。図示の特性曲線に
おいて、実線は、本発明を適用してリアクトルを付加し
た変圧器を用いた回路の特性を示し、破線は、リアクト
ルを付加せず、磁心にギャップを設けた変圧器を用いた
従来の回路の特性を示す。スイッチング周波数は、第9
図(a)では50KHz 、第9図(b)では100K
)Izであり、動作磁束密度が、最悪時でも14T(テ
ラス)で本発明回路と従来回路との間でほぼ一定となる
ように、入力電圧■、を、第9図(a) テは50v1
第9図(b)”i?は100 Vに調整して特性測定を
行なった。
Prototype push-pull converter #1 with specifications shown in Table 2
Examples of output power/current-efficiency characteristics obtained for
These are shown in Figures (a) and (b), respectively. In the illustrated characteristic curve, the solid line shows the characteristics of a circuit using a transformer with a reactor added by applying the present invention, and the broken line shows the characteristics of a circuit using a transformer with a gap in the magnetic core without adding a reactor. The characteristics of the conventional circuit are shown. The switching frequency is 9th
50KHz in figure (a), 100K in figure 9(b)
)Iz, and the input voltage ■ is set to 50v1 so that the operating magnetic flux density is almost constant between the circuit of the present invention and the conventional circuit at 14T (terrace) even in the worst case.
In FIG. 9(b), "i?" was adjusted to 100 V and the characteristics were measured.

しかして、第9図(a)に示したスイッチング周波数5
0KIIzの場合に、従来回路におけるギャップ長を大
きくして行くと、それぞれに対応する本発明回路の方の
効率が従来回路の効率を上回って来る。
Therefore, the switching frequency 5 shown in FIG. 9(a)
In the case of 0KIIz, as the gap length in the conventional circuit is increased, the efficiency of the corresponding circuit of the present invention exceeds the efficiency of the conventional circuit.

かかる傾向は、第9図(b)に示したスイッチング周波
数100KHzの場合にさらに顕著となり、出力電流が
IAを超えると、それまでで損失が最も少なかった磁心
にギャップのない変圧器を用いた従来回路の効率をも上
回って来る。その理由としては、磁心にギャップのない
変圧器のみを用いた場合には、磁心にギャップがないた
めに、低い周波数領域では問題にならなかったスイッチ
ング時間等のアンバランスにより変圧器に偏磁が生じて
損失が増大するためである。
This tendency becomes even more pronounced when the switching frequency is 100 KHz as shown in Figure 9(b), and when the output current exceeds IA, the conventional transformer with no gap in the magnetic core, which had the lowest loss, It even exceeds the efficiency of the circuit. The reason for this is that when only a transformer with no gap in the magnetic core is used, biased magnetization occurs in the transformer due to unbalance in switching times, etc., which was not a problem in low frequency ranges because there is no gap in the magnetic core. This is because losses increase.

しかして、フェライトコアについては、動作磁束密度の
大きさの変圧器損失に及ぼす影響が大きいことが知られ
ている。この点を考慮し、入力電圧v直を100vとし
、出力電圧■。を5■としたときの第2表に示した試作
コンバータ#2において動作磁束密度を異ならせた場合
における出力電力・電流−効率特性の例を第10図(a
)、 (b)に示す。
For ferrite cores, it is known that the operating magnetic flux density has a large effect on transformer loss. Considering this point, the input voltage V is set to 100V, and the output voltage is set to ■. Figure 10 (a) shows an example of the output power/current-efficiency characteristics when the operating magnetic flux density is varied in the prototype converter #2 shown in Table 2 when 5 ■.
), shown in (b).

なお、この場合には、出力電圧v0が低いので、スイッ
チング用および整流用のダイオードを第2表に示したよ
うに、ファストリカバリ・ダイオードからショットキー
バリヤ・ダイオードに変更して特性測定を行なっている
。なお、スイッチング周波数および最悪時における動作
磁束密度B、は、第10図(a)でそれぞれ25KHz
および0.257 (テラス)、第1O図(b)でそれ
ぞれ100KHzおよび0.06T (テラス)である
In this case, since the output voltage v0 is low, the characteristics were measured by changing the switching and rectifying diodes from fast recovery diodes to Schottky barrier diodes as shown in Table 2. There is. In addition, the switching frequency and the operating magnetic flux density B at the worst time are each 25 KHz in Fig. 10(a).
and 0.257 (terrace), respectively 100 KHz and 0.06 T (terrace) in Figure 1O(b).

第10図(a)、 (b)においても、第9図(a)、
 (b)におけると同様にそれぞれ対応する本発明回路
と従来回路との特性曲線をそれぞれ実線および破線で示
しであるが、動作磁束密度B、が極めて小さい第10図
(b)においては、それぞれ対応する本発明回路と従来
回路との特性曲線の間に、他の場合に見られたような相
違がほとんど見られず、第10図(a)に示すように、
動作磁束密度B、を増大させて行くと、本発明によるコ
ンバータの効率改善が顕著に現われる。
Also in FIGS. 10(a) and (b), FIG. 9(a),
Similarly to FIG. 10(b), the corresponding characteristic curves of the circuit of the present invention and the conventional circuit are shown by solid lines and broken lines, respectively. In FIG. 10(b), where the operating magnetic flux density B is extremely small, There is almost no difference between the characteristic curves of the circuit of the present invention and the conventional circuit as seen in other cases, and as shown in FIG. 10(a),
As the operating magnetic flux density B is increased, the efficiency improvement of the converter according to the present invention becomes noticeable.

つぎに、プッシュプルコンバータにおける電池電圧スイ
ッチングに1%のオン時間差がある場合について、過渡
状態および定常状態における励磁電流■。乃至■、の軌
跡、すなわち、プッシュプルコンバータの電源スィッチ
を入れたときに励磁電流i。が初期値I、。=0から定
常値に達するまでの変化の態様の図示の条件下における
計算結果を本発明回路および従来側路について第11図
(a)および(b)にそれぞれ示す。
Next, for the case where there is a 1% on-time difference in battery voltage switching in a push-pull converter, excitation current (■) in the transient state and steady state. The excitation current i when the power switch of the push-pull converter is turned on. is the initial value I,. The calculation results under the conditions shown in the figure for the mode of change from =0 to reaching the steady value are shown in FIGS. 11(a) and 11(b), respectively, for the circuit of the present invention and the conventional bypass.

図示の励磁電流変化の態様から判るように、過渡応答お
よび偏磁量の定常値についても、従来回路に比して本発
明回路の方が優れている。
As can be seen from the illustrated changes in the excitation current, the circuit of the present invention is superior to the conventional circuit in terms of transient response and steady-state value of the amount of biased magnetism.

上述した試作測定結果および計算結果から判るように、
偏磁防止のために磁心にギャップを設けた従来の変圧器
においては、漏れ磁束による近接効果や磁束の偏りによ
る影響が大きくて効率が低下し、磁心のギャップを大き
くすると損失が増大し、この傾向は、出力電流が大きく
、動作磁束密度が高く、スイッチング周波数が高くなる
ほど著しくなるのに対し、本発明によりリアクトルを付
加して偏磁を防止した変圧器においては、変圧器の実効
透磁率を下げて偏磁防止機能をもたせることができ、大
電流域において高い動作磁束密度が得られ、また、スイ
ッチング周波数が高くなるほど変圧器の効率を改善する
ことができ、高周波・大容量の応用時に優れた特性を呈
することになる。
As can be seen from the prototype measurement results and calculation results mentioned above,
In conventional transformers that have a gap in the magnetic core to prevent magnetic bias, the efficiency decreases due to the large proximity effect due to leakage magnetic flux and the unbalanced magnetic flux, and increasing the gap in the magnetic core increases loss. This tendency becomes more pronounced as the output current becomes larger, the operating magnetic flux density becomes higher, and the switching frequency becomes higher. However, in a transformer in which a reactor is added to prevent unbalanced magnetization according to the present invention, the effective magnetic permeability of the transformer is It can be lowered to provide an anti-biasing function, and a high operating magnetic flux density can be obtained in a large current range.In addition, the efficiency of the transformer can be improved as the switching frequency increases, making it excellent for high-frequency, large-capacity applications. Therefore, it exhibits certain characteristics.

(発明の効果) 以上の説明から明らかなように、本発明によれば、磁心
にギャップを設けてない変圧器にリアクトルを並列に接
続するだけの簡単な構成により、コンバータ式電源装置
に用いる変圧器に偏磁防止機能をもたせることができ、
しかも、励磁インダクタンスには負荷電流が流れないの
で、変圧器の損失を低減させることができ、プッシュプ
ル・コンバータに適用した場合に、偏磁の発生を抑制し
、高周波・高磁束密度・大電流負荷に対して変圧器の損
失を低減させることができる。したがって、本発明によ
れば、つぎのような顕著な効果を挙げることができる。
(Effects of the Invention) As is clear from the above explanation, according to the present invention, a transformer used in a converter type power supply device can be The device can have an anti-biased magnetic function,
Moreover, since no load current flows through the excitation inductance, it is possible to reduce transformer loss, and when applied to push-pull converters, it suppresses the occurrence of biased magnetization, and is suitable for high frequencies, high magnetic flux densities, and large currents. It is possible to reduce the loss of the transformer with respect to the load. Therefore, according to the present invention, the following remarkable effects can be achieved.

(1)磁心にギャップのない変圧器にリアクトルを並列
に接続することのみによって従来の磁心にギャップを設
けた変圧器と同等の偏磁防止機能を付与することができ
る。
(1) By simply connecting a reactor in parallel to a transformer with no gap in the magnetic core, it is possible to provide the same anti-biasing function as a conventional transformer with a gap in the magnetic core.

(2)電力伝送用変圧器と偏磁防止用リアクトルとを互
いに独立して最適設計することができる。
(2) The power transmission transformer and the unbiased magnetization prevention reactor can be optimally designed independently of each other.

(3)変圧器の磁心には、ギャップを設けないので、金
属薄帯やアモルファスの磁心を用いることができ、リア
クトルの磁心にはフェライトのカットコアを用いること
ができる。
(3) Since no gap is provided in the transformer's magnetic core, a metal ribbon or amorphous magnetic core can be used, and a ferrite cut core can be used in the reactor's magnetic core.

(4)変圧器の磁心にギャップがないので、磁束の漏れ
と偏りが抑制され、高周波・大容量のコンバータ式電源
装置に高効率の変圧器として適用することができる。
(4) Since there is no gap in the magnetic core of the transformer, leakage and deviation of magnetic flux are suppressed, and the transformer can be applied as a highly efficient transformer to high-frequency, large-capacity converter-type power supplies.

(5)制御用電子回路を必要とせず、簡単な磁気回路の
みで構成し得るので、高い信頼性が得られる。
(5) High reliability can be obtained because no control electronic circuit is required and the device can be constructed using only a simple magnetic circuit.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図(a)および(b)は本発明偏磁防止変圧器の基
本構成および簡略化した等価回路をそれぞれ示す回路図
、 第2図は本発明偏磁防止変圧器の動作原理を示す線図、 第3図は本発明を適用したプッシュプル・コンバータの
構成例を示す回路図、 第4図(a)およびΦ)は同じくそのプッシュプル・コ
ンバータの状態1における等価回路および簡略化した等
価回路をそれぞれ示す回路図、第5図は同じくそのプッ
シュプル・コンバータの状態■における等価回路を示す
回路図、第6図は同じくそのプッシュプル・コンパータ
の状態■における等価回路を示す回路図、第7図は同じ
くそのプッシュプル・コンバータの状態■における等価
回路を示す回路図、第8図は同じくそのプッシュプル・
コンバータの動作電圧・電流波形を示す波形図、 第9図(a)、 (b)は同じくそのプッシュプル・コ
ンバータの出力電力・電流−効率特性の例をそれぞれ示
す特性曲線図、 第10図(a)、 (b)は同じくそのプッシュプル・
コンバータの出力電力・電流−効率特性の他の例をそれ
ぞれ示す特性曲線図、 第11図(a)および(b)は同じくそのプッシュプル
・コンバータおよび″従来のプッシュプル・コンバータ
の励磁電流波形の例をそれぞれ示す線図である。 Q、、Q、・・・半導体スイッチ(MOS FET)D
、〜D4・・・ダイオード  ■、・・・電池電圧S・
・・スイッチ       T、T、・・・変圧器It
、It・・・磁心     N、、N!・・・巻線り、
2・・・リアクトル     C・・・平滑用キャパシ
タL・・・平滑用インダクタンス RL・・・負荷抵抗
第2図 第3図 7“1vユ7トコシバークのsAイテ1(a) 蟇本請へ (b) 簡賂化尊倦回路 <a> 状態If)零個回路 <bz 4犬和iIt>Mg化零イa回路 R,、f 第5図 杖!!■の萬債回路 第6図 状1Hの簾働回路 第7図 状L!■の電値回路 ↓V9+9 −.− ■ 4; (に 第8図 動作電圧・電違ε皮形
Figures 1 (a) and (b) are circuit diagrams showing the basic configuration and simplified equivalent circuit of the bias-preventing transformer of the present invention, respectively. Figure 2 is a line showing the operating principle of the bias-preventing transformer of the present invention. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a push-pull converter to which the present invention is applied, and FIG. 4(a) and Φ) are equivalent circuits and simplified equivalent circuits of the push-pull converter in state 1. Figure 5 is a circuit diagram showing the equivalent circuit of the push-pull converter in state ■, and Figure 6 is a circuit diagram showing the equivalent circuit of the push-pull converter in state ■. Figure 7 is a circuit diagram showing the equivalent circuit of the push-pull converter in state ■, and Figure 8 is the equivalent circuit of the push-pull converter.
Waveform diagrams showing the operating voltage and current waveforms of the converter; Figures 9(a) and (b) are characteristic curve diagrams respectively showing examples of the output power and current-efficiency characteristics of the push-pull converter; Figure 10 ( a) and (b) are the same push-pull and
Characteristic curve diagrams showing other examples of the output power/current-efficiency characteristics of the converter, FIGS. 11(a) and 11(b) also show the excitation current waveforms of the push-pull converter and the conventional push-pull converter. It is a diagram showing examples respectively. Q, , Q, . . . semiconductor switch (MOS FET) D
,~D4...Diode ■,...Battery voltage S・
...Switch T, T, ...Transformer It
,It...Magnetic core N,,N! ...Winding,
2...Reactor C...Smoothing capacitor L...Smoothing inductance RL...Load resistance Figure 2 Figure 3 ) Simplified bribe circuit <a> State If) Zero circuit <bz 4 dog sum iIt> Mg zero i a circuit R,,f Figure 5 Cane!!■ Bank circuit Figure 6 1H Electrical value circuit of the blind working circuit No. 7 diagram L!■ ↓V9+9 -.- ■ 4;

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 1. 磁路に空隙を設けてない磁心を用いて変圧器を構
成するとともに、前記磁心とは別個の他の磁心に独立に
巻回した巻線を前記変圧器の一次巻線に並列に接続して
当該変圧器を励磁するように構成し、前記変圧器におけ
る偏磁の発生を防止する手段を設けたことを特徴とする
偏磁防止変圧器。
1. A transformer is configured using a magnetic core with no air gap in the magnetic path, and a winding independently wound on another magnetic core separate from the magnetic core is connected in parallel to the primary winding of the transformer. A transformer for preventing biased magnetism, characterized in that the transformer is configured to be energized, and is provided with means for preventing occurrence of biased magnetism in the transformer.
JP1005872A 1989-01-17 1989-01-17 Offset-magnetism preventing transformer Expired - Lifetime JPH02188904A (en)

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2807201A1 (en) * 2000-03-31 2001-10-05 Samsung Electronics Co Ltd TRANSFORMER
JP2021168590A (en) * 2018-03-20 2021-10-21 アルプスアルパイン株式会社 Dc voltage conversion circuit and power supply device

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