JPH03503804A - 精密容量性トランスデューサ回路と方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 精密容量性トランスデユーサ回路と方法発明の技術分野 本発明は、一般的には、トランステユーサパラメータを相当する電気信号に転換 するための回路と技術に関し、より特定的には、圧力センナ、加速度計、マイク ロロホン、その他のトランスデユーサ機器に用いられる容量性トランスデユーサ によって得られ九キャパシタンスの精密測定とそれの電気出力への転換に関する 。

発明の背景 各種の物理効果を、ひとつ以上の他の一定エレメントに（Ｈｆる、トランスデユ ーサの相当する動きに転換するトランスデユーサは多くの種類がある。可動エレ メントの相当位置は、物理効果の測定値によって分る。

たとえば、圧カドランスデューサは、可動エレメントを偏向させるための入力流 体圧に応答する。

この可動エレメントの位置は直接的に測定するのが極めて望ましいが、小型トラ ンスデユーサにおけるわずかな変動はしばしば、原子レベルなので、実用装置で 測定することは不可能である。可動エレメントの位置を決めるだめの一般的方法 は、このエレメントと固定エレメント間の中ヤパシタンスを測定するものであ特 表平３−５０３８０４　（５） る＠相当する電気信号にキャパシタンスを極めて精密に変換するのに用いられる 回路は高度なものであシ、上記信号はトランスデユーサが応答する圧力、加速力 などに応答するものである。

典型的な容重性変位型トランスデユーサには次のようなものがある。ひとつ（Ｃ １）は、與１板と可動エレメントとの間にあるもの、他（Ｃ２）は、第２板と可 動エレメントの間にあるものである。可動エレメントが、入力の変化に応答して いずれかの板に向って動くと、これに相応して、可動エレメントと２つの板の開 のキャパシタンスが変動する。したがって、可動エレメントを各板の間のキャパ シタンスを測定することによって、偏位置が得られる。かような呼称上バランス のとれた構造によシ、自然ゼロ（入力なしのキャパシタンスとひとしい）と、い ずれかの他性の入力に応答する構造体とが得られる。

トランスデユーサの製造における１頃向、少なくとも容量性変位型トランスデユ ーサの製造における傾向は、装置を小型にすることにある。これは、現在のシリ コン加工技術にしたがってシリコン機器が作られるが故の傾向であシ、必要性で るる。かくして、小型化することによシ、１枚のシリコンウェー・・から多数の デバイスが製造できる。かくして製造コストは低下する。

しかしながら、デバイスの小型化によシトランスデューサ容蓋が低下し、入力変 化の応答する容量変化はわずかなものとなり、かくしてこの変化を測定する関連 電気回路は楕凹型でなくてはならない。

トランスデユーサ容量の測定は、入力には応答しない、トランスデユーサエレメ ントと環境間の外部の不可避的漂遊容量と無関係になされねばならない。トラン スデユーサデバイスが小さくなるにつれ、漂遊容量が目立つようになって来た。

この大きさはしばしば、測定中のトランスデユーサ・コンデンサＣ１と０２の容 量と同じになる。これはとくに小型トランスデユーサの場合、合計容量は、数ピ コ７アラート程度となう、入力変化はフェムトファラッドの単位となるので、中 ヤパシタンスの変化はかなりのものとなる。

さらに、従来型のトランスデユーサ回路によシ、入力キャパシタンスのような容 性パラメータが付加的に生じ、トランスデユーサのキャパシタンスが減少するに つれて、精度に対する影響が増大する。

さらに、従来型トランスデユーサ回路によりしばしば、トランスデユーサキャパ シタンス（ｃｌ−Ｃ２）の差に比例する出力が生じる。この作用により、可動エ レメントがかなり偏位しても全く非直線的な出力が生じる。つまり、この偏位は 、逆数キャパシタンスと大体比例する。この結果、可動エレメントの偏位は複雑 線型化修正めるいは限定され、感度は低下する。

さらに、従来のトランスデユーサシステムは多りの計測誤差の原因を内蔵してい る。つまり、感度が各種のパラメータ変動の影響をうけるのである。たとえばト ランスデユーサキャパシタンスは、コンデンサエレメント間の流体の比誘電率と 正比例する。比誘電率が、流体の橿頌、湿度、温度、あるいは他の変数によって 変化すると、トランスデユーサの感度も変る。また、この感度は、トランスデユ ーサの大きさによっても影４Ｉをうける。つまシ、大きさは熱膨８！あるいは熱 収縮で６る。牟ヤパシタンスは、キャパシタンスエレメントの表面積とエレメン ト相互間の間隔によっても影響ｉける。加えて、トランスデユーサキャパシタン スからの電気出力はしばしば、不安定性と温度感度を示す抵抗値、容量、その他 の電子パーツの定格と直接関連する。この結果、精度の高い、コストの高いパー ツの使用が必要となる。

トランスデユーサエレメントから環境と寄生的回路キャパシタンスへの、漂遊キ ャパシタンスの影響を除く方法が、米国特許４４，５８４，８８５に開示されて いる。しかし、開示された回路の出力は、（ＣＩ−０２）の差に比例し、かくし て有意変位のための非線型に比例する。上記装置は、力のフィードバックシステ ラを採用し、可動エレメントは変位しないので、この源からの非線形は問題とな らない。しかし、主力が変位の関数であるトランスデユーサの場合、非峰形源は 重要である。さらに、上記特許における方法は、上記システムにおけるトランス デユーサあるいは回路における計測ファクタの変動の影響を除くことができない 。

云うまでもなく、トランスデユーサシステムに、小型トランスデユーサと関連回 路を設けて、庫形性を強化し、環境、酵電比の変動、トランスデユーサの寸法の 尺度、寄生回路パラメータ、回路要素値変動に対するトランスデユーサエレメン トからの漂遊キャパシタンスに対して不感にする必要がある。また、低コストで 容易に製造できるトランスデユーサ回路に対する必要性がある。

発明の要約 本発明によると、トランスデユーサ可動エレメントの変位に応答して、キャパシ タンストランスデユーサシステムから電気出力を出させるための回路と技術が提 供されるが、この出力は、線形であって、トランスデユーサエレメントから環境 への漂遊キャパシタンスの影響はうけず、比誘電率の変動、トランスデユーサ寸 法の尺度、寄生回路パラメータ、回路要素値の変動とは関係ない。

本発明の１具体例によると、各トランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２の逆 数間の差を示す信号かえられる。かくして以下のような出力信号かえられる。

キャパシタンスの逆数は、実際上の割算をしなくとも、回路によって線形的にえ られる。これらの両方の値は、共通チャンネルへて計算され、別々の計算チャン ネル間の潜在的な差異の影響が排除される。この差異は、各値に対する影響なし に出力において形成される。逆数をかく用いることにより、キャパ７タンス間の 差異のみを用いる方法と比較して、線形性が一段と向上する。

本発明の他の具体例によれば、出力信号は、キャパシタンスの逆数の合計値によ って割られた、トランスデユーサキャパシタンスの各逆数間の差を示す。かくし て、出力信号は次のようになる。

割算の結果、トランスデユーサと電気機器におけるすべてのスケーリングつまシ 尺度の影響が除かれる。

かくして、出力は、比誘電率、トランスデユーサの寸法尺度、回路要素値などと 無関係となる。共通チャンネルが再度用いられても、差値と合計値は、各値に対 する影響なしに出力において得られる。

本発明の他の具体例において、割算の効果は、比率に対する影響なしに、トラン スデユーサ励起信号にフィードバックすることにより、分母上ある定数とひとし く維持することによって達成されるので、割算を事実上行う必要はなくなる、出 力は、精密参考電圧であるかも知れない上記定数と比例する。

本発明のある具体例によると、出力信号は次のようこの値は、各逆数の合計に対 する各逆数の差の上記比率と代数学的にひとしいことが認められる。したがって 、いずれの方法を用いても相当結果が得られる。

しかし、第２の方法の方がよシ簡単に行なえる。共通チャンネルが用いられるの で、差と合計は、各値に対する影響ないし出力に得られる。割算の効果は、比率 に対する影響なしに、分母を一定にすることによシ得られる。この出力は上記定 数と比例する。

本発明の他の具体例によれば、キャパシタンス間差と合計値は、電気機器の入力 から直接得られる。この結果、回路は単純化され、出力は２つの抵抗の比に対し て有感である。

この具体例によれば、出力信号は次のように表わさこの結果、け加回路が簡素化 され、感度が向上するが、望ましい理想的な線形性は得られない。この線形性は 他の手段によって修正され、出力は２つの抵抗の比に対して反応する。このキャ パシタンス比は、電子機器の入力から直接得られるので、個々のキャパシタンス を測定したシ、割算を実行する必要はない。出力は、参考電圧と比例する。

図面の簡単な説明 本発明の他の′＃徴と利点は、好適具体例に関する以下の記述を、添付図面全参 照しつ＼読むことにより明らかになる。なお全図にわたって、同じパーツやエレ メントには同じ参照符号、番号が付されている。

第１因は、容量性変位型のトランスデユーサの断面を示す略図、 第２図は、本発明の具体例を示す回路図であシ、トランスデユーサキャパシタン スＣ１と０２の逆数を代表する信号が、共通チャンネルを用いて、連続的に直接 形成され、出力関数は、逆数の差の代表として形成され、 第３図は、第２図に示す回路における一連の波形を示し、 第４図は、第２図における回路の他の具体例を示す回路図であるが、図において 信号は、逆数の合計の代表として得られ、出力関数が合計値で割算された差の代 表として得られ、 第５図は、第４図における回路の他の具体例を示す回路略図であり、こ＼におけ る合計信号はフィードバックによって一定に維持されるので、割算の結果が得ら れ、 第６図は、差、合計、および保持回路など、本発明の各種具体例に用いられうる ものを示す回路図である、第７図は、第６図の回路の機能を示す一連の波形を示 し、 第８図は、回路を示すが、こ＼におけるトランスデユーサキャパシタンスＣ１と ０２を代表する信号は、共通チャンネルを用いて連続的に直接形成され、差と合 計信号が得られ、合計に対する差の比を代表する出力機能が得られ、かくて合計 信号は、フィードバックによって一定維持され、かくて割算の結果が得られ、第 ９図は、第８図の回路の作用を示す一連の波形を示し、 第１０図は、他の具体例を示す回路図であり、こ＼においてトランスデユーサキ ャパシタンスＣ１と０２の差と合計を示す信号が、共通チャンネルを用いて、連 続的に直接形成され、差と合計の比を代表する出力関数が形成され、かくて合計 信号は、フィードバックによって一定に維持され、割算の結果が得られ、第１１ 図は、第１０図の回路の一連の波形を示し、第１２図は、他のＡ体例を示す回路 図でｂす、こ＼において、トランスデユーサキャパシタンスＣＩとＣ２の比を代 表する信号が直接形成され、比マイナス１を代表する出力関数が得らｎ、 第１３図は、第１２図の回路の一連の波形を示す。

発明の詳細な説明 第１図を視るに、第１板１０、第２板１２、両者間に配置された可動エレメント １４を有する種類のトランスデユーサの一部を示す略図が示される。容量性トラ ンスデユーサの全＃−構造は、離隔された一対の導電板を含むが、この板はガラ ス製絶縁サポート１６．１Ｂ上に形成され、両者間には可動エレメント１４が担 持される。３つの導体２０．２２．２４により、板１０．１２および可動エレメ ント１４は電気的に接続される。

トランスデユーサの？ポート構造内に穴２６と２８がおるので、圧力差が可動エ レメント１４を偏倚させる。

可動エレメント１４の偏倚によシ、トランスデユーサのキャパシタンスＣ１と０ ２が変動する。牟ヤパシタンスの感知は、可動エレメントの位置と相関すること もめるので、流体圧がこれに作用する。かような種類の小型トランスデユーサは 、本願と同時出願の米国出願「高感度小型圧カドランスデューサ」（出願番号慮 ５０４．３４４、出願臼１９８９年１月３０日）に記載されている。この記載は 、本願において参照として引用されている。本発明の好適具体例において、以下 に述べる回路が、クランプさｎたダイアフラム型の容量性トランスデユーサと共 に採用でれる。

図示のトランスデユーサは、圧力入力に応答するが、可動エレメントの偏倚をも たらす任意の型式の入力効果もまた同様に測定できる。

距＠Ｘで規定される定格上の中心位置からの可動エレメント１４の変位がひとつ のパラメータである、この距ａＸは、可動エレメント１４と個々の板１０と１２ の間のキャパシタンスを測定することによって決定できる。云うまでもなく、Ｘ は（ｄ　１−　ｄ　２　’）に比例し、この場合ｄ１とｄ２は、各板１０．１２ から非偏倚の可動エレメント１４までの距離を示す。、公知のように、キャパシ タンスは、板１０．１２と可動エレメント１４との間の距離およびこれらの面積 の関数でおる。

各種の定紋を無視し、板の面積が互いに等しいと仮定すると、キャパシタンスは 面積側る距離となるので、となシかくして、以下の式が得られる。

システムの線形性を維持するため、可動エレメントの変位の測定値は、逆のキャ パシタンス間の差と考える。

可動エレメントが平板でなく、むしろある程度臼がっているときは、Ｘは測定さ れた正味のキャパシタンスに基づく平均変位を表わす。システムの直線性は多少 影響をうけるが、逆キャパシタンスは、変位の測定値としては最善の選択となる 。

他の良く仰られた原理によると、コンデンサが一定電流によってもし充電される と、コンデンサのか＼る電圧が直線的の時間と共に上昇し、次のような一定傾斜 の電圧傾斜が得られた。

ｅ／ｌによって斜角が決まるので、次のようになる。

もし上記のように、電流１が一定に維持されると、次のようになる。

本発明の原理と概念を具体化した回路は、下に記すようにトランスデユーサキャ パシタンスの逆数を測定するためのものである。この測定は、一定電流でトラン スデユーサキャパシタンスを充電することによって得られる電圧傾斜の角度を測 定することによってなされる。上記回路は、測定値の差、すなわち（１１０１〜 １／Ｃ２）　に応答する。環境とを主回路キャパシタンスに対する漂遊キャパシ タンスの影響は、充電電流がトランスデユーサキャパシタンスだけに確実に流さ れ、測定された電圧を充電電流にのみ依存して決めることによって回避される。

第２図に示す回路例において、トランスデユーサキャパシタンスは全体ｔ−３０ で示される。トランスデユーサキャパシタンスＣ１、Ｃ２は、積分回路２９に交 互接続され、電圧傾斜とひとしい出力信号を出す。この傾斜角は、トランスデユ ーサキャパシタンスの逆数、１／Ｃ１６るいは１／Ｃ２に交互比例する。微分回 路５１は、積分回路の出力傾斜に比例する、したがって１／Ｃ１ｂるいは１／Ｃ ２にも比例する出力信号を出す。差動回路６４は、逆のトランスデユーサキャパ シタンス（１／Ｃ１〜１　／Ｃ２’）の差を表わす数１［Ｅｔ−出す。保持回路 ７８は、所望の出力である、この差値を維持する。差動回路６４と保持回路７８ は、以下に述べるコンデンサ充電型回路である。

積分回路２９は、トランスデユーサキャパシタンス３０、抵抗４０、差動アンプ ３４、スイッチ４２〜４８を含む。第３図の波形図は、２つの同型半周期より成 る１測定周期中における回路の機能を示す。初めの半周期中において、スイッチ ４２と４４は波形４３によって閉じられ、スイッチ４６と４８は波形４７によっ て開く。トランスデユーサ中ヤパシタンスＣ１の板１０はかくして、アンプ３４ の出力とノード３６に接続され、Ｃ２の板１２は接地される。理解しやすくする ため、回路は機械的スイッチをもつように示されているが、実用的には、高速ノ リラドステートスイッチが採用される。トランスデユーサの共通厚縁２２は、可 動エレメント１４をアンプ３４の逆転入力とノード３２に接続する。アンプ３４ は、公知原則にしたがって作動する動作積分器として機能する。アンプ３４の非 逆転入力は、スイッチングされたトランスデユーサキャパシタンスをへてフィー ドバックさせることにより、仮想上の接地あるいはゼロ電位において、逆転入力 とノード３２を確立するため接地回路に接続される。

この第１半周期、位相１の第１部中において、スイッチ３８が入れられて、抵抗 ４０の１端に正の駆動電圧、■ドライブ、を加える。抵抗４０の他端、ノード３ ２は、仮想接地電位に維持されるので、一定の測定電流は、抵抗４０そしてトラ ンスデユーサキャパシタンスＣ１に流れる。アンプ３４の入力電流は、無視可能 であシ、測定電流に影響することはない。アンプ３４の出力、ノード３６は、波 形３７の一部５０で示すように、時間と共に直線的に減少する電圧金もつ。

入力ノード３２と接地間のキャパシタンスは、トランスデユーサ可動エレメント １４と関連する漂遊キャパシタンス、回路それ自体と関連する入力キャパシタン ス、およびスイッチ４４によって接地されているトランスデユーサキャパシタン スＣ２より成る。このノードは仮想接地されているので、このキャパシタンスに か＼る電圧は変わシようがなく、殆んど電流は流れない、このため、トランスデ ユーサキャパシタンスＣ１からの測定電流の転向はない。さらにＣ１の板１０と 関連的に接地するよう漂遊キャパシタンスを充電するのに必要な電流は、アンプ ３４の出力によって得られ、キャパシタンスＣ１にか＼る電圧には何んの作用も 及ぼさない。

かくして、積分回路２９の出力信号、すなわち波形３７の一部５０は、電圧傾斜 であって、その斜角はトランスデユーサキャパシタンスＣ１の逆ａＫ比例する。

上記出力信号は、トランスデユーサからの漂遊キャパシタンスの影＃全うけるこ となく、環境あるいは回路入力キャパシタンスに入る。

微分回路５１は、微分アンプ５２、カップリングコンデンサ５４、抵抗５６．５ ８およびダイオード６０よシ成る。良く知られた原理によると、微分回路の出力 は、加えられた電圧の変化率、つまシ傾斜に比例する。とくに微分アンプ５２の 非逆転入力は、回路接地に接続され、かくて抵抗５８を通るフィードバックによ り仮想接地に逆転入力が確立される。積分回路２９の出力、波形３７は、カップ リングコンデンサ５４に加えられるが、このコンデンサの他端は、仮想接地され ているので、補償抵抗５６の影響はない。入力の傾きは一定なので、一定電流が コンデンサ５４に流れ、かくて抵抗５８にも流れ、かくして波形６１の一部６２ のように一定の出力電圧が得られる。この電圧レベルは、傾斜５０と比例し、か くしてトランスデユーサキャパシタンスＣ１の逆数に比例する。微分回路６４は 、位相１の後半部においてこの電圧レベルをアンプリングしく波形６３で示され る）、その後微分回路は安定化される。

スイッチ制御回路７０内のスイッチにより、第１半周期の位相１は終了し、その 後第１半周期の位相２が始まる。第２位相中において、スイッチ３８は作動して 負電圧、■再記憶、を抵抗４０に接続する。かぐして積分回路２９の出力は直線 的に増大する（波形３７の一部７２で示す）。積分アンｆ３４の出力電圧が、ゼ ロに近い電圧に達すると、スイッチ制御回路７０が、位相２を終らせ、したがっ て第１半周期を終了させる。

位相２中において測定はなされないので、これの目的ハ、トランスデユーサキャ パシタンスＣ１にか−る電圧を低下させ１．シたがって記憶充電を殆んどゼロに することにある。この結果、Ｃ１と０２が次の半周期に転換されるとき、回路の 過度電流は無視できるほどになる。正の傾斜７２は他めて大きくできるので、つ まり微分回路５１に対してオーバロードになるかも知れないので、アンプ５２の 出力レベルはダイオード６０で制限される。抵抗５６が含まれるので、微分回路 ５１の周波数補償がなされ、以下の差動回路６４によってこれがサンプリングさ れる間、微分回路の出力レベルに影響することはない。

第２半周期の作動は、第１半周期の場合と似ているので、トランスデユーサキャ パシタンスＣＩと０２の接続は、第２半周期中における波形４３と４７の状態で 示されるように、逆転スイッチ４２〜４Ｂによって逆転される。第２半周期の位 相１中において、積分回路２９の出力、つまり波形３７の一部７４は、トランス デューサキャパシタンスＣ２の逆数と比例スる負の傾斜金もつ。微分回路５１の 出力レベル、つま夕波形６１の一部１６は、波形６９で示される瞬間に差動回路 ６４でサンプリングされたＣ２の逆数に比例する、Ｏの第２半周期の位相２中に おいて、Ｃ２の電圧は、上述のようにしてゼロで再記憶され、かくして全体の測 定周期が完了する。

差動回路６４は、波形６１の部分６２．７６におけるレベルの差とひとしい、つ まＤ　（１／Ｃ１ｌ／ｃ２）に比例する出力を出す。ホールド回路γＢは、適当 な時間にこの値をサンプリングし、これを後続の測定周期中において保持する。

（１／Ｃ１−１／Ｃ２）で表わされるホールド回路γ８の出力は、システムの電 気出力であって、トランスデユーサの可動エレメント１４に作用する入力に相当 する。

この測定周期は何度もくシ返されて、トランスデユーサキャパシタンスＣ１と０ ２の逆数の変動を反映スるため、ホールド回路７８で保持された値を更新する。

２つのトランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２に加わる平均電荷は、殆んど ひとしい。というのは、電流と時間の償は、両方の半周期と殆んどひとしい。

この結果、可動エレメントと各コンデンサ板の間の静電引力は、ひとしくなろう とし、可動エレメントに加わる正味力はゼロになる。この影響は、一般的に極め て敏感なトランスデユーサの場合は問題になる。

このシステムの出力は、多くのトランスデユーサおよび回路パラメータに対して 敏感なので、かようなパラメータを特定して、マイナス効果を除く必要がある。

上述のように、微分回路５１の出力は１／Ｃ１と１／Ｃ２つまり波形６１の部分 ６２と７６で示される値を実質的に示す。これらの電圧レベルは、積分回路２９ と微分回路のゲインに依存する。こ＼において「ゲイン」は、Ｃ１あるいはＣ２ の値の変化に対応する電圧変動を意味する。このゲインは、各回路パラメータに 依存し、とくにＶドライブ、抵抗４０、コンデンサ５４に比例し、抵抗５８に逆 比例する。同一の信号径路、したがって同一の回路パラメータが、両方の測定半 周期に用いられるので、回路のゲインは、１／Ｈと１／Ｃ２の両方の測定値につ いてひとしい。かぐ共通の信号径路つまシチャンネルにより、もし異なるつまシ 非同−の信号径路と差ディンが、１／Ｃ１と１／Ｃ２の測定に用いられると生じ るエラーは防止される。

共通信号径路の効果によシ、ゼロと任意のファクタの積はゼロになるので、出力 は回路ゲインの実値と関係なしに、ひとしいトランスデユーサキャパシタンスＣ １と０２について確実にゼロになる。非同−０１とＣ２についてのシステムの出 力は、回路ゲインに比例する。簡単に云うと、このゼロは回路ゲインと無関係で あシ、感度は回路ディンと直線的に比例する。

ある状況における差動回路６４の作動は、２つの半周期中においてひとしくない ので、ｉ　／　ｃ　ｉと１／ｃ２の各値に対する影響は不同であシ、些通信号径 路の利点は否定される。差動回路６４とホールド回路７８は、本発明の多くの具 体例において用いられるので、以下において、両者の作用は回路パラメータ値と 無関係でちり、共通信号径路の利点が得られる。

トランスデユーサそれ自体は、物理的入力の効果により、キャパシタンスＣ１と ０２は変化する。しかし、これらのキャパシタンスは他の望ましくない作用によ って変動することがある。たとえばＣ１と０２の値は、コンデンサ板１０と１２ 、および可動エレメント１４の間における電界の比誘電率に比例する。またキャ パシタンス値は、板面積に比例し、板と可動エレメント間の間隔に逆比例する。

もしこれらパラメータが、同一ファクタによシＣ１およびＣ２に影響するよう変 わるとき、システムのゼロ出力は影響されずに保持され、感度は上記ファクタに 正比例して変動する。これは、上述のように、電子機器における共通信号径路の 影響に似ている。

かくして、たとえば、両方のキャパシタンスに共通のファクタでトランスデユー サの寸法おるいは比誘電率を変えることによシ、トランスデユーサキャパシタン スのスケーリングは、Ｃ１と０２がひとしいとき、システムの出力には影響を与 えない。

本発明の他の具体例において、回路ゲインとトランスデユーサキャパシタンスの スケーリングの両方と無関係に出力がなされたとき、不等トランスデユーサキャ パシタンスに対して秀れた性能が得られる。実用上機能的には必要ないが、この 特徴によシ、システムの感度に悪影＃を与える臨界回路とトランスデユーサパラ メータが除去されるので、安定性が上昇し、コストが低くなる。

この依存性を解決するため、逆のトランスデユーサキャパシタンスの差の測定の 場合と同じ方法で且つ同じ範囲まで、すべてのシステムパラメータとコンポーネ ント値に依存する数量が得られる。この数量は、逆のトランスデユーサキャパシ タンスの合計として選択シタンス、Ｃ合計は、以下の式のようにキャパシタンス Ｃ１とＣ２と関連する。

Ｃ合計、ＣｌＣ２ これは、直列接続されたキャパ７タンス間の関係として良く知られている。もし トランスデユーサキャパシタンスが、トランスデユーサの寸法の尺度に合わせて 、あるいは比誘電率の変化に合わせて、変えられると、パラメータ１／Ｃ１と１ ／Ｃ２は、１／Ｃ合計のように比例変化する。同様に、回路要素の値変動によっ て、回路ゲインを変える場合は、１／ＣＩ、１／Ｃ２および１／Ｃ合計に相当す る値は、回置変動する。

したがって、数量ＣＩ　　Ｃ２は、システムの出力に影響するすべてのパラメー タに依存する。すなわち、もし可動エレメント１４の変位を示すトランスデユー サの逆キャパシタンス間の差が、かような値の合計で割られると、その結果は、 トランスデユーサキャパシタンス尺度と回路ゲインとの両方から独立する。

可動エレメントがもし平板でないときは、この正規化なしに、システムの線形は 多少劣化するかも知れない。実際上、この正規化プロセスによシ、線形性はかな り向上する。つまシ、逆数の合計の非線形性は、逆数の差の非線形性と似ている からである。

第４図を視るに、上記原理全採用する本発明の他の具体例が示されている。正規 化は、合計回路６６、ホールド回路８０、分割回路８２を第２図の回路に付加す ることによって達成される。単純にするため、第４図の回路は、第２図のトラン スデユーサ回路の一部しか示してない。

合計回路６６によシ、逆キャパシタンス１／Ｃ１，１／Ｃ２の合計を表わす信号 が形成され、ホールド回路８０がこれを保持する。これらの回路は、第２図に示 す差動回路６４とホールド回路７Ｂと似ているが、以下においては、回路パラメ ータ値に対して殆んど感度を有さないものとして示される。

分割回路８２は、差信号と合計信号の比を表わす信号、つまシシステムの出力を うるようになされている。

以上述べたように、得られた出力は、回路ゲインとトランスデユーサキャパシタ ンス尺度には反応しない。

第４図のブロック８２で示すように、出力において分割処理をする場合は、比較 的高度な回路機構が必要なので、エラーが生じ易い。かような回路機構は当業界 では良く知られている。しかし代替法としての事実上の数学上の割算処理を必要 とするというよシも、直接フィードバックで殆んど同じ結果を出した方が望まし い。

もし、上記関連式における分母が定数である場合は、割算は必要ない。すなわち 、もし合計値が一定であって、差と合計の比が変化しないときは、割算処理は不 必要になる。これは、共通信号径路ゲインを直接制御する共通信号径路内のパラ メータを変えることによって簡単になされうる。変えるのに好都合なパラメータ は、トランスデユーサキャパシタンスＣ１とＣ２の測定電流を決める電圧、■ド ライブでるる。回路ゲイン金かく調節することによシ、合計の場合と同じ比率に おいて、逆キャパシタンスの差の影響が現われる。かくして、合計に対する差の 比は変化しない。

第５図は、以上の原理を具体化した回路を示す。第４図の割算つまり分割回路８ ２は、不必要にな９、ホールド回路８０の出力は、演算用積分回路９０に接続さ れる。この積分回路９０は、領分アンプ８４、抵抗８６、コンデンサ８８より成 る。微分アンプ８４の非逆転入力はｖｒｅｆに接続さｎているので、コンデンサ ８８を径でのフィードバックによシ、同一電位の逆転入力がノード８５に確立さ れる。逆トランスデユーサ中ヤパシタンスの合計を示す電圧は、抵抗８６の一端 に接続される。

抵抗８６の他端のノード８５が電圧、Ｖｒｅｆに維持されるので、合計信号電圧 を参考電圧間の差に比例する電流が、抵抗８６た流れ、したがってコンデンサ８ ８を流れる。もし合計信号が、呼称値、Ｖｒｅｆから変動すると、第４図の電圧 、■ドライブの代シのアンプ８４の出力は、変化しかくして共通信号径路を合計 信号電圧のディンが変化する。合計信号電圧が参考電圧とひとしくなると、抵抗 ８６には電流は流れず、アンプ８４の出力はもう変化しない。共通信号径路のゲ インが調節されて、合計信号が一定に維持されても、合計信号と差の比には影響 がない。抵抗８６とコンデンサ８８の値は、システムの出力に影＃を与えないが 、望ましいフィードバックループの安定性が得られるかどうかによって選定され る。

ホールド回路７８の出力から得られるシステムの出力は、次のように表わされる 。

かくして、この出力は参考電圧ｔ”ｒ８ｆ”を乗じた、１／Ｃ１と１／Ｃ２の合 計と差の望ｌしい比である。回路ゲインとトランスデユーサキャパシタンス尺度 ハ、出力に何んの影響も与えない。もし関係のないパラメータ、たトエばトラン スデユーサにおける比誘電率が変化したとき、積分回路９０の出力も変化して、 ■ドライブの新しい値が得られる。かくてシステムの出力は、変わる前の値に戻 る。出力は変化しなければ可動エレメントの位置変化はないが、出力はむしろ一 定なので、可動エレメントの位置は不動である。

参考電圧、Ｖｒｅｆに比例する出力は高精密で安定性の高い従来型のンリツドス テート電圧源から得られる。

代シにＶｒｅｆを変動値にして、外部源から得るようにすればトランスデユーサ システムの感度は直接制御されうる。

第２．４．５図に示すように差動回路６４、合計回路６６、ホールド回路Ｔ８お よび８０は、１／Ｃ１と１／Ｃ２の不等代表に影響する、あるいは異なる比率で １／Ｃ１と１／Ｃ２の差あるいは和の代表に影響する回路パラメータを含んでも よい。これらパラメータの変形例も、システムの出力に影響を与え、共通信号チ ャンネルの特徴を無効とし、正規化処理を無にする。

第６．７図はそれぞれ、以上述べた差動回路６４、合計回路６６、ホールド回路 ７８および８０の機能を明示する回路図と波形を示す。これら回路の作動のパラ メータ値に対する漕在的依存性は、従来型の抵抗差および合計処理技術の代りに 、良く知られたコンデンサ充電技術金用込ることによって避けて来た。

第６図に示すように、トランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２の逆数に相当 する電圧差は、差動回路６４によって得られ、ホールド回路７８によって維持さ れる。第２図に示す微分回路５１の出力は、カップリングコンデンサ１０８、ス イッチ１１２、微分アンニア″１１０より成る差動回路６４の入力に接続される 。

第１半周期の位相１の後半において（第７図）、スイッチ１１２は波形１２Ｔに よって閉じられ、コンデンサ１０８は波形６１の一部６２の値にまで充電される 。

スイッチ１１２は吹込で、測定周期の残りの闇中開かれる。

ア／７’ｌｌＯの入力は単純な波形６１であるが、これは１／Ｃ１値にセットさ れているコンデンサ１０８にか＼る電圧だけ減少してゆく。第２半周期の位相１ の後部中における、アンプ１１０への入力は、波形６１の一部γ６の値とひとし いが、これは１／Ｃ１に相当するコンデンサ１０８への電位だけ減少する１／Ｃ ２に相当する。差信号の波形１１３はアンプ１１０の出力に現われるが、これは １ｒインバツフアとして機能するように接続される。第１半周期中において、１ １４で示されるこの信号のレベルは、（１／ｃ１−１／Ｃ２）ｔ−表わすゼロに なる。第２半周期中において、信号１１５は（１／Ｃ１−１／Ｃ２）を表わす。

ホールド回路７８は、直列スイッチ１１４、コンデンサ１１８、差動アンプ１１ ６を含む。第２半周期の位相１の後半中において、スイッチ１１４は波形１１γ によって閉じ、かくしてコンデンサ１１８は差動回路６４の出力値になるまで充 電される。これは所望の差（１／Ｃ１−１／Ｃ２）とひとしい。回路７８の出力 は、コンデンサ１０８の後続する更新期間中のスイッチ１１４が開いている間、 一定に維持される。この信号の極性は、トランスデユーサの可動エレメントの中 心からの変位方向？示す。コンデンサ１０８と１１８の実値は、重要なものでは なく、所望の差電圧信号を得るプロセス中は、依存性パラメータは導入されない 。

トランスデユーサキャパシタンスＣ１とＣ２０逆数に相当する電圧の合計値は、 合計回路６６によって得られ、ホールド回路８０によって保持される。これら回 路の動作は、差回路６４とホールド回路γ８の動作と似ているが、和コンデンサ １３２は半周期と半周期の間に逆転され、かくて差信号ではなく合計信号を出す 。

合計回路６６は、コンデンサ１３２、スイッチ１２６〜１３０、および微分アン プ１３４を含む。第１半周期の位相１の後半中、スイッチ１２６と１３０は波形 １２γによって閉じられ、コンデンサ１３２は波形６１の一部６２の値になるま で充′電される。仄いで、測定周期の残ｐにおける波形１２９によシ、スイッチ １２６と１３０は開き、スイッチ１２８は閉じる。第２半周期の位相１の後半中 において、アンプ１３４への入力は、波形６１の一部７６の値とひとしく、これ は１／Ｃ２に相当する。この値は１／Ｃ１に相当して、コンデンサ１３２にか＼ る電位分だけ増大する。この合計値、つまり波形１４４の一部１４８は、アンプ １３４の出力に現われるが、これは１ｙ’インバツフアとして接続されたもので おる。

ホールド回路８０は、スイッチ１３８、コンデンサ１３６、微分アンｆ１４２を 含む。この回路８０は、ホールド回路７８と同じ機能をもつので、逆のトランス デユーサキャパシタンスの合計金表わす出力を出す。

くり返すが、コンデンサ１３２と１３６の実値は、決定的なものではなく、必要 な合計電圧信号を得るプロセス中に依存性パラメータが導入されることはない。

かくして、差と合計の信号金得るプロセスによっても、システムの出力（で対す るパラメータ感度は得られず、共通信号径路と正規化による利益も得られない。

以上の具体例において、システムの直線性は・、トランスデユーサキャパシタン スの逆数を計測することによって維持される。逆数の直接測定は、積分回路２９ と微分回路５１によってなされる。有意回路の簡素化は、逆キャパシタンスの代 シに、キャパシタンスの測定で同一結果がもし得られると達成される。第４．５ 図に示す具体例では、出力は逆数の合計に対する差の比率？表わしてしるが、こ れは以下の代数式を適用することによって達成される。

かくして、上記正規化のすべての利点は、もし出力が、合計で割られる各トラン スデユーサキャパシタンスの差を代表するとき得られることが分る。

米国特許Ａ６４．，５８４，８８５は、回路方法を示すが、この方法によシ、ト ランスデユーサキャパシタンスは、トランスデユーサエレメントから環境への漂 遊ヤヤパシタンスと回路人力キャパシタンスとから独立して測定され、最終電流 が測定される。もし電圧の変化が時間と共に直線的に変化するときは、キャパシ タンスは、この駆動信号の傾斜と結果的電流の両方から以下の関係式のようにし て決められる。

しかし、前記特許においては、処理された出力は、トランスデューサキャパ７タ ンス間の差だけを示すが、これは有意１位に対しては１級ではなく、システムに おける尺度７アクタの正規化のためには用すられない。

トランスデュ〜すは力のフィードバックと共に機能して、トランスデユーサの可 動エレメントの変位を殆んどゼロに維持するので、これは上記用途には必要ない 。

出力は、変位をかぐぜＩ：ＩＫ維持するのに必要な力を表わす。かくして、一般 的にこの回路は、呼称上の中心位置からの変位を検知するのに用いられ、回路ゲ インの変動効果あるいは直線性とは関係ない。

第８．９図を視るに、回路図と波形が本発明の１具体例を示している。トランス デユーサキャパシタンスＣ１とＣ２は、微分回路２２０のエレメントであって、 ランプ発生機２１０によって交互に駆動される。微分回路２２０は、トランスデ ユーサキャパシタンスに比例する振巾をもつ出力信号を形成する。復調回路２３ ０はこの信号を接地参考に転換する。この回路の他の部分は、第５図のそれと似 ているが、こ＼における差動回路６４は、差（（’１−Ｃ２）を形成し、これは ホールド回路７８によって保持される。合計囲路６６は合計（Ｃ１十０２）を出 し、それはホールド回路８０によって保持される。合計は、積分回路９０によっ て一定に維持されるので、事実上の割算をする必要はない。

代シに、第４図に示す割算方法を用いてもよいが、この方法の場合、合計に対す る差の比は、割算回路８２によって得られる。

従来型のランプ発生機２１０は、ノード２１２において出力をだすが、これは正 と負の電圧傾斜をもつ三角波形２１１１になす。上記具体例にあるように、完全 測定周期は、２つの交互の半周期よシ成る。第１半周期中において、波形２１５ で作動されるスイッチ２１４と２１６は、図示の位置にある。上記スイッチは、 トランスデユーサＣ１の板１０を、ランプ発生機の出力に接続され、Ｃ２の板１ ２は接地回路に接続される。

トランスデユーサキャパシタンス、抵抗２２４．　　コンデンサ２２６、微分ア ンプ２２２を含む微分回路２２４は、第２図に示す微分回路５１と同し：機能を もつ。アノｆ２２２の非逆転入力は、回路接地に接続されているので、抵抗２２ ４を通るフィードバックによシ、仮想接地電位の逆転入力がノード２２１に確立 される。

トランスデユーサの共通導線２２は、可動工し・メント１４をこのノード２２１ に連結する。

第１半周期の前半部、位相１．中において、ランプ発生機の出力と波形２１１の 一部２４０とにより、一定の正傾斜が維持される。Ｃ１にか＼る電圧の変化の速 度が一定になされるので、ＣＩ’を通る電流は一定になり、このため抵抗２２４ を通ってアンｆ２２２の出力に達する電流も一定になる。短かい安定時間ののち 、アンプ２２２の出力、ノード２２８は負電圧レベルにあるが、これは波形２２ ９の一部２５０に示されるトランスデユーサキャパシタンスｃ１の値を代表する ・抵抗２２４つまシトランスデューサキャパシタンスが大きいとぎは、アンプ２ ２２をしばしは補償り、てやる必要がろるが、これはコンデ／す２２６によって なされる。

入力ノード２２１と回５８を地間のキャパシタンスは、トランスデユーサ可動エ レメント１４と関連する漂遊キャパシタンス、回路自体とトランスデユーサキャ パシタンスＣ２と関連するキャパシタンスよシ既る。キャパシタ７スＣ２は、ス イッチ２１６を介して接地されている。このノードは仮想接地しているので、こ のキャパシタンスにか＼る電圧は変わらず、これ七通って流れる電流は殆んどゼ ロでちる。この結果信号電流がトランスデユーサキャパシタンスＣ１からそれる ことはない。さらに、漂遊キャパシタンスが、Ｃ１の板１０と関連して接地する よう充電するのに必要な電流は、ランプ発生機２１０の出力によって得られ、ト ランスデユーサコンデンサ一つまりキャパシタンスＣｉを介して強化される信号 電流に影響することはない。

かくして、微分回路２２０の出力、つまり波形２２９は、トランスデユーサエレ メントから環境と回路入力キャパシタンスへの漂遊キャパシタンスによって影響 されることはない。

第１半周期の位相２中に、ランプ発生機の出力の傾斜は、波形２１１の一部２４ ２に示すように逆になる。

この結果、微分回路２２０の出力の極性は、波形２２９の一部２５２に示すよう に一！Ｅ転する。

理想的には、波形２２９の一部２５０と２５２のレベルは、極性を別にすれば第 １半周期の位相１と２の間中、Ｃ１と正比例する。しかし実用上は、アンプ２２ ２の入力電流は、Ｃ１を通して強化された信号電流と比較して無視はできない。

これはとくに、トランスデユーサキャパシタンスのｊめて小さい値が、極めて小 型のトランスデユーサと出逢った場合である。しかし、このアンプの入力電流は 、等分に流れ、位相１と２の間中、抵抗２２４ｔ−通って同じ方向に流れる。

この効果は単純であって、微分回路の出力波形２２９に電圧オフセントを加える だけである。この信号の尖頭間振巾は、このアンプの入力電流の影響はうけない ので、Ｃ１は精密に表示される。尖頭間の値を使用することによる他の利点は、 位相１あるいは位相２中に得られる値を２倍にしたものが信号レベルになるとい うことでおる。さらに位相１と２中における、ランプ発生機の不等傾斜発生、つ まり波形２１１による効果は１重要ではない。つまり、これは尖頭間出力に影響 しないからである。

微分回路２２０によって、Ｃ１について発生した尖頭間電圧値は、カップリング コンデンサ２３１、スイン？２３２、微分アンプ２３６全含む復調回路２３０に よって、接地参考値に転換される。この回路の作用は、上記差動回ｊｉｆ！６４ と似ている。位相１の後半部において、スイッチ２３２は波形２３３によって閉 じられるので、ご／デンサ２３−１は波形２２９の一部２５０の負電圧レベルに まで充電される。スイッチ２３２は、第１半周期の残９期闇中開いておシ、この 期間中におけるアンプ２３６への入力１１単純に波形２２９で示される。この入 力は、コンデンサ２３１にが＼る負電圧分だけ減少する。この効果は付加的なも のである。この信号、つまシ波形２３７は、１デインバツフアとして機能するア ンｆ２３６の出方に現われる。位相１の後半中、この信号部分２５９のレベルは ゼ０ボルトである。第１半周期の位相２の後半期中、この信号のレベル、一部２ ６０は、微分回路２２０の尖頭間出方であるが、これば０の時接地参考とされて いるトランスデユーサキヤハ−／　タンスｃ１と比例する。このレベルは、波形 ２７０によって示される時間に、差動回路６４と合計開路６６によってサンプリ ングされる。

スイッチ制御回路２８０内の比較器（図示せず）によって、第１半周期は終了し 、この時ランプ発生機の出力波形２１１は約ゼロボルトである。この結果ｃ１の 貯蔵電荷はゼロになるので、ｃｌと０２が次の半周期に切換わる際の回路退没現 象が回避される。

第２半周期中において、スイッチ２１４と２１６は、波形２１５で示される位置 を逆転させるので、トランスデユーサキャパシタンスｃ２は、ランプ発生機の出 力に接続され、Ｃ１は回路接地に接続される。測定プロセスはくシ返され、位相 ２の後半中において、波形２３７の一部２６４のレベルは、トランスデユーサキ ャパシタンスＣ２と比例する。このレベルは、波形２７２で示される時間におい て、差動回路６４と合計回路６６によってサンプリングされる。この結果、測定 サイクルは完了する。回路のバランスは、第５図のそれと同じでありその作動は 既述したう一般的にこの具体例により、第５図のそれと同じ機能が得られる。シ ステムの出力は次の関係式によってかくして、この出力は参考電圧Ｖｒｅｆを乗 じられた、Ｃ１と０２の和と差の望ましい比と同じである。回路ゲイントドラン スデューサキャパシタンス尺度ハ、出力に対して殆んど影１＃ヲ与えない。もし 、トランスデユーサにおける比誘電率のように、無関係パラメータが変動すると 、積分回路９０の出力が変動し、■ドライブの新値が形成され、この結果システ ムの出力は変化前に存在した値に戻る。無関係パラメータの変動はしたがって、 無視されシステムの出力は、関連パラメータに応答する。好適具体例の場合、ト ランスデユーサ１４の動きになって現われる。

第１０．１１因を視ると、本発明の他の具体例の回路と波形が示される。この具 体例においては、各コンデンサＣ１と０２の１直を交互に測定し、次いで差と合 計ヲ出す代りに、２つのトランスデユーサコンデンサの合計と差が交互に且つ直 接測定される。この稀釆回路は開票化され、同時ｉ／ｉｃ第４．５．８図の具体 例の機能が得られる。第８図と比較するに、差動回路６４と合計回路６６が省か れる。加えて、トランスデユーサキャパシタ７スｔ−ＯＮ　−ＯＦＦする方法は 修正され、インバータ回路２４８が加えられて、ランプ発生機２１０の出力の表 示は逆転する。

微分アンプ２５３と抵抗２４９．２５１を含むインバータ回路２４８は、従来型 のものである。波形２５γで示されるこれの出力は、ランプ発生機の出力、波形 ２１１を逆にしたものである。

上述のように、測定完成周期は、２つの交互半周期金倉む。第１半笥期中におい て、トランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２の合計が測定される。波形２６ １によって制御されるスイッチ２５５は図示の位置にあるので、キャパシタンス Ｃ１とＣ２ｆ’を平列で、ランｆ発生ｗｚｉｏＯＩｌｆｊ力に接続される。公知 のように、平行コンデンサのキャパシタンスは、各キャパシタンスの合計である 。測定、７″ロセスは、第８図の回路ｉｌこしたがって進行し、波形２８０で示 すように微分回路２２０の出力が得られ、これの尖頭間電圧はトランスデユーサ キャパシタンスＣ１と０２の合計と比例する。

第２半周期中において、キャパシタンスＣ１と０２の差が測られる。スイッチ２ ５５が操作されて、Ｃ２は反転ランプ信号、波形２５７に接続される。Ｃ２を流 れる測定電流は、今や極性がｃｉｔ流れる測定電流ヲ逆になる。トランスデユー サの可動エレメントからアンプ２２２０入力の流れる正味電流は、Ｃ１とＣ２を 流れる電流の差となる。微分回路２２０、つまジ波形２８０からの尖頭間出力は 、トランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２の差に比例する。

第８図の回路から明らかなように、Ｃ１と０２の合計と差の先頭闇値は転換され て、復調回１８２３０によジ接地参考値になされ、ホールド回路７Ｂと８０によ って保持されるので、合計値で差を割る計算は、フィードバックと参考電圧Ｖｒ ｅ　ｆを用いることによって避けられる。

単独復調回路２３０の代りに、別個の復調回路を用いて、合計および差値を求め てもよい。この結果、代りの半周期において、単独復調コンデンサを充電して、 異なる電圧レベルにまでする必要はなくなり、別のコンデンサにおける充電レベ ルを、合計あるいは差の信号値が変るときだσ変動させればよい。かくして、ト ランスデユーサ回路の構成は単純化される。

インバータ回路２４８−に付加することによジ、エラーを引起す潜在的原因が生 まれるが、これは共通信号径路にはあシえないので、上述の各具体例にも存在し ない。もし、逆転ランプ信号、つまシ波形２５７の傾きが、ランプ発生機２１０ の波形２１１の出力の対応傾斜の逆とひとしくないとき、システムの出力は、ひ トシいトランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２についてゼロにはならない。

この場合抵抗２４９と２５１の各値の比を１にして、インバータ回路２４８のデ ィンもまた１にする必要がある。実際上この制約は解決が容易でちって、回路網 全体の単純化を考えたとき、あらゆる用途に採用可能である。

回路の単純化は、トランスデユーサシステムのコストとサイズをさらに低下させ る場合に望ましいものである。多くの場合トランスデユーサの尺度と回路ゲイン ｔてよる影響を回避することが望まれるが、直線性に対する要求は他の方法によ って解決されるのである。

２つのトランスデユーサキャパシタンスの比を代表する出力を形成する回路方法 によりかような単純化は実現される。

本発明の他の具体例における回路と波形が、第１２．１３図に示される。積分回 路３００と微分回路３０２０組合せは、概念において第２図の回路２９と５１の 組合せと類似する。この場合積分回路と微分回路に関連するコンデンサは、トラ ンスデユーサキャパシタンスＣ１と０２であって、Ｃ１と０２の切換えは行わな い。この回路組合せによ！り、Ｃ２／Ｃ１の比が直接得られ、割算をしたシフイ ードバックの技法を用いる必要はない。

増分回路３００は、抵抗３１４、微分アンプ３１６、トランスデユーサキャパシ タンスＣ１より成る。この測定周期は、２つの位相しか含んでない。位相１にお いて、波形３１２で制御されるスイッチ３１０は、図示の位置にあって参考電圧 Ｖｒｅｆ　ｔ”抵抗３１４に印加する。抵抗３１４の他端はアンプ３１６の＠換 入力に接続される。アンプ３１６の非転換入力は約Ｖｒｅｆ／２０電圧に接続さ れるので、Ｃ１を径でフィードバックすることにより、同一値の転換入力が確立 される。抵抗３１４内に得られた電流は、トランスデユーサキャパシタンスＣ１ を径で流れ、波形３１９の一部３２０である負電圧ランプの出力をアンプ３１６ から出す。

サイクルの位相２中において、スイッチ３１０の位置は逆転し、かくて抵抗３１ ４にはゼロボルトが印加される。他端はＶｒｅｆ／２の電位に維持される。抵抗 ３１４を通る電流は逆転するので、Ｃ１に通る電流と、波形３１９の一部３２１ であるアンプ３１６の出力の傾斜が逆になる。この傾斜の値は、以下の関係式か ら求めし　２（Ｒ３１４）ＣＩ このアラビア文字は、位相１に対しては負で、位相２に対しては正である。

この信号は抵抗３３２、微分アンプ３３０、トランスデユーサキャパシタンスＣ ２よシ成る微分回路３０２に入る。波形３３４として示されるこの回路３０２の 出力は、以下の関係式から得られる電圧である。

Ｖ３３４　＝　−（Ｒ３３２）Ｃ２ ｅ／ｌに対してこの大金用いて、これに２を乗じ、尖頭間１直を得る。

かくして、微分回路３０２の尖頭間出力は、トランスデユーサキャパシタンスＣ １と０２の比と比例する。

比誘電率などによるトランスデユーサそヤパシタンスの尺度は、ひとしい比率で 両方のキャパシタンスに作用し、かくして出力には殆んど影響はない。

Ｒ３１４とＲ３３２がひとしいと仮定し、トランスデユーサへの物理的入力がな いとき、トランスデユーサキャパシタンスＣ１と０２がひとしいと仮定すると、 この出力値はＶｒｅｆになる。入力ゼロのときは出力ゼロが望ましいので、この 出力はＶｒｅｆから引かねばならない。

回路のパラメータ値に敏感な従来の抵抗差技術を用いて引算全実行するよシも、 コンデンサ充電技術を用いる復調回路３０６によって必要な引算を行う。コンデ ンサ３４０、スイッチ３４２、微分アンプ３４４ｆ：含むこの回路は、第８図に 示す復調回路２３０と似ているが、この復調回路のスイッチは、回路接地ではな ぐＶｒｅｆに接続されている。波形３４８で示すこの回路の出力は、波形３３４ ０入力全代表するが、波形３３４の一部３３５に和尚する電圧レベルは、波形３ ４Ｂの一部３５０で示すＶｒｅｆＯ値にシフトされる。

波形３４８の一部３５２の電圧レベルは次の式で表わされる。

Ｖｒｅｆ　−Ｖ３３４　（尖頭間） これは次の式と同じである。

この出力は望ましいものである。ホールド回路γＢ、８０に似ていて、波形３５ ８で制御されるホールド回路３６０は、この値を保持し、これをシステムの出力 とする。

比Ｃ２／ＣＩおよびＲ３３２／Ｒ３１４が１であれば、波形３３４と３４８の尖 頭間値は簡単にＶｒｅｆであり、波形３４８の一部３５２の電圧レベルは、ゼロ になる。

比ｃ　２／Ｃ１は、トランスデユーサに物理的入力があるので１から変わるので 、この電圧レベルは比率的に変動し、その極性はトランスデユーサの可動エレメ ントの変位の方向を示す。

トランスデユーサキャパシタンスＣ１とＣ２の所定のバランスに対し、第１２図 の回路の出力は、上記回路の出力よりかなり大きくなる。さらにこの測定周期は ２つの位相しか含まなりので、つまり上記具体例のように４つの位相ではないの で、サンプリングの速度が比較的高くなる。

抵抗Ｒ３３２とＲ６１４の比は、第１０図に示す具体例の抵抗２４９と２５１０ ように１に維持しなければならない。つまシシステムの出力は、ひとしいキャパ シタンスＣ１と０２に対してゼロでなることはない。上記単純化された具体例に 用いられる、適当な品質と許容度をもつ抵抗は容易に入手できる。

アンｆ３１６の非逆転入力においてＶｒｅｆ／２の！圧しベルを用いると、信号 波形は対称的になシ、信号３３４の尖頭間振巾つまシシステムの出力に対して影 響はないので回路にとって好都合である。

以上の具体例は、極めて精密で安定した操作がなされる回路を含む。あるバイア ス（ゼロ）とスパン（フルスケール）の調節は、組合わされるので校正が可能と なる。さらにトランスデユーサの温度係数と非直線性の補償が必要となる。かよ うな調節は、付加的な従来の回路において行ない、図示の出力をさらに処理する ことができる。しかし、図示回路によジ、上記調節を実行し、不正確になる付加 的原因を少なくすることができる。

システムのゼロは１２．４．５．８図の差動回路６４にオフセット１−加えるこ とによシ容易に調節される。

第６図に詳わしく示すこの回路において、スイッチ１１２と回路接地１旬の接続 は、安定した動力供給源に連結された電位差計のような、可変参考電圧源との接 続に換えられる。この参考電圧は、システムの出力に直接加えられて、ゼロ調節 がなされる。この電圧がもし、温度感却抵抗あるいはダイオードなどの温度に反 応する部分を含むとき、この部分全調節することによシ、温度によって生じたト ランスデユーサのゼロ出力の変動は補償される。

この調節は、復調回路２３０におけるスイッチを、回路接地の代りに、オフセッ ト電圧に接続することによシ、同じような方法で、第８．１０図の回路において 行うことができる。第１２図の回路において、オフセット電圧は復調回路３０６ 内のスイッチにこれを接続する点におけるＶｒｅｆＫｆｔ加することができる。

システムのスパン、つまシ感度は第２．４図のＶドライブを変え、第５．８．１ ０．１２図における■、。ｆを変えることにより調節できる。くり返すが、この 電圧は、温度に敏感な部分を含んで、温度によって生じたトランスデユーサの感 度変化の補償がなされる。さらにこの電圧は、システム自体の出力に敏感な部分 を含ムことができるので、トランスデユーサの非直線性は修正される。

成子機器の精度は、主として回路の細部設計によって決まる。正規化つまシル率 技術を用いる具体例の場合、受動的な回路要素の精度と安定は一般的にそれほど 重要ではない。第１０．１２図に示す回路における、マツチした抵抗対の必要性 は明らかになったが、これはかような回路によって達成される簡素化を考えてみ ても望ましいものである。

トランスデユーサキャパシタンスの値の実用範囲は非常に広い。上限は実用上の トランスデユーサ値よシかなシ上まわる。下限はディンと帯域中の積算値、積分 アンプと微分アンプの入力ノイズなどによって主として決まる。キャパシタンス の値が低いので、キャパシタンス電流の値は低下し、アンプゲイン要件は高まり 、アンプの入力ノイズの影響は高くなる。代シに測定電流は、ランプ傾斜を大き くすることによって増大し、その結果、作用周波数は高まり、アンプの帯域中要 件も高まる。

本発明の各種具体例は、論理機能とスイッチ機能のためのＪＦＥＴＦＥＴバカデ バイスＣＭＯ８％積回路を組込んだ共通集積回路演算ア７ｆ金用いて薄酸される 。約５マイクロフアラツドのキャパシタンス金もつトランスデユーサに対するテ ストの場合、約０．５マイクロフアラツドのキャパシタンスのフルスケール変化 、　　０．１〜１．０ミリセコンドの測定周期速度、数ミリアンペアの動力供給 電流、出力ノイズと安定性などは、フルスケール信号の百方個当たり数十個のオ ーダのものであった。これは０．０１フエムトフアラツドのオーダのトランスデ ユーサキャパシタンス変化に相当する。

もし、高いサンプリング速度が望ましければ、とくに極めて低いキャパシタンス の場合、個別のアンフカ必要である。この結果回路パワーの要件は増える。望ま しくない漂遊キャパシタンスを径で敏感な回路ノードに、各種の回路スイッチ信 号が連結されるのを防止する正しい物理的包括技術についても考えるべきである 。

本発明の目立つ技術的特徴は、キャパシタンスを変化させる入力変動にトランス デユーサエレメントが応答するので、このキャパシタンス変化は正確かつ直線的 に、対応する電子信号に転換されうる。他の技術的ｗ”＊ｈ、キャパシタンスト ランスデユーサにおけるトランスデユーサキャパシタンスと共通回路との間に外 来キャパシタンスがあっても、トランスデユーサキャパシタンスの精確な測定に 悪影響はない。本発明の他の重要な技術的特徴によると、微分型中ヤパシタンス トランスデューサにおいて、フィードバックが採用でさ、関連のろるパラメータ 、すなわちトランスデユーサエレメントの置換金線いて、パラメータと殆んど独 立的に転換と作動がなされうる。他の技術的特徴は、微分型キャパシタンストラ ンスデユーサにおいて、各キャパシタンスは共通テ゛午ンネルを画定する回路か ら出入ジするようスイッチングされるので、多チヤンネル回路に共通の差と性能 の変動が回避される。本発明の個の技術的利点は、高度の精密さの線形転換が、 コンデンサ充電孜術金用いて実行されうろことである。

かくして、回路の形状と組立てが単純化され、コストは低下する。本発明のさら に他の技術的特徴は、高精度で高価な要素は、本発明の各糧具体例による回路を 用るのには必要ないことであシ、この結果、キャパシタンスは対応する電気信号 に精確且つ直線的に転換することができる。

以上、トランスデユーサキャパシタンスを相当する電気信号に正確に転換する回 路と手法を説明して来た。

本発明の好適な他の具体例が、特定のトランスデユーサデバイス、回路製造法、 対応する転換法と関連的に説明して釆たが、後記特許請求の範囲に記載されるよ うに、本発明の精神と範囲から逸脱することなく、細部の変更は技術者の選択と してなされること全理解すべきである。

占 ＦＩＲ５Ｔ　）ｔＡＬＦ−ＣＹＣＬＥ　　　５ＥＣＯＮＤ　ＨＡＬＦ−ＣＹＣＬ Ｅ−閣園１−−１−−―−閤−− 手続補正書 平成　３年　２月　８日

Claims (48)

【特許請求の範囲】
1. １．エレメントの置換は、容量的に感知されるタイプのトランスデューサにおい て、 実質的に一定の電流をキヤパシタンスの第１端子に印加して、キャパシタンスを 充電する工程、共通回路に関して、キャパシタンスの上記第１端子を実質的に一 定の電圧電位に維持する工程、出力電圧信号を、キャパシタンスの第２端子から 得これの変動速度はキヤパシタンスを代表し、キャパシタンス端子と共通回路と の間の外部キャパシタンスと殆んど独立的である工程、 を含む、キャパシタンスを相当する電気信号に転換する方法。
2. ２．上記キヤパシタンスを高ゲインアンプの入力と出力の間の接続して、積分器 を形成し該一定電流を上記アンプの入力に印加する工程をさらに含み、上記出力 電圧信号は、該アンプ回路から得られる、請求項１記載の方法。
3. ３．該出力電圧信号を微分して、微分された出力信号を得る工程をさらに含み、 この出力信号の振巾は時間に関係なく大体一定であって、上記キヤパシタンスを 代表する、請求項１ないし２記載の方法。
4. ４．該トランスデユーサは、差動キヤパシタンス型であって、第１および第２キ ヤパシタンスを規定し、上記第１および第２キヤパシタンスを交互に後続して、 関連するキヤパシタンスを交互に代表する出力電圧信号を出す工程をさらに含む 、請求項１あるいは２記載の方法。
5. ５．該出力電圧信号を微分して、微分された出力信号を出す工程をさらに含み、 この出力信号の振巾は、交互且つ実質的に時間に関わらず一定であり、関連する キャパシタンスをあらわす、請求項４記載の方法。
6. ６．該微分された出力信号を処理して、上記振巾間の差を決める工程をさらに含 み、上記差は上記関連するキヤパシタンス間の差をあらわす、請求項５記載の方 法。
7. ７．該微分された出力信号を処理して、該振巾の合計を出す工程、上記差を上記 合計で割算する工程をさらに含み、この結果上記キヤパシタンスの振巾と実質的 に独立する比が得られる、請求項６記載の方法。
8. ８．上記印加された定電流は、上記合計がある定数とひとしくなるよう上記合計 から得られるので、上記差が該比を表わすよう変更される、請求項７記載の方法 。
9. ９．上記差と合計は、一定ゲインをもって得られるので、該比は上記定数と、キ ヤパシタンス間の差のみに依存するようになされる、請求項８記載の方法。
10. １０．エレメントの変位は、微分キャパシタンスによつて感知され、第１および 第２キヤパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて、時間 に関わらず一定の変化速度を特徴とする駆動電圧を、第１キヤパシタンスの独立 端子に交互に印加する工程、 該第１キャパシタンスの共通端子の電位を、共通回路に関して一定電圧に維持す る工程、 関連キヤパシタンスを交互に示し、上記キヤパシタンス端子と共通回路との間の 外部キャパシタンスとは実質的に独立する出力電圧信号を、共通端子から得る工 程、より成る、 キヤパシタンスを対応する電気信号に転換する方法。
11. １１．共通端子は高ゲインアンプの入力に接続され、抵抗が該アンプの入力から 出力に接続されて微分器を形成し、 さらに、上記アンプ出力から出力電圧信号を得る工程を含み、この信号の振巾は 上記関連キャパシタンスを交互に示す、 請求項１０記載の方法。
12. １２．上記出力電圧信号を処理して、交互振巾間の差を得る工程をさらに含み、 この差はキヤパシタンス間の差を示す、 請求項１０あるいは１１記載の方法。
13. １３．上記出力電圧信号を処理して、該交互振巾の合計を得る工程、この差を合 計で割算する工程をさらに含み、かくして上記キャパシタンスの振巾からは実質 的に独立する比を決まる、請求項１２記載の方法。
14. １４．上記合計を一定数とひとしい値に維持するため、上記駆動電圧を合計から 得て、上記差が比をあらわすように変更させる工程をさらに含む、請求項１３記 載の方法。
15. １５．一定のゲインで、上記差と合計を得て、上記比が上記定数と、キャパシタ ンス間の差のみに依存するようにさせる工程をさらに含む、請求項１４記載の方 法。
16. １６．エレメントの変位は、微分キャパシタンスによって感知され、そして第１ および第２キヤパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて 、上記第１および第２キヤパシタンス間の差を、相当する電気信号に変換するた め、 時間に関係なく一定の変動速度を特徴とする第１駆動電圧を、上記第１キヤパシ タンスの独立端子に印加する工程、 時間に関係なく一定で、上記第１駆動電圧と反対の向きの変動速度を特徴とする 第２駆動電圧を、第２キヤパシタンスの独立端子に印加する工程、共通回路と関 連的に一定の電圧電位に、キヤパシタンスの共通端子を維持する工程、 上記第１および第２キャパシタンス間の差をあらわし、キャパシタンス端子と共 通回路との間の外部キャパシタンスと実質的に独立する出力電流信号を、上記共 通端子から得る工程、より成る方法。
17. １７．上記共通端子が高ゲインアンプの入力に接続され、抵抗がアンプの入力か ら出力に接続されているので、微分器が形成され、上記キャパシタンスの差をあ らわすアンプ出力から出力電圧信号を出す工程を含む、請求項１６記載の方法。
18. １８．エレメントの変位は、微分キヤパシタンスで感知され、第１および第２キ ヤパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて、時間に関係 なく一定の変動速度を特徴とする第１駆動電圧を、第１期間中に第１キヤパシタ ンスの独立端子に印加する工程、 時間に関係なく一定で上記第１駆動電圧と反対の向きの変動速度を特徴とする第 ２駆動電圧を上記第１期間中に、第２キヤパシタンスの独立端子に印加する工程 、 第２期間中に、上記第１駆動電圧を、第１および第２キヤパシタンスの独立端子 に印加する工程、共通回路と関連的に、キヤパシタンスの共通端子を、一定電圧 電位に維持する工程、 上記差と合計を、キヤパシタンス端子と共通回路間の外部キヤパシタンスとから 実質的に独立するよう、交互にあらわす上記共通端子から出力電流信号を得る工 程、 より成る上記第１および第２キャパシタンス間の差と、第１および第２キヤパシ タンスの合計を、交互に相当する電気信号に転換する方法。
19. １９．上記共通端子は、高ゲインアンプの入力に接続され、微分器を形成するた め抵抗が、上記アンプ入力からアンプ出力に接続されており、上記差をあらわす アンプ出力から、出力電圧信号をうる工程をさらに含む、請求項１８記載の方法 。
20. ２０．上記差を合計で割り、トランスデユーサキヤパシタンスの振巾とは殆んど 無関係の比を出す工程をさらに含む、請求項１８あるいは１９記載の方法。
21. ２１．上記合計を一定に維持するため、上記合計から第１および第２駆動電圧を 出す工程をさらに含む、請求項２０記載の方法。
22. ２２．一定ゲインをもつ差と合計を得て、この比が上記定数にのみ依存するよう にさせる工程をさらに含む、請求項２１記載の方法。
23. ２３．エレメントの変位は、微分キヤパシタによって感知され、第１および第２ キヤパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて、実質的に 一定の電流を、上記第１キヤパシタンスの独立端子に印加する工程、 上記端子を共通回路に関して殆んど一定の電圧電位に維持する工程、 上記キヤパシタンスの共通端子から出力電圧信号を得るが、その変動速度は上記 第１キャパシタンスをあらわす工程、 第２キヤパシタンスの独立端子から出力電流信号を得るが、これは上記第２およ び第１キャパシタンスの比をあらわす工程、 より成る、第２および第１キャパシタンスの比を相当する電気信号に転換する方 法。
24. ２４．上記第１キヤパシタンスの独立端子は、第１高ダインアンプの入力に接続 され、上記定電流は上記入力に印加され、上記共通端子は第１アンプの出力に接 続され、かくして積分器が形成され、上記第２キヤパシタンスの独立端子は、第 ２高ゲインアンプの入力に接続され、抵抗が第２アンプの入力から出力へ接続さ れているので微分器が形成され、さらに上記比をあらわす、上記第２アンプの出 力を出す工程をさらに含む、請求項２５記載の方法。
25. ２５．エレメントの変位は容量的に感知される種類のトランスデューサにおいて 、 実質的に一定の電流をキヤパシタンスの第１端子に印加して、キャパシタンスを 充電する手段、キヤパシタンスの第１端子を、共通回路に関して殆んど一定の電 圧電位に維持するための手段、キヤパシタンスの第２端子から出力電圧信号を出 すが、これの変動速度は、キヤパシタンスをあらわし、上記キヤパシタンス端子 と共通回路間の外部キヤパシタンスと殆んど独立的である手段、 を含むこのキャパシタンスを相当する電気信号に転換するための回路。
26. ２６．積分器を形成するため、高ゲインアンプの入力と出力との間に接続された キヤパシタンス、上記定電流を上記アンプ入力に印加する手段をさらに含み、上 記出力電圧信号は、上記アンプ回路から得られる、請求項２５記載のトランスデ ユーサ回路。
27. ２７．微分ずみの出力信号を作るため上記出力電圧信号を微分するための手段を 含み、上記信号の振巾は、時間に関わらず殆んど一定であって、上記キヤパシタ ンスをあらわす、 請求項２５あるいは２６記載のトランスデユーサ回路。
28. ２８．上記トランスデューサは、微分キヤパシタンス型であって、第１および第 ２キヤパシタンスによって規定され、 上記第１と第２キヤパシタンスを交互に接続して、関連キヤパシタンスを交互に あらわす出力電圧信号を形成する手段をさらに含む、請求項２５あるいは２６記 載のトランスデューサ回路。
29. ２９．微分ずみの出力信号をうるため、上記出力電圧信号を微分するための手段 をさらに含み、この振巾は時間に関わらず交互に且つ実質的に一定であって、上 記キヤパシタンスをあらわす、請求項２８記載のトランスデューサ回路。
30. ３０．微分ずみ出力信号を処理して、各振巾間の差をうる手段をさらに含み、こ の差は関連するキヤパシタンス間の差をあらわす、請求項２９記載のトランスデ ューサ回路。
31. ３１．上記振巾の合計をうるため上記微分ずみ入力信号を処理するための手段、 上記合計で上記差を割るための手段をさらに含み、かくして上記キャパシタンス の振巾と殆んど無関係な比をうる、請求項３０記載のトランスデューサ回路。
32. ３２．印加された定電流は、該合計をある定数とひとしく保持するべく該合計か ら得られ、かくして該差を変更して該比をあらわすようにする、請求項３１記載 のトランスデユーサ回路。
33. ３３．上記差と合計は、定ゲインをもつて得られ、かくして該比は、上記定数と キヤパシタンス間の差にのみ依存するようになされた、請求項３２記載のトラン スデューサ回路。
34. ３４．エレメントの変位は、微分キヤパシタンスによって感知され、第１および 第２キヤパシタンスで規定される種類のトランスデューサにおいて、時間に関係 なく一定の変化速度を特徴とする駆動電圧を、上記第１キヤパシタンスの独立端 子の交互に印加するための手段、 共通回路と関連的な一定の電圧電位に、該第１キャパシタンスの共通端子を維持 するための手段、関連キヤパシタンスを交互にあらわし、かつ該キヤパシタンス 端子と共通回路との間の外部キヤパシタンスと大体無関係の出力電圧信号を、該 共通端子から得るための手段、 より成る、キャパシタンスを対応する電気信号に転換するための回路。
35. ３５．上記共通端子は、高ゲインアンプの入力に接続され、抵抗がアンプの入力 から出力へ接続されて微分器を形成し、 上記アンプ出力から出力電圧信号を得るが、その振巾は関連キャパシタンスを交 互にあらわす手段をさらに含む、請求項３４記載のトランスデューサ回路。
36. ３６．上記交互性振巾間の差を得るため、該出力電圧信号を処理するための手段 をさらに含み、この差は各キヤパシタンス間の差をあらわす、請求項３４あるい は３５記載のトランスデユーサ回路。
37. ３７．上記交互性振巾の合計を得るため、該出力電圧信号を処理する手段、この 差を合計で割るための手段をさらに含み、かくして上記キヤパシタンスの振巾か ら殆んど独立する比が得られる、請求項３６記載のトランスデユーサ回路。
38. ３８．上記合計を、一定に維持するため、上記駆動電圧を合計から得るための手 段をさらに含み、かくして上記差が比をあらわすように変更する、請求項３７記 載のトランスデューサ回路。
39. ３９．上記差と合計を一定のゲインをもつて決めるための手段をさらに含み、か くして該比を該定数と、キヤパシタンス間の差にのみ依存させる、請求項３８記 載のトランスデユーサ回路。
40. ４０．エレメントの変位が、微分キャパシタンスによって感知され、第１および 第２キヤパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて、時間 に関係なく一定の変化速度を特徴とする第１駆動電圧を、上記第１キヤパシタン スの独立端子に印加する手段、 時間に関係なく一定の変化速度と、上記第１駆動電圧と反対の向きを特徴とする 第２駆動電圧を、第２キャパシタンスの独立端子に印加する手段、キヤパシタン スの共通端子を、共通回路に関する定電圧電位に維持するための手段、 上記第１および第２キヤパシタンス間の差をあらわし、キヤパシタンス端子と共 通回路との間の外部キャパシタンスからは実質的に独立する出力電流信号を共通 端子から得る手段、を含む、 第１および第２キヤパシタンス間の差を、対応する電気信号に転換するための回 路。
41. ４１．共通端子が、高ゲインアンプの入力に接続され、微分器を形成するため抵 抗が該アンプの入力から出力へ接続され、上記キヤパシタンス差をあらわす出力 電圧信号を、アンプの出力から出すための手段をさらに含む、請求項４０記載の トランスデューサ回路。
42. ４２．エレメントの変位が、微分キャパシタンスによって感知され、第１および 第２キャパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて、時間 にかゝわらす一定の変化速度を特徴とする第１駆動電圧を第１期間中に、上記第 １キヤパシタンスの独立端子に印加する手段、 時間と関係なく一定であって、上記第１駆動電圧と反対の向きの変化速度を特徴 とする第２駆動電圧を、第１期間中に、第２キヤパシタンスの独立端子に印加す る手段、 第２期間中に、上記第１駆動電圧を第１および第２キヤパシタンスの独立端子に 印加する手段、共通回路と関連する一定の電圧電位に、キャパシタンスの共通端 子を維持する手段、 上記差と合計を交互にあらわす出力電流信号を共通端子から出すが、上記合計は 、キヤパシタンス端子と共通回路との間の外部キャパシタンスと実質的に無関係 である手段、を含む、 第１および第２キヤパシタンス間の差と、第１および第２キャパシタンスの合計 とを、対応する電気信号に交互に転換する回路。
43. ４３．上記共通端子は、高ゲインアンプの入力に接続され、微分器を形成するた め、該アンプの入力から出力へ抵抗が接続され、上記差をあらわす出力電圧信号 をアンプ出力から出すための手段をさらに含む、請求項４２記載のトランスデュ ーサ回路。
44. ４４．トランスデューサキャパシタンスの振巾と殆んど依存する比を得るため、 上記差を合計で割る手段をさらに含む、請求項４２あるいは４３記載のトランス デユーサ回路。
45. ４５．上記合計をある定数とひとしく維持するため、上記第１および第２駆動電 圧を上記合計から得て、差が比をあらわすように変更するための手段をさらに含 む、請求項４４記載のトランスデューサ回路。
46. ４６．一定ゲインをもって上記差と合計を得て、上記比を上記定数にのみ依存す るようにするための手段をさらに含む、請求項４５記載のトランスデューサ回路 。
47. ４７．エレメントの変位は、微分キヤパシタンスによって感知され、第１および 第２キャパシタンスによって規定される種類のトランスデューサにおいて、殆ん ど一定の電流を、上記第１キャパシタンスの独立端子の印加する手段、 上記端子を、共通回路と関連的に殆んど一定の電圧電位に維持する手段、 上記第１キヤパシタンスを変化速度があらわすように、キャパシタンスの共通端 子から出力電圧信号を出す手段、 上記第２キヤパシタンスの独立端子から出力電力信号をだすが、この信号は、上 記第２と第１キヤパシタンス比をあらわす手段、より成る、 上記第２および第１キヤパシタンスの比を相当する電気信号に転換する回路。
48. ４８．上記第１キヤパシタンスの独立端子が、高ゲインアンプの入力に接続され 、この定電流は、該入力に印加され、上記共通端子が第１アンプの出力に接続さ れているので、微分器が形成され、第２キヤパシタンスの独立端子は、高ゲイン アンプの入力に接続され、微分器を形成するため、アンプの入力から出力に抵抗 が接続されており、上記比をあらわす出力を上記第２アンプから得るための手段 をさらに含む、請求項４７記載のトランスデューサ回路。