JPH0385910A - 高周波増幅回路 - Google Patents
高周波増幅回路Info
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- JPH0385910A JPH0385910A JP22363989A JP22363989A JPH0385910A JP H0385910 A JPH0385910 A JP H0385910A JP 22363989 A JP22363989 A JP 22363989A JP 22363989 A JP22363989 A JP 22363989A JP H0385910 A JPH0385910 A JP H0385910A
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- intermodulation distortion
- capacitor
- distortion
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 18
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 23
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 23
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000012535 impurity Substances 0.000 description 1
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- Microwave Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［概要］
マイクロ波送信機等に使用して好適な高周波増幅回路に
関し、 ２次相互変調歪みを除去し、２次相互変調歪みによる発
振の回避と、２次相互変調歪みと基本波との間の相互変
調による３次相互変調歪みのレベルアップの回避とを図
ることを目的とし、高周波増幅用のトランジスタからな
る増幅部を設けてなり、周波数の異なる複数の信号が入
力される高周波増幅回路において、前記増幅部の出力側
と接地との間に、 Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサを接続したことを特徴とする高周波増
幅回路。
関し、 ２次相互変調歪みを除去し、２次相互変調歪みによる発
振の回避と、２次相互変調歪みと基本波との間の相互変
調による３次相互変調歪みのレベルアップの回避とを図
ることを目的とし、高周波増幅用のトランジスタからな
る増幅部を設けてなり、周波数の異なる複数の信号が入
力される高周波増幅回路において、前記増幅部の出力側
と接地との間に、 Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサを接続したことを特徴とする高周波増
幅回路。
［産業上の利用分野］
本発明はマイクロ波送信機等に使用して好適な高周波増
幅回路に関する。
幅回路に関する。
一般に、この種、高周波増幅回路においては、周波数の
異なる複数の信号が入力された場合、高周波増幅用のト
ランジスタのノン・リニアリティ（ｎｏｎ−１１ｎｅａ
ｒｉｔｙ、非直線性〉に起因して相互変調歪み（ｉｎｔ
ｅｒ−ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｒ＋
）が発生してしまう、当然ながら、かかる相互変調歪み
は、できるだけ低減化することが望ましく、特に、２次
相互変調歪みについては、後述するように、出力側で除
去することが必要となる。
異なる複数の信号が入力された場合、高周波増幅用のト
ランジスタのノン・リニアリティ（ｎｏｎ−１１ｎｅａ
ｒｉｔｙ、非直線性〉に起因して相互変調歪み（ｉｎｔ
ｅｒ−ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｒ＋
）が発生してしまう、当然ながら、かかる相互変調歪み
は、できるだけ低減化することが望ましく、特に、２次
相互変調歪みについては、後述するように、出力側で除
去することが必要となる。
［従来の技術］
従来、高周波増幅回路として第４図にその要部を示すよ
うなものが提案されている。
うなものが提案されている。
図中、１は増幅部、２は分布定数線路であって、増幅部
１は高周波増幅用の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥ
Ｔという）３を設けて構成されており、ＦＥＴ３は、そ
のゲートを入力端子４に接続され、そのドレインを分布
定数線路２の入力端に接続され、そのソースを接地され
ている。
１は高周波増幅用の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥ
Ｔという）３を設けて構成されており、ＦＥＴ３は、そ
のゲートを入力端子４に接続され、そのドレインを分布
定数線路２の入力端に接続され、そのソースを接地され
ている。
かかる従来の高周波増幅回路においては、ＦＥＴ３のリ
ニアリティ（ｌ １ｎｅａｒｉ ｔｙ、直線性）をでき
るだけ良好にすることが要求されており、例えば、ＦＥ
Ｔ３を構成する半導体基板の結晶性を良好にしたり、あ
るいは、同じく半導体基板の不純物濃度のプロファイル
を一定にする等の手段を講することにより、相互変調歪
みをできるだけ低減化するようにしていた。
ニアリティ（ｌ １ｎｅａｒｉ ｔｙ、直線性）をでき
るだけ良好にすることが要求されており、例えば、ＦＥ
Ｔ３を構成する半導体基板の結晶性を良好にしたり、あ
るいは、同じく半導体基板の不純物濃度のプロファイル
を一定にする等の手段を講することにより、相互変調歪
みをできるだけ低減化するようにしていた。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、ＦＥＴ３のリニアリティを完全にするこ
とは困難であり、相互変調歪みを完全になくすことには
限界がある。このため、従来の高周波増幅回路には、以
下に述べるような問題点があった。
とは困難であり、相互変調歪みを完全になくすことには
限界がある。このため、従来の高周波増幅回路には、以
下に述べるような問題点があった。
まず第一に、例えば、搬送波の周波数をそれぞれｆｘ、
ｆｚ （但し、ｆｌ＜ｆｚ）とする２つの信号が入力端
子４に人力された場合、出力信号には、 ｆｚ−ｆｌ−Δｆ を周波数成分とする２次相互変調歪みＩＭ２が含まれて
しまい、これがＦＥＴ３のゲートに正帰還され、発振を
起こしてしまう場合があるという問題点があった。
ｆｚ （但し、ｆｌ＜ｆｚ）とする２つの信号が入力端
子４に人力された場合、出力信号には、 ｆｚ−ｆｌ−Δｆ を周波数成分とする２次相互変調歪みＩＭ２が含まれて
しまい、これがＦＥＴ３のゲートに正帰還され、発振を
起こしてしまう場合があるという問題点があった。
第二に、２次相互変調歪みＩＭ２と基本波との間の相互
変調によって、 ｆ、−Δｆ ｆ２＋Δｆ をそれぞれ周波数成分とする相互変調歪みＩＭＡ及びＩ
Ｍｉが生じてしまうが、これら相互変調歪みＩＭＡ及び
ＩＭＢは、それぞれ ２ｆ１−ｆｚ ＝ｆｌ （ｆｚ ｆｌ）＝ｆ、−Δ
ｆ 及び ２ｆｚ ｆｘ ＝ｆ２ ＋ （ｆｚ ｆｘ
）＝ｆ２ ＋ Δｆ を周波数成分とする３次相互変調歪みＩＭ３と同一の周
波数になってしまい、これが３次相互変調歪みＩＭ、に
加算され、結果的に、３次相互変調歪みＩＭ、のレベル
アップを招いてしまうという問題点があった。
変調によって、 ｆ、−Δｆ ｆ２＋Δｆ をそれぞれ周波数成分とする相互変調歪みＩＭＡ及びＩ
Ｍｉが生じてしまうが、これら相互変調歪みＩＭＡ及び
ＩＭＢは、それぞれ ２ｆ１−ｆｚ ＝ｆｌ （ｆｚ ｆｌ）＝ｆ、−Δ
ｆ 及び ２ｆｚ ｆｘ ＝ｆ２ ＋ （ｆｚ ｆｘ
）＝ｆ２ ＋ Δｆ を周波数成分とする３次相互変調歪みＩＭ３と同一の周
波数になってしまい、これが３次相互変調歪みＩＭ、に
加算され、結果的に、３次相互変調歪みＩＭ、のレベル
アップを招いてしまうという問題点があった。
本発明は、かかる点に鑑み、２次相互変調歪みを除去し
、２次相互変調歪みによる発振の回避と、２次相互変調
歪みと基本波との間の変調による３次相互変調歪みのレ
ベルアップの回避とを図ることができるようにした高周
波増幅回路を提供することを目的とする。
、２次相互変調歪みによる発振の回避と、２次相互変調
歪みと基本波との間の変調による３次相互変調歪みのレ
ベルアップの回避とを図ることができるようにした高周
波増幅回路を提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段コ
本発明の高周波増幅回路は、高周波増幅用のトランジス
タからなる増幅部を設けてなり、周波数の異なる複数の
信号が入力される高周波増幅回路において、前記増幅部
の出力側と接地との間に、Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサを接続して構成されるものである。
タからなる増幅部を設けてなり、周波数の異なる複数の
信号が入力される高周波増幅回路において、前記増幅部
の出力側と接地との間に、Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサを接続して構成されるものである。
［作用］
本発明においては、２次相互変調歪みは、コンデンサを
介して接地に流れ込んでしまうので、高周波増幅用のト
ランジスタの入力側に正帰還されることがない、したが
って、２次相互変調歪みを原因とする発振を回避するこ
とができる。
介して接地に流れ込んでしまうので、高周波増幅用のト
ランジスタの入力側に正帰還されることがない、したが
って、２次相互変調歪みを原因とする発振を回避するこ
とができる。
また、２次相互変調歪みが接地に流れ込んでしまうこと
で、基本波との間で相互変調を起こすこともなく、３次
相互変調歪みのレベルアップの回避を図ることもできる
。
で、基本波との間で相互変調を起こすこともなく、３次
相互変調歪みのレベルアップの回避を図ることもできる
。
［実施例］
以下、第１図ないし第３図を参照して、本発明の一実施
例につき説明する。
例につき説明する。
なお、本実施例においては、従来例と同様に、搬送波の
周波数をｆｌ、ｆ２ （但し、ｆｌ ＜ｆ２ ）とする
２つの信号が入力される場合を例にして説明する。そこ
で、これら第１図ないし第３図において第４図に対応す
る部分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。
周波数をｆｌ、ｆ２ （但し、ｆｌ ＜ｆ２ ）とする
２つの信号が入力される場合を例にして説明する。そこ
で、これら第１図ないし第３図において第４図に対応す
る部分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。
第１図は本実施例の要部を示す回路図であって、本実施
例においては、分布定数線路２に分岐５が設けられてお
り、この分岐５の先端部は、コンデンサ６を介して接地
されている。その他については、第４図従来例と同様に
構成されている。
例においては、分布定数線路２に分岐５が設けられてお
り、この分岐５の先端部は、コンデンサ６を介して接地
されている。その他については、第４図従来例と同様に
構成されている。
ここに、分岐５は、周波数をｆ、 、ｆ、とする基本波
の波長を平均した波長λに対して１／４λの長さとなる
ようにされている。
の波長を平均した波長λに対して１／４λの長さとなる
ようにされている。
また、コンデンサ６は、その容量をＣとすれば、そのイ
ンピーダンスＺＣが、例えば、 ２π×ΔｆＸＣ となるように容量Ｃを決定される。即ち、容量Ｃは、 Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ とされる。例えば、Δｆ＝１０ＭＨ２の場合には、Ｃ＞
１．６μＦ とされる、なお、コンデンサ６はチップ・タイプのもの
を使用することが好適である。
ンピーダンスＺＣが、例えば、 ２π×ΔｆＸＣ となるように容量Ｃを決定される。即ち、容量Ｃは、 Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ とされる。例えば、Δｆ＝１０ＭＨ２の場合には、Ｃ＞
１．６μＦ とされる、なお、コンデンサ６はチップ・タイプのもの
を使用することが好適である。
かかる本実施例においては、分布定数線路２の分岐点７
から分岐５を見た場合、周波数をｆｌ、ｆ２とする基本
波については、オープン状態、即ち、分岐５がないもの
と同様になり、結局、本実施例の回路は、第２図に示す
と等価になる。したがって、基本波は、分岐５及びコン
デンサ６を介して接地に流れ込むことはなく、分布定数
線路２を伝送していく。
から分岐５を見た場合、周波数をｆｌ、ｆ２とする基本
波については、オープン状態、即ち、分岐５がないもの
と同様になり、結局、本実施例の回路は、第２図に示す
と等価になる。したがって、基本波は、分岐５及びコン
デンサ６を介して接地に流れ込むことはなく、分布定数
線路２を伝送していく。
他方、周波数をｆ、−ｆ□＝Δｆとする２次変調歪みＩ
Ｍ、については、分岐５の長さは、なんら影響なく、単
なる線路であり、その先端はインピーダンスを低くする
コンデンサ６で接地されているので、結局、本実施例の
回路は、第３図に示す回路と等価になり、２次相互変調
歪みＩＭ２は接地に流れ込んでしまう。
Ｍ、については、分岐５の長さは、なんら影響なく、単
なる線路であり、その先端はインピーダンスを低くする
コンデンサ６で接地されているので、結局、本実施例の
回路は、第３図に示す回路と等価になり、２次相互変調
歪みＩＭ２は接地に流れ込んでしまう。
このように、本実施例によれば、基本波には影響を与え
ず、２次相互変調歪みＩＭ２を除去することができるの
で、２次相互変調歪みＩＭ２による発振の回避と、２次
相互変調歪みＩＭ、と基本波との相互変調による３次相
互変調歪みＩＭ、のレベルアップの回避とを図ることが
できる。
ず、２次相互変調歪みＩＭ２を除去することができるの
で、２次相互変調歪みＩＭ２による発振の回避と、２次
相互変調歪みＩＭ、と基本波との相互変調による３次相
互変調歪みＩＭ、のレベルアップの回避とを図ることが
できる。
なお、上述の実施例においては、周波数の異なる２つの
信号が入力される場合につき述べたが、本発明は、周波
数の異なる３つ以上の信号が入力される場合にも適用す
ることができることは当然である。ここに、入力される
信号が３つ以上の場合、前述のΔｆは、各信号の周波数
のうち、最も大きい値から最も小さい値を減じた値（例
えば、ｆｒ＜ｆ２＜ｆ３の場合、Δｆ＝ｆ、−ｆ１）で
ある。
信号が入力される場合につき述べたが、本発明は、周波
数の異なる３つ以上の信号が入力される場合にも適用す
ることができることは当然である。ここに、入力される
信号が３つ以上の場合、前述のΔｆは、各信号の周波数
のうち、最も大きい値から最も小さい値を減じた値（例
えば、ｆｒ＜ｆ２＜ｆ３の場合、Δｆ＝ｆ、−ｆ１）で
ある。
また、上述の実施例においては、高周波増幅用のトラン
ジスタとしてＦＥＴ３を設けた場合につき述べたが、こ
の代わりに、バイポーラトランジスタを使用する場合に
も、上述同様の作用効果を得ることができる。
ジスタとしてＦＥＴ３を設けた場合につき述べたが、こ
の代わりに、バイポーラトランジスタを使用する場合に
も、上述同様の作用効果を得ることができる。
［発明の効果］
本発明によれば、高周波増幅用のトランジスタからなる
増幅部の出力側と接地との間に、Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサ、即ち、２次相互変調歪みに対して充
分に低いインピーダンスとなるコンデンサを接続すると
いう構成を採用したことにより、コンデンサを介して２
次相互変調歪みを除去することができるので、２次相互
変調歪みによる発振の回避と、２次相互変調歪みと基本
波との相互変調による３次相互変調歪みのレベルアップ
の回避とを図ることができる。
増幅部の出力側と接地との間に、Ｃ〉 ０、ＩＸ２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサ、即ち、２次相互変調歪みに対して充
分に低いインピーダンスとなるコンデンサを接続すると
いう構成を採用したことにより、コンデンサを介して２
次相互変調歪みを除去することができるので、２次相互
変調歪みによる発振の回避と、２次相互変調歪みと基本
波との相互変調による３次相互変調歪みのレベルアップ
の回避とを図ることができる。
第１図は本発明の高周波増幅回路の一実施例の要部を示
す回路図、 第２図は基本波を基準としてみた場合の第１図例の回路
図、 第３図は２次相互変調歪みを基準としてみた場合の第１
図例の回路図、 第４図は従来例の要部を示す回路図である。 １・・・増幅部 ２・・・分布定数線路 ３・・・ＦＥＴ ４・・・入力端子 ５・・・分岐 ６・・・コンデンサ 本発明の一実施例の要部 第１図 基本波を基準としてみた場合の第１図例の回路図第２図 ２次相互変調歪みを基準としてみた場合の第１図例の回
路図第３図 従来例の要部 第４図
す回路図、 第２図は基本波を基準としてみた場合の第１図例の回路
図、 第３図は２次相互変調歪みを基準としてみた場合の第１
図例の回路図、 第４図は従来例の要部を示す回路図である。 １・・・増幅部 ２・・・分布定数線路 ３・・・ＦＥＴ ４・・・入力端子 ５・・・分岐 ６・・・コンデンサ 本発明の一実施例の要部 第１図 基本波を基準としてみた場合の第１図例の回路図第２図 ２次相互変調歪みを基準としてみた場合の第１図例の回
路図第３図 従来例の要部 第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 高周波増幅用のトランジスタからなる増幅部を設けてな
り、周波数の異なる複数の信号が入力される高周波増幅
回路において、 前記増幅部の出力側と接地との間に、 Ｃ＞１／０．１×２π×Δｆ なる条件（但し、Δｆは入力される信号の周波数のうち
、最も高い値から最も低い値を減じた値）を満足する容
量Ｃのコンデンサを接続したことを特徴とする高周波増
幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22363989A JPH0385910A (ja) | 1989-08-30 | 1989-08-30 | 高周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22363989A JPH0385910A (ja) | 1989-08-30 | 1989-08-30 | 高周波増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0385910A true JPH0385910A (ja) | 1991-04-11 |
Family
ID=16801347
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22363989A Pending JPH0385910A (ja) | 1989-08-30 | 1989-08-30 | 高周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0385910A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6072824A (en) * | 1998-01-23 | 2000-06-06 | Adc Solitra, Inc. | Circuit arrangement for reducing intermodulation in a bandpass filter system |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56140709A (en) * | 1980-04-01 | 1981-11-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High frequency amplifier |
| JPS6135006A (ja) * | 1984-07-10 | 1986-02-19 | Fujitsu Ltd | 超高周波増幅器 |
| JPS63119308A (ja) * | 1986-11-07 | 1988-05-24 | Hitachi Ltd | 電力増幅器 |
-
1989
- 1989-08-30 JP JP22363989A patent/JPH0385910A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56140709A (en) * | 1980-04-01 | 1981-11-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High frequency amplifier |
| JPS6135006A (ja) * | 1984-07-10 | 1986-02-19 | Fujitsu Ltd | 超高周波増幅器 |
| JPS63119308A (ja) * | 1986-11-07 | 1988-05-24 | Hitachi Ltd | 電力増幅器 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6072824A (en) * | 1998-01-23 | 2000-06-06 | Adc Solitra, Inc. | Circuit arrangement for reducing intermodulation in a bandpass filter system |
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