JPH0386014A

JPH0386014A - 差動保護継電装置

Info

Publication number: JPH0386014A
Application number: JP1224118A
Authority: JP
Inventors: Makoto Terada; 寺田　眞; Yosuke Tsujikura; 辻倉　洋右
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-08-30
Filing date: 1989-08-30
Publication date: 1991-04-11
Anticipated expiration: 2012-11-17
Also published as: BR9004278A; EP0415179A3; DE69018344T2; US5095399A; AU6091690A; EP0415179A2; JP2676704B2; EP0415179B1; AU642659B2; DE69018344D1; HK182595A; CA2024351A1; CA2024351C

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、複数個の引出回線を有する多端子母線を、
その各引出回線に設けた変流器を介して差動保護する差
動保護継電装置に関するものである。

〔従来の技術］第７図は差動保護継電装置を適用すべき電力系統の接続
図を示すもので、Ｏは母線、１〜ｎ−１゜ｎは母線Ｏか
らの引出回線、１１〜１ｎ−１，１ｎは各引出回線１〜
ｎ−１，ｎに設けた変流器（以下、ＣＴと略称する）、
２０は各ＣＴ１１〜１ｎ−１，Ｉｎの２次回路を並列接
続した差動回路、ｚＤは差動回路２０（＋）端子２０−
１．２０−２間に接続した差動継電器８７のインピーダ
ンスである。

一般に差動保護継電方式としては、上記差動回路２０の
端子間のインピーダンスｚ０を高低いずれに選ぶかによ
って、高インピーダンス差動方式と低インピーダンス差
動方式の２種に大別される。

前者の高インピーダンス差動方式では比較的高いインピ
ーダンスＺ０で差動回路を形成するため、差動接続され
た変流器ＣＴＩＩ〜ｉｎからの分流分が少なく、伝達さ
れるエネルギーは少ない。従って、内部故障時のように
、電流が差動回路２０へ向かって同一方向へ流れ込む場
合は、差動回路２０のインピーダンスＺ０の両端に比較
的高い電圧を生じる。然るに、外部故障時のように差動
接続されたＣＴｌｌ−１ｎの間を電流が環流する場合に
は、差動接続されたＣＴ１１〜１ｎの２次回路のリード
ワイヤー抵抗に発生する電圧降下が、外部故障流出端Ｃ
Ｔの励磁インピーダンスに印加される形となり、ＣＴ励
磁特性による両端電圧で定まる値以上に大きくはならな
い。

一方、低インピーダンス差動方式では差動接続されたＣ
Ｔ１１〜１ｎからインピーダンスＺｏへの分流分は多く
、殆ど大半のエネルギーが該当回路側に伝達される。

従って、内部故障時には差動回路２０のインピーダンス
両端に発生する電圧は高くならない。その反面、外部故
障時には、差動接続されたＣＴ１１〜１ｎ−１の２次回
路のリードワイヤー抵抗によって生ずる電圧降下に対し
、外部故障電流流出端子のＣＴｌｎの２次励磁インピー
ダンスと差動回路２０のインピーダンスｚ０とは同等も
しくは該差動回路が低いインピーダンスを呈することに
よって、差動回路２０のインピーダンスＺ０の方への流
入分の方が大きくなることがある。

このため、低インピーダンス差動方式では外部故障電流
通過時に誤動作傾向になる。

前者の高インピーダンス差動方式について、さらに検討
を加えると以下のようになる。

一般に差動回路の抵抗をＲｏとし、ＣＴ２次回路のリー
ドワイヤー等の往復全抵抗（ＣＴ２次巻線抵抗Ｒ，＋Ｃ
Ｔ２次リードすイヤー抵抗ＲＬ）をＲ３とした時、最小
内部故障電流工。ｗａｘが通過した時、差動回路電流Ｉ
０および差動回路電圧Ｖ６は、となる。

ここで、Ｒ。

＞　Ｒ２とすると、ｖｏ　≦　　Ｒ＠　　Ｉ　ＦＫ　ｍａｘ（１，３）となって最大外部故障電流１　ｒｗ　ｍａｄ（で定まる
最大値以上には達しない。

一方、内部故障時には、インピーダンスＺ０の両端に発
生する電圧を■３と定めた時、バｐで与えられる最小内部故障検出電流となる。

但し、工。（Ｖ、）は印加電圧Ｖ、に対する２次励磁電
流であり、ｎは母線接続引出回線数である。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の差動保護継電方式の１つである高インピーダンス
差動方式は、（１，３）式で示されるように、差動回路
電圧ｖ０が外部故障時一定値以上にならないので、確実
に誤動作しないよう設定できる反面、上記（１，４）で
示されるように差動回路電圧ｖ０の一定値以上を検出し
ようとした場合、最小内部故障電流Ｉ　、　ｍｉｎなる
最小故障検出感度となる。

すなわち、故障検出感度は差動接続したＣＴの２次励磁
特性Ｉ　ＩＸ　　Ｖｅｘによって左右される他、母線Ｏ
に接続されるＣＴの端子数ｎによっても左右されるとい
う性質を持つ。

つまり、母線Ｏに接続される引出回線数ｎが多く、かつ
、電源が弱い時、故障検出感度はＣＴの２次励磁特性Ｉ
　ｅｘ−Ｖ　ＩＸと引出回線ｎの双方に影響されて変動
するという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、弱い電源でも確実に故障検出できるよう自由
度の高い整定ができる差動保護継電装置を得ることを目
的とする。また、ＣＴ２次回路の絶縁を脅す事がないよ
うにすることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

請求項１記載の発明に係る母線差動保護継電装置は、差
動回路入力の中の基本波成分と偶数調波成分との関数値
に基づいて該差動回路のインピーダンスを切換える第１
切換え回路と、前記差動回路の端子電圧および前記イン
ピーダンスの端子電圧を検出する複数の電圧検出要素と
、前記各電圧検出要素によって形成したしゃ断器引外し
インターロック回路とを具備したものである。

また、請求項２記載の発明は請求項１記載の発明に、差
動回路のインピーダンスの端子電圧に基づいて該インピ
ーダンスを前記第１切換え回路による場合とは異なるイ
ンピーダンスに切換える第２切換え回路を具備したもの
である。

〔作用］請求項１記載の発明における差動保護継電装置は、差動
回路の端子電圧入力の中の基本波成分と偶数調波成分と
の関数値に基づいて第１切換え回路で、該差動回路のイ
ンピーダンスを切換え、上記差動回路の端子電圧または
上記インピーダンスの端子電圧を検出する複数の電圧検
出要素によって、しゃ断器引外しインターロック回路を
構成したことにより、高インピーダンス差動方式と低イ
ンピーダンス差動方式を自動的に使い分け、各方式の長
所のみを有効に利用して、弱い電源でも確実に故障検出
できるよう自由度の高い整定を可能とする。

また、請求項２記載の発明における差動保護継電装置は
、差動回路のインピーダンスの端子電圧に基づいて該イ
ンピーダンスを前記第１切換え回路による場合とは異な
るインピーダンスに切換える第２切換え回路を具備した
ことにより、差動回路に接続されたＣＴ２次回路の絶縁
を脅す事がない。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。まず
、系統事故時の動作原理を外部故障、内部故障のそれぞ
れについて説明する。

（ａ）外部重故障時外部重故障時には、前記第６図に示す系統における電流
分布は第１図に示すように、各引出回線１−ｎ−１から
母線Ｏを介して引出回線ｎの故障点Ｆへ向かって電流Ｉ
＋＋Ｉ！＋・・・Ｉ　ｎ−＋が流入し、その引出回線ｎ
から電流１．　　（＝工ｒｚ）が流出する。

上記引出回線１〜ｎ−１のＣＴＩＩ〜１ｎ−１にはそれ
ぞれ巻線抵抗と２次リードの抵抗があり、これに生じる
電圧降下は等他回路１，２，１，１．２．２−　（ｎ−
１，ｎ、１）（ｎ−１，ｎ、２）として第１図に示され
る。

この結果、差動回路２０のインピーダンス両端には、 ■。

≦Ｉｒ＊（Ｒｍ＋ＲＬ）／Ｎ・・・・・・（２，１）なる差動回路電圧ｖ０を生じることは公知の事実である。

ここに、ＮはＣＴ巻線比Ｉ□は外部故障電流（Ｃ７２次換算〉Ｒ３はＣＴ２次巻線抵抗ＲＬはＣＴ２次リード抵抗の総和である。

（ｂ）内部軽（最小〉故障時第２図に示すように、母線ＯのＦ点で故障が生じた場合
、電流分布は第２図の実線示および点線示のようになる
。このため、検出電流感度は最低となり、その値はＣＴ
１次換算値で表現して工□とすると、となる。

ここで、 ■。

＝　ｒ　、　（ｖ　ｏ）ハｃ　Ｔ　２　次励ＦａｎＷで
定まる関数ｉ　＊　＝　ｇ　ｚ（Ｖｏ）は差動継電器８７のインピ
ーダンス特性で定まる関数ｎは端子数一般に、Ｃ７２次励磁特性で定まる関数１．＝ｆ、（Ｖ
Ｏ）の値は製作後は変更しにくいが、差動継電器８７の
インピーダンス特性は変更できる。通常、ｉ　＊　２ｇ
　ｚ（Ｖ　ｏ）　　の関数で定まる値は十分小さくでき
るが、内部故障検出のための差動回路電圧Ｖｏが１００
■以上の高い値では、１．＝ｆ。

（Ｖ　ｏ）の関数で定まる０７２次励磁電流は無視でき
ない値となり、ＣＴ１次側換算の内部故障検出感度に影
響をおよぼす。

従って、この影響を避けるには、差動回路電圧Ｖｏが低
くても、差動継電器８７が動作できるようなｉｓ−ｇｚ
（Ｖｏ）のインピーダンス特性とし、ｉ　＠　＝　ｆ　
＠（Ｖ）で表される０７２次励磁電流としての漏洩分を
極力小さくすることが必要である。

次に上記差動保護の基本特性を第３図について説明する
。第３図において、縦軸に差動回路電圧Ｖｏ、ＣＴ２次
励磁電圧Ｖ　ＩＩｍ、横軸左方向に故障電流工２、横軸
右方向にＣＴ２次励磁励磁電流１１１１をとる。

また、この方式の差動継電器８７の動作特性をＶｏ　−
Ｉｔ　、Ｃ７２次励磁特性をＶ　、、−Ｉ　、、テ表し
、この特性と同じＣＴをｎ個並列に接続した場合の励磁
特性をＶ、。−工、で表す。

このような特性設定で各故障状態における動作原理を説
明すると、下記のようになる。

（ｉ）内部故障検出第３図の左半分に示す差動継電器８７の動作特性Ｖｏ−
Ｉｔ中、差動回路の抵抗Ｒ１の傾きの部分を対象とする
。差動回路の抵抗ＲＤＩの値は比較的低いオーダーに選
ぶ。故障電流■、が流入し、最小動作差動電圧値ｖ１に
達すると、差動継電器８７は動作する。この時の系統１
次側換算電流を工、とすると、ＣＴが１個の場合は最小
動作電流Ｉ　ＰＩ　ｌ０１ｎ　　に等しくなるが、遊休
端子がｎ個あって、ここにＣＴが接続されている状態で
は、この並列接続されたＣＴｎ個分の２次に差動電圧が
印加され、Ｉ　Ｆ　ｍ１ｎ　　＝　Ｉ　ｒ＋＋　Ｉ　ｍｘｎ＋””
”・　　（２，３）ここで、Ｉ　ｅｘｎ、　ｌはＣＴｎ
個並列並列時、における０７２次励磁電流となる。

ここで、最小動作差動電圧値■１を低くとっておけば、
この最小動作差動電圧値Ｖ１に対する系統１次側換算電
流■□、工□。１とも十分に小さくなって、ＣＴｎ個並
列並列接続る故障検出感度の低下を所定値以下に管理で
きる。

すなわち、差動継電器８７の動作特性Ｖ、−Ｉ。

の傾きを低くすることによって、最小動作時の差動回路
電圧ＶＯ（インピーダンスＺ０の両端電圧）を低い値に
設定できるようにする。同時に、０７２次励磁電流が低
い値になるので、ＣＴをより低い磁束密度で動作させる
ことになって高感度化する。従って、母線Ｏに接続され
る引出回路数の変動による感度の変動幅を実用上支障な
い一定値以下に抑え得る。

（１１）外部最大故障時の誤動作防止一般にｎ個の引出回線が１つの母線Ｏに接続されている
場合、外部事故が引出回線ｎに発生した時、差動回路の
インピーダンスＺ０の両端に表れる差動回路電圧ＶＤは
、前記（２，１）式で表される。

この差動回路電圧Ｖｏを第３図上に■、に等しくとり、
この値ｖ２に対して一定の余裕率をもってｖ３を定める
と、この値で動作するよう定めた差動電圧検出要素は、
外部事故の発生した引出回線ｎに最大外部故障電流が通
過する際にも誤動作することはない。

但し、Ｖ３なる電圧を発生させるための内部故障電流は
、第３図の点Ｐ、に相当するｍＩｒ＋という値をとる。

また、０７２次励磁電流も工、□３〜ｒ　ｌｌＸｌ１．
　ｘの間で変動する。この結果、ＣＴ２次端子端子側た
検出電流はＩ、′　（Ｃ７２次換算）とすると、＋１１１　ＦＩ＋　Ｉ　＊ｘＬ！　　≦ＩＦ’　　≦　
ｍＩ　Ｆｌ＋　Ｉ　ｅｘｎ　　３・・・（２，４）という変動範囲の間になる。結局、ＣＴ差動回路電圧に
対応するＣＴ２次励磁励磁電流きさと端子数の多少だけ
感度幅が生じることになる。

（ｉｉｉ）総合動作上記の如く、最小内部故障と最大外部故障との間におい
て、差動回路電圧ＶＩｌ＋の大小に対応して、内部故障
電流検出値は■、とｍｒｒ＋の２種が存在する。

この２種の動作値を満足させるようにするため、本出願
人が先に提案した差動保護継電装置「（特願平１−７７
１４号）以下、先願を称す」では、適当なインピーダン
ス切換え電圧ｖ０を選び、Ｒ１となるようにした。

ここで、インピーダンス切換え電圧Ｖ０の値は、故障電流１．に対してｋＩｙ＋となる値で、低インピー
ダンスＲｏによる高感度の差動電流検出要素が動作する
ときの最小動作差動電圧値Ｖ、に等しく選ぶか、もしく
は電圧Ｖ８に対応するｍ工Ｆ１なる値以下で適当な値に
選ぶかするものとしていた・その結果、比較的低い差動
回路電圧■。の値で、差動回路のインピーダンスＲ５１
からＲ，３２への切換えが生じ、差動回路インピーダン
スが高い方の値ＲＤ２をとっている電流範囲が広いもの
であった。

然るに、この発明は差動回路インピーダンスが低い方の
値Ｒ４をとっている電流範囲が広くなるようにしたもの
であり、以下、その概略を説明する。

この発明は差動回路インピーダンスの切換えの条件とし
て、差動回路電流（電圧）波形の中の第２高調波等偶数
調波成分の存在に着目するものである。

差動回路インピーダンスが比較的低い所謂電流差動方式
では、外部故障時に中程度の故障電流が故障端子を通過
する時には、故障電流中の直流分によって、ＣＴが直流
的に偏磁され、同鉄心中の磁束が片極性側のみ飽和レベ
ルに達する所謂直流飽和を生じる事がよく知られている
。

ＣＴの直流飽和によって生ずる励磁電流は片極性に偏っ
ているので、その中には直流分の他第２高調波成分をは
じめとする偶数調波成分が多い事も又知られている。

従って、外部故障電流が流出する引出線のＣＴが直流的
に飽和しても、第２高調波成分および他の偶数調波成分
が増加しているので、この現象（同調波成分の大きさ又
は対基本波大きさ比率）を検出した時に始めて、差動回
路インピーダンスＲＤＩを高い方の値Ｒ０２に切換えれ
ばよい。

故障電流中の正弦波基本波成分が大きくなって始めて、
第２高調波および他の偶数調波成分が増加するので、正
弦波基本波実効値が大きい場合、第２高調波および他の
偶数調波成分値が一定比率（レベル）以上を検出する事
で代用できる。

第３図左側のＩはＶｏ−ｉ。の折線特性を示し、■は外
部故障電流■、が通過した際の差動回路両端に発生する
誤差差動電圧ｖｔと故障電流Ｉ、との関係を示す。

このＶｏ−Ｉｒ特性の傾きは差動回路インピーダンスＲ
ｏとＣＴ２次回路の総抵抗値できまる値を超えないから
、図中、電流（ｎ　Ｉ　ｒ＋、　Ｖａ　）なるＰｏ′点
迄は誤動作を生じない。

然し、故障電流がｍＩｒ＋　　に達すると、差動回路電
圧はＶ、に達するから、差動回路インピーダンスは既に
Ｐｏ’点で切換えていなければならない。

即ちｖｏ−ｉ。特性は折線特性Ｉの如くＰｏ点で切換え
られてしまい、差動回路のインピーダンスは相当広い範
囲でＲｏなる高い方の値をとることになる。

一方、故障電流■、が増大しても、差動回路電圧中の基
本波成分値から、第２高調波戊分をはじめ偶数次高調波
成分（直流分も含めて可）を差弓いた後の量は、高調波
成分が故障電流■、と共に増大するために、ＣＴ飽和が
ないと仮定した時のように、故障電流工、に比例せず、
例えば、第３図の点線■のような傾向を辿る。

この発明では、大きな故障電流ｊ２Ｉｒ＋が通過した時
、始めて差動回路インピーダンスの切換条件を満足させ
る様にする。

Ｖｏ＊＝Ｄ（ｖ、）＝Ｄ、（１，、）　　−Ｄ、（Ｉ。！＋　　ＩＤ４＋　
　・・・■。２ｎ）≧Ｖ０　　　　　　　　　　　　　
　　　・・・・・・（２，６）ここに１．は差動回路電
圧ＶＩｌ＋に対応する差動電流の基本波分、■。＠、　
　Ｉ　Ｏ４，Ｉ　ｏｗｎは差動電流ＩＤの中に含有され
る偶数調波成分であるが、外部事故時に差動回路に表れ
るＶ、、Ｉ。、■、。

■。ｚ、　　Ｉ。４・・・・・・はＣＴ励磁特性、ＣＴ
２次回路定数および故障電流■２の関数である。

ＣＴの励磁特性は飽和を含む非直線特性であって、単純
な定式化はむずかしいが、特性を単純なモデル化して解
析した結果の１例がＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ　ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｐｐａｒａｔｕｓ　ａｎｄ　
５ｙｓｔｅ＋＋＋ｓ、ｖｏｌ、　ＰＡＳ−１０４，ＮＯ
，３，Ｍａｒｃｈ　１９８５．第６７８頁、Ｆｉｇ、Ａ
、１に示されている。

上記を総合的に表現すると、以下のようになる。

・・・・・・（２，７） ■。＝（Ｒｉ　＋Ｒｔ、　）　ｍＩｒ＋　　　　”・・
”（２，８１Ｒ１即ち、差動回路のインピーダンス切換えの電圧を見掛は
上の差動回路電圧とせず、ＣＴ特性のヒステレシスによ
り定まる函数Ｄ（Ｖ、）で代替し、外部故障時大電流（
Ｊ２Ｉｒ＋）が通過した時に始めて、差動回路のインピ
ーダンスをＲＤＩからＲ８２へ切換えるようにしたもの
である。

内部事故時には、ＣＴの１つに極端に電流が集中して飽
和を生ずる事はないので、調波成分を発生する事がなく
、Ｄ　（Ｖ、　）Ｄ　　（Ｖ。）＝　Ｄ　Ｉ（Ｉ。１）〔内部事故時１＝
　Ｖ　Ｄ　　　　　　　　　・−・−（２，１０）従っ
て、この場合の動作／不動作の条件は、下記となる。

云い換えればＶ、−Ｉ、特性中直線工の部分の上で最小
動作し、重事故時開特性の高インピーダンス部分、つま
り直線工′に切換って動作するのはＲｏｚＩｒｚ≧Ｖ　
、　　　　　　　　　　　・・−・−・（２，１２）を
満足する場合である。即ち、第３図上の２１点（ｍＩ□
、ｖ３）である。

外部故障時には、故障電流が流出する引出線のＣＴに、
差動接続したＣＴ２次回路に発生する誤差電圧Ｖ！が印
加されるので、差動回路に表れる誤差電圧■１はＶｏ　＝Ｖｚ　＝　（Ｒ２＋ＲＬ　）　Ｉｒとなる。そ
して、外部軽故障の場合は、Ｄ（Ｖ、）　　≦Ｖ、［直
線■く直線■く直線■］Ｄ　（Ｖｌｌ）＝　Ｄ　、（Ｉ
　Ｆｌ）−Ｄａ（Ｉ□、Ｒ６，・・・ＩＦ！Ｉｌ）≦（
Ｒ，＋ＲＬ）ＩＦ　＜Ｒｏ＋Ｉｒ・・・（２’、１３）
で差動継電器８７は不動作となる。

外部重故障の場合は、Ｄ（Ｖ、）≧Ｖ、［直線ｍ′＜直線■′く直線Ｉ′］Ｄ
（Ｖ、）　　≦（Ｒｚ　　＋ＲＬ　）　　Ｉｒで差動継
電器８７は不動作となる。

以下、上記差動継電器８７の構成例を第４図について説
明する。第４図において、２０−１゜２０−２は差動回
路２０に接続される端子、２１はこの両端に表れる電圧
を適当な大きさに変換する電圧変成器、３５はこの電圧
変成器２１の２次電圧を受け、差動回路電圧中の基本波
分および第２高調波分（必要に応じ他の偶数調波分）を
比較する高調波比率弁別回路、２２−１．２２−２は高
調波比率弁別回路３５の出力を受けて適当な大きさおよ
び時間幅の電圧を生成し、次段の半導体電力スイッチを
オンオフさせるための点弧回路、２３−１．２３−２は
上記点弧回路２２−１゜２２−２の出力により点弧し、
互いに逆極性の電圧波を開閉して両端を短絡または開放
状態とする半導体電力スイッチであり、点弧されると不
導通となるＧＴＯ，ＳＩＴ等を用いる。２４は半導体電
力スイッチ２３−１．２３−２で開放または短絡される
抵抗、２５は抵抗２４と直列に接続された抵抗、・２６
は１次巻線が抵抗２４．２５と直列に接続された変成器
、２７は前述の抵抗２５の両端に表れた電圧を変成する
電圧変成器で、その２次巻線に接続した点弧回路２８−
１．２８−２により、半導体電力スイッチ（点弧される
と導通する５ＣＲ）２９−１．２９−２を開閉制御する
。

３０は上述の電圧変成器２１の３次巻線に接続された検
出継電要素で、端子２０−１．２０−２の両端に表れる
電圧の大きさに応動する。

３１は電圧変成器２６により変成された電圧を検出し、
電圧変成器２６の１次電流が端子２０−１．２０−２の
両端電圧で換算して適切な値になった時に動作して、信
号「１」　（接点間）を発する検出継電要素である。

３２は電圧変成器２６により変成された電圧を波形弁別
し、その波形成分の中の偶数次高調波（特に第２高調波
）を検出して、信号「０」　（接点間）を発し、全体の
動作を阻止する様に作用する高調波を検出する検出継電
要素である。

３３は前記の電圧変成器２７により変成される１次電圧
の大きさを検出し、端子２０−１．２０−２から流入す
るＣ７２次電流が所定値以上の時に差動し、端子２０−
１．２０−２から内部を見たインピーダンスを低くする
様適切な短絡回路を形成し、高速動作させるための電圧
（電流）を検・出する検出継電要素である。

第５図は上記高調波比率弁別回路３５の構成を示すブロ
ック図であり、第５図において、４１゜４２は電圧変成
器２１の２次巻線に接続された端子３５−１．３５−２
からの入力の基本波に直列共振し第２高調波に並列共振
する２端子リアクタンスフイルタであり、その通過電流
を抵抗４３の出力電圧として取出す。

４４．４５は第２高調波に直列共振し、基本波に並列共
振する２端子リアクタンスフイルタであり、その通過電
流を抵抗４６の出力電圧として取出す。

４７−１．４７−２は上記抵抗４３．４６の出力電圧を
絶縁増幅するアンプであり、その出力を次段の位相シフ
トアンプ回路に伝える。

４８−１．４８−２は上記アンプ４７−１゜４７−２双
方の出力電圧の位相を調整し、系統周波に同期した出力
電圧を得る位相シフトアンプ回路である。

４９は上記位相シフトアンプ回路４８−１．４８−２の
出力を１次側人力とし、その出力の差に比例した２次側
出力Ｄ（ＶＤ）をセンタータップ巻線で＋、−の両極性
に分けて端子５０−１．５０−２に出力する変成器であ
る。

なお、上記変成器２１、高調波比率弁別回路３５、点弧
回路２１−１．２２−２、半導体電力スイッチ２３−１
．２３−２は、差動回路入力の中の基本波成分と偶数調
波成分との関数値に基づいて該差動回路のインピーダン
スを切換える第１切換え回路６１を形成する。また、上
記電圧変成器２７、点弧回路２８−１．２８−２、半導
体電力スイッチ２９−１．２９−２は差動回路のインピ
ーダンスの端子電圧に基づいて該インピーダンスを切換
える第２切換え回路６２を形成する。

上記各検出継電要素３０，３１．３２．３３により得ら
れるオンオフ出力ｒｌＪ、ｒＯＪ信号は、第６図に示し
た判別論理回路５１によりしゃ断器引外しのインターロ
ックを形成する。

第６図において、５２はしゃ断器引外しのための引外し
リレーであり、５２−ａ〜５２−Ｃは弓外しリレー５２
の接点、３０−ａ、３０−ｂ。

３１−ａ、３２−ａ、３３−ａは前記第４図に示す各検
出継電要素の接点である。

次に第４図に示された実施例の回路動作を説明する。

（ａ）内部軽故障の場合内部事故時には、各引出線１〜ｎ−１より事故点Ｆへ向
って電流が流出し、差動回路人力が端子２０−１．２０
−２に加えられる。この時は電圧変成器２１への入力は
比較的歪が少く、高調波比率弁別回路３５の出力は小さ
くて、点弧回路２２−１．２２−２に十分な出力を生じ
ない為、半導体電力スイッチ２３−１．２３−２は導通
したままで、抵抗２４は短絡されたままである。

従って、端子２０−１．２０−２間には抵抗２５と変流
器２６なる比較的低いインピーダンスＲｏ＋を挿入した
形となって、結局、低インピーダンスの差動継電器とし
て動作する。また、検出継電要素３１が動作しくａ接点
間）、検出継電要素３０は不動作（ｂ接点間）で引外し
リレー５２が付勢される。

（ｂ）内部重故障の場合この時は、端子２０−１．２０−２に加えられる電流が
大きく、点弧回路２２−１．２２−２の出力も大きくな
り、かつ、各引出線１〜ｎ−１のＣＴＩＩ〜１ｎ−１は
電源から供給される故障電流により飽和する事が少ない
から、Ｉｏ２．Ｉ。４゜・・・工。２ｏの値は小さく高
調波比率弁別回路３５の出力Ｄ　（ｖｏ　）は大きい。

従って、この出力によって点弧回路２２−１゜２２−２
の入力は充分大きくなり、この点弧回路２２−１．２２
−２の出力を受けた半導体電力スイッチ２３−１．２３
−２が不導通となって、抵抗２５が抵抗２４に直列に接
続挿入される。この結果、抵抗２４．２５と変成器２６
の直列回路は高インピーダンスとなり、端子２０−１．
２０−２から見たインピーダンスも高くなって、所謂高
インピーダンスの差動継電器として動作する。

この状態において、特に重故障で大電流が流入する場合
には、抵抗２５の両端に発生する電圧降下も大きく、電
圧変成器２７への印加電圧も大きくなる。このため、電
圧変成器２７の出力は点弧回路２ｇ−１，２８−２を付
勢するに十分となる。

この点弧回路２８−１．２８−２の出力を受けて半導体
電力スイッチ２９−１．２９−２が半サイクル毎に導通
して抵抗２４．２５を短絡する。

この結果、端子２０−１．２０−２から見た内部のイン
ピーダンスは十分低くなって、差動回路の電圧は過度に
上昇せず、この差動回路に接続されたＣＴ２次回路の絶
縁を脅す事はない。

（ｃ）外部軽故障の場合故障電流が流出する引出線に差動接続したＣＴ２次回路
中、故障電流が流入する引出線につながれた０７２次リ
ードワイヤーに発生する電圧降下の総和が端子２０−１
．２０−２に表れる。

この場合、故障電流の大きさが小さいから上記の０７２
次リードワイヤーに発生する電圧も小さく、端子２０−
１．２０−２の両端に印加される電圧も同様に小さい。

従って、高調波比率弁別回路３５の出力Ｄ（Ｖ、）は小
さいので、この高調波比率弁別回路３５の出力で点弧回
路２２−１．２２−２を付勢しても半導体電力スイッチ
２３−１．２３−２は不導通とならず、抵抗２４は短絡
されたままであり、抵抗２５と変成器２６が直列に接続
された低インピーダンスの差動継電器として動作する。

この場合高調波比率弁別回路３５の出力Ｖ０が小さいた
め、検出継電要素３０は不動作（ｂ接点間）、検出継電
要素３１．３２も不動作（ａ接点間）のため、引外しリ
レー５２は付勢されない。

（ｄ）外部中故障時上記と同様にして、端子２０−１．２０−２間に、故障
電流が流入する引出線に流れる電流の総和に比例した電
圧降下を生じるが、前記外部軽故障の場合より大きな値
となる。

この時、生じる差動回路電圧Ｖ。の大きさによって、検
出継電要素３０は動作する可能性がある。

故障発生時点の位相によって直流分を生じ故障電流が流
出する引出線のＣＴに直流飽和が生じ、励磁電流即ち差
動電流中に第２高調波はじめ偶数調波成分を生じる。

この偶数調波成分の発生によって、まず、検出継電要素
３１はそれ自体のもつ偶数調波抑制特性により不動作側
である。また、高調波比率弁別回路３５は上記の現象に
より電流の大きさだけに比例して出力が増えないため、
検出継電要素３０より大きな故障電流が通過して始めて
十分な出力を生じ、点弧回路２２−１．２２−２を付勢
し、半導体電力スイッチ２３−１．２３−２が不導通と
なって、抵抗２４が抵抗２５と直列に挿入される。

即ち、高調波比率弁別回路３５がない場合（先願）に比
べて、より大きな電流が通過して始めて高インピーダン
スの差動継電器として動作する。

云いかえれば、先願に比べて低インピーダンスの差動継
電器としている電流域が広くなっているもので、外部中
故障電流域でも低インピーダンスの差動継電器として動
作し、必要以上にＣＴ２次回路のインピーダンスを高く
するように作用しない。

（ｅ）外部重故障の場合通過電流が大きいため、検出継電要素３０゜３１は動作
する可能性がある。上記と同様、高調波比率弁別回路３
５も大出力を生じて、点弧回路２２−１．２２−２が十
分な出力を発し、半導体電力スイッチ２３−１．２３−
２は不導通となって高インピーダンスの差動継電器とな
る。

高インピーダンスの差動継電器と動作することによりＣ
７２次リードワイヤーに沿って発生する差動回路電圧Ｖ
Ｄに対し、検出継電要素３２の設定を十分高く選んでお
く事により、この検出継電要素３２の誤動作が防止され
る事は公知の通りである。

なお、以上の実施例はこの発明の１例であり、他にも種
々の構成が考えられ、それらはこの発明の技術的思想を
妨げない範囲でこの発明の請求範囲に含まれることはい
うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、差動回路の端子電圧
または該差動回路のインピーダンスの端子電圧により該
インピーダンスを切換え、差動継電器を高インピーダン
ス差動方式または低インピーダンス差動方式として使い
分けるように構成したので、両差動方式の短所を解消し
て長所を発揮できる。

また、特に、請求項１記載の発明は外部故障時に発生す
る差動回路電流の偶数高調波成分を検出しその比率によ
って差動回路のインピーダンス切換え電圧を変更するよ
うにしている為、広範な電流域に亘って差動回路インピ
ーダンスを低く保つ事ができる。その結果、差動継電器
としての内部故障検出感度が上昇するという効果がある
。

請求項２記載の発明は差動回路のインピーダンスの端子
電圧に基づいて該インピーダンスを低インピーダンスに
切換えるように構成したので、差動回路の電圧は過度に
上昇せず、この差動回路に接続されたＣＴ２次回路の絶
縁を脅す事がない等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は外部故障時におけるこの発明の原理説明図、第
２図は内部故障時におけるこの発明の原理説明図、第３
図はこの発明の詳細な説明図、第４図はこの発明に、よ
る差動継電器を示すブロック図、第５図は高調波比率弁
別回路のブロック図、第６図はインターロック回路図、
第７図はこの発明装置を適用すべき電力系統接続図であ
る。Ｏは母線、１〜ｎは引出回線、１１〜１ｎは変流器、２
０は差動回路、３０，３１．３３は電圧検出要素、３２
は高調波検出要素、５１はインターロック回路、６１は
第１切換え回路、６２は第２切換え回路。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）母線に接続された複数の引出回線と、前記各引出
回線に設けた変流器と、前記各変流器の２次巻線をそれ
ぞれ並列に接続した差動回路と、前記差動回路入力の中
の基本波成分と偶数調波成分との関数値に基づいて該差
動回路のインピーダンスを切換える切換え回路と、前記
差動回路の端子電圧および前記インピーダンスの端子電
圧を検出する複数の電圧検出要素と、前記各電圧検出要
素によって形成したしゃ断器引外しインターロック回路
とを備えた差動保護継電装置。
（２）母線に接続された複数の引出回線と、前記各引出
回線に設けた変流器と、前記各変流器の２次巻線をそれ
ぞれ並列に接続した差動回路と、前記差動回路入力の中
の基本波成分と偶数調波成分との関数値に基づいて該差
動回路のインピーダンスを切換える第１切換え回路と、
前記差動回路のインピーダンスの端子電圧に基づいて該
インピーダンスを切換える第２切換え回路と、前記差動
回路の端子電圧および前記インピーダンスの端子電圧を
検出する複数の電圧検出要素と、前記各電圧検出要素に
よって形成したしや断器引外しインターロック回路とを
備えた差動保護継電装置。