JPH03245619A - 復調信号合成装置 - Google Patents
復調信号合成装置Info
- Publication number
- JPH03245619A JPH03245619A JP2043128A JP4312890A JPH03245619A JP H03245619 A JPH03245619 A JP H03245619A JP 2043128 A JP2043128 A JP 2043128A JP 4312890 A JP4312890 A JP 4312890A JP H03245619 A JPH03245619 A JP H03245619A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- pulse
- calculation
- standard deviation
- multiplier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 37
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 16
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000011109 contamination Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は復調信号合成装置に関し、特にダイバーシティ
方式の無線受信機における複数の受信機の復調信号出力
をディジタル的に合成する復調信号合成装置に関する。
方式の無線受信機における複数の受信機の復調信号出力
をディジタル的に合成する復調信号合成装置に関する。
従来のダイバーシティ方式の復調信号合成装置は、Ｓ／
Ｎを改善するために、中間周波帯または復調出力信号の
段階でアナログ的に信号合成を行う方式が多く、その合
成方式としては選択切替合成方式、直線合成方式、２乗
合成方式等の方式により復調信号を切替、または合成し
ている。一方、ディジタル的にダイバーシティ受信装置
の信号合成を行う方式は第３図のブロック図に示すよう
に、アンテナ２１Ａ、受信機２２Ａ、ビット同期回路２
３Ａからなる受信系統Ａ′アンテナ２１Ｂ、受信機２２
Ｂ、ビット同期回路２３Ｂからなる受信系統Ｂ′との両
方のディジタル信号の圧力を判定器２４で比較して、ビ
ット同期回路２３Ａ、２３Ｂの出力パルスの絶対値が大
きい方をＳ／Ｎの良い信号と判定していた。例えば受信
系統Ａ′の出力パルス振幅が＋１．１で受信系統Ｂの出
力パルス振幅が＋１．２の場合には共に正極性なので当
然＋１の正パルスと判定するが、受信系統Ａ′の出力パ
ルス振幅が＋１．１で受信系統Ｂ′の出力パルス振幅が
−１，２の場合には絶対値の大きい方の−１，２を採用
して−１の負パルスと判定していた。
Ｎを改善するために、中間周波帯または復調出力信号の
段階でアナログ的に信号合成を行う方式が多く、その合
成方式としては選択切替合成方式、直線合成方式、２乗
合成方式等の方式により復調信号を切替、または合成し
ている。一方、ディジタル的にダイバーシティ受信装置
の信号合成を行う方式は第３図のブロック図に示すよう
に、アンテナ２１Ａ、受信機２２Ａ、ビット同期回路２
３Ａからなる受信系統Ａ′アンテナ２１Ｂ、受信機２２
Ｂ、ビット同期回路２３Ｂからなる受信系統Ｂ′との両
方のディジタル信号の圧力を判定器２４で比較して、ビ
ット同期回路２３Ａ、２３Ｂの出力パルスの絶対値が大
きい方をＳ／Ｎの良い信号と判定していた。例えば受信
系統Ａ′の出力パルス振幅が＋１．１で受信系統Ｂの出
力パルス振幅が＋１．２の場合には共に正極性なので当
然＋１の正パルスと判定するが、受信系統Ａ′の出力パ
ルス振幅が＋１．１で受信系統Ｂ′の出力パルス振幅が
−１，２の場合には絶対値の大きい方の−１，２を採用
して−１の負パルスと判定していた。
上述した従来の復調信号合成装置は、アナログ方式の選
択切替合成、直線合成、２乗合成方式等を用いた場合に
選択切替合成については、切替器の転移時間に対応する
瞬断を発生し易いという欠点がある。また、直線合成の
場合には、Ｓ／Ｎが大きく劣化した信号と他方のこれよ
りよいＳ／Ｎの信号とを合成すると、合成信号はよい方
の信号のＳ／Ｎより劣化する場合も起こり得るという欠
点がある。また、従来のアナログ方式の復調信号合成装
置はディジタル方式に比して複雑な回路構成であり、特
に小型軽量化が困難であるという欠点もある。
択切替合成、直線合成、２乗合成方式等を用いた場合に
選択切替合成については、切替器の転移時間に対応する
瞬断を発生し易いという欠点がある。また、直線合成の
場合には、Ｓ／Ｎが大きく劣化した信号と他方のこれよ
りよいＳ／Ｎの信号とを合成すると、合成信号はよい方
の信号のＳ／Ｎより劣化する場合も起こり得るという欠
点がある。また、従来のアナログ方式の復調信号合成装
置はディジタル方式に比して複雑な回路構成であり、特
に小型軽量化が困難であるという欠点もある。
一方、ディジタル方式の復調信号合成装置は特にダイバ
ーシティ受信を必要とするＳ／Ｎの劣化した段階では雑
音混入により雑音パルスが出力される確率が大きくなる
。この場合に受信系統Ａ′の信号が正パルスの＋１．１
であり受信系統Ｂ′が雑音パルスの−１，２を出力した
場合には、振幅の大きい方の−１の負パルスを信号と確
認して出力する欠点があった。
ーシティ受信を必要とするＳ／Ｎの劣化した段階では雑
音混入により雑音パルスが出力される確率が大きくなる
。この場合に受信系統Ａ′の信号が正パルスの＋１．１
であり受信系統Ｂ′が雑音パルスの−１，２を出力した
場合には、振幅の大きい方の−１の負パルスを信号と確
認して出力する欠点があった。
本発明の目的は両方の受信系統に出力される真の複数パ
ルス信号の発生率を確率的に処理して重み付けを行い正
確なパルス信号の判定を行う復調信号合成装置を提供す
ることにある３ 〔課題を解決するための手段〕 本発明の復調信号合成装置は、無線電波を受信しビット
同期したディジタル信号を復調する複数のダイバーシテ
ィ受信部を有する復調信号合成装置において、各ダイバ
ーシティ受信部から出力される軟判定出力信号が正パル
スの場合の標準偏差密度分布を演算する第２の計算部と
、前記軟判定出力信号が負パルスの場合の標準偏差と負
パルス演算する第４の計算部と、前記ダイバーシティ受
信部の対をなす第２の計算部同士の演算値を乗算する第
１の乗算器と、前記ダイバーシティ受信部の対をなす第
４の計算部同士の演算値を乗算する第２の乗算器と、前
記第１の乗算器ならびに前記第２の乗算器出力の演算値
の大小を比較して正パルスか負パルスかを判定する判定
器とを有することを特徴とする。
ルス信号の発生率を確率的に処理して重み付けを行い正
確なパルス信号の判定を行う復調信号合成装置を提供す
ることにある３ 〔課題を解決するための手段〕 本発明の復調信号合成装置は、無線電波を受信しビット
同期したディジタル信号を復調する複数のダイバーシテ
ィ受信部を有する復調信号合成装置において、各ダイバ
ーシティ受信部から出力される軟判定出力信号が正パル
スの場合の標準偏差密度分布を演算する第２の計算部と
、前記軟判定出力信号が負パルスの場合の標準偏差と負
パルス演算する第４の計算部と、前記ダイバーシティ受
信部の対をなす第２の計算部同士の演算値を乗算する第
１の乗算器と、前記ダイバーシティ受信部の対をなす第
４の計算部同士の演算値を乗算する第２の乗算器と、前
記第１の乗算器ならびに前記第２の乗算器出力の演算値
の大小を比較して正パルスか負パルスかを判定する判定
器とを有することを特徴とする。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例のブロック図である。
第１図の実施例は復調信号合成をディジタル的に行うダ
イバーシティ受信装置を示しており、アンテナＩＡ、受
信機２Ａ、ビット同期回路３Ａからなる受信系統Ａと、
アンテナＩＢ、受信機２Ｂ。
イバーシティ受信装置を示しており、アンテナＩＡ、受
信機２Ａ、ビット同期回路３Ａからなる受信系統Ａと、
アンテナＩＢ、受信機２Ｂ。
ビット同期回路３Ｂからなる受信系統Ｂがあり、さらに
、受信系統Ａは正または負パルスの標準偏差σとパルス
振幅の平均値マを計算する正標準偏差および平均計算部
４Ａ、負標準偏差および平均計算部５Ａおよびこれらの
正規確率密度関数ｐ（ｘ）を計算する正規確率密度計算
部６Ａ、７Ａに接続されている。受信系統Ｂも図のよう
に正標準偏差および平均計算部４Ｂ、負標準偏差および
平均計算部５Ｂおよび正規確率密度計算部６Ｂ、７Ｂに
接続される。また正規確率密度計算部６Ａ。
、受信系統Ａは正または負パルスの標準偏差σとパルス
振幅の平均値マを計算する正標準偏差および平均計算部
４Ａ、負標準偏差および平均計算部５Ａおよびこれらの
正規確率密度関数ｐ（ｘ）を計算する正規確率密度計算
部６Ａ、７Ａに接続されている。受信系統Ｂも図のよう
に正標準偏差および平均計算部４Ｂ、負標準偏差および
平均計算部５Ｂおよび正規確率密度計算部６Ｂ、７Ｂに
接続される。また正規確率密度計算部６Ａ。
６Ｂの乗算を行う乗算器８、正規確率密度計算部７Ａ、
７Ｂの乗算を行う乗算器９、乗算器８，９０乗ｘｉ果か
ら正パルスの＋１か負パルスの−１かを判定する判定器
１０、判定結果を出力する出刃端子１１から構成されて
いる。
７Ｂの乗算を行う乗算器９、乗算器８，９０乗ｘｉ果か
ら正パルスの＋１か負パルスの−１かを判定する判定器
１０、判定結果を出力する出刃端子１１から構成されて
いる。
次に本実施例における主として計算部の動作を数式によ
り説明する。ビット同期回路３Ａ、３Ｂは軟判定データ
を出力するが、この出力は受信系統Ａ、Ｂ特性が一致し
ていない場合にその分布が異なる。いま、ビット同期回
路３Ａ、３Ｂにおける振幅方向の量子化が充分細かく、
また、その出力分布の極大が受信系統Ａ、Ｂとも−１，
＋１であるとする。ビット同期回路３Ａ、３Ｂの出力が
ともに正パルス場合には、正標準偏差および平均計算部
４Ａ、４Ｂにおいて、負の場合には負標準偏差および平
均計算部５Ａ、５Ｂにおいて、その分布の標準偏差σ出
力パルス振幅の平均値マを計算する。さらに入力データ
が正パルス＋１の場合の正規確率密度関数ｐ （ｘ）を
正規確率密度計算部６Ａ、６Ｂで負パルス−１の場合の
ｐ （ｘ）を正規確率密度計算部７Ａ、７Ｂにおいて計
算する。ここでｐ （ｘ）は次に示す（１）式で示され
る。
り説明する。ビット同期回路３Ａ、３Ｂは軟判定データ
を出力するが、この出力は受信系統Ａ、Ｂ特性が一致し
ていない場合にその分布が異なる。いま、ビット同期回
路３Ａ、３Ｂにおける振幅方向の量子化が充分細かく、
また、その出力分布の極大が受信系統Ａ、Ｂとも−１，
＋１であるとする。ビット同期回路３Ａ、３Ｂの出力が
ともに正パルス場合には、正標準偏差および平均計算部
４Ａ、４Ｂにおいて、負の場合には負標準偏差および平
均計算部５Ａ、５Ｂにおいて、その分布の標準偏差σ出
力パルス振幅の平均値マを計算する。さらに入力データ
が正パルス＋１の場合の正規確率密度関数ｐ （ｘ）を
正規確率密度計算部６Ａ、６Ｂで負パルス−１の場合の
ｐ （ｘ）を正規確率密度計算部７Ａ、７Ｂにおいて計
算する。ここでｐ （ｘ）は次に示す（１）式で示され
る。
（１）式の計算を行った正パルス又は負パルスのｐ（ｘ
）は前述のように乗算器８，９に乗算される。
）は前述のように乗算器８，９に乗算される。
次に判定器ｌＯは乗算器８の出力が乗算器９の出力より
大きい場合には、正パルス＋１のデータと判定し、逆の
場合には負パルス−１のデータと判定して出力端子１１
に出力する。
大きい場合には、正パルス＋１のデータと判定し、逆の
場合には負パルス−１のデータと判定して出力端子１１
に出力する。
次に正のパルス信号が受信されているにかかわらず負の
パルス信号と判定してしまう誤り率について説明する。
パルス信号と判定してしまう誤り率について説明する。
今、受信系統Ａならびに受信系統Ｂにおいて得られた標
準偏差、出力振幅がそれぞれσ１．Ｘ、、σ５．ｘ５と
すると、真のデータが＋１”だと仮定した場合の受信系
統Ａの正規確率密度ｐｍ＋１（Ｘ ａ）は（２）式で示
される。
準偏差、出力振幅がそれぞれσ１．Ｘ、、σ５．ｘ５と
すると、真のデータが＋１”だと仮定した場合の受信系
統Ａの正規確率密度ｐｍ＋１（Ｘ ａ）は（２）式で示
される。
・・・・・・ （２）
真のデータが−１“と仮定した場合の受信系統Ａの正規
確率密度Ｐ ａ−１（ｘ ａ）は（３）で示される。
確率密度Ｐ ａ−１（ｘ ａ）は（３）で示される。
（３）
同様の手順で受信系統Ｂの場合における真のデータが“
＋１”または−１”の場合の正規確率密度をＰｂ＋＋（
Ｘｂ）、Ｉ）ｂ−＋（Ｘｂ）とすると、それぞれ（４）
式、（５）式で示される。
＋１”または−１”の場合の正規確率密度をＰｂ＋＋（
Ｘｂ）、Ｉ）ｂ−＋（Ｘｂ）とすると、それぞれ（４）
式、（５）式で示される。
（４）
・・・・・・ （５）
上式から乗算器８，９の出力Ｄａ、Ｄｏはそれぞれ（６
）式、（７）式で示される。
）式、（７）式で示される。
ここで真のデータが“＋１“であるにもかかわらず判定
器１０が誤った出力をする場合はＤ ｓ ＜Ｄ９の時で
、この不等式を解くと となる。したがって、この誤り率をｐＩとすると（９）
式のように表される。
器１０が誤った出力をする場合はＤ ｓ ＜Ｄ９の時で
、この不等式を解くと となる。したがって、この誤り率をｐＩとすると（９）
式のように表される。
従来例のような重み付けをしない判定法では誤った出力
をする条件は００）となる。
をする条件は００）となる。
Ｘ、＜ Ｘｂ ・・・・・・
００）従来例の重み付けをしない場合の誤り率をｐ２
とすると０１）式のように表わされる。
００）従来例の重み付けをしない場合の誤り率をｐ２
とすると０１）式のように表わされる。
この００）式と（ＩＩ）式を使用して、いくつかのび、
。
。
σ、のくみ合わせについてｐ＋＋ ｐ２を数値計算した
結果を第２図の説明図に示す。第２図に示すように２つ
の受信系統Ａ、Ｂの特性が違うほど従来例の重み付けし
ない場合にくらべて誤り率が改善されることがわかる。
結果を第２図の説明図に示す。第２図に示すように２つ
の受信系統Ａ、Ｂの特性が違うほど従来例の重み付けし
ない場合にくらべて誤り率が改善されることがわかる。
なお、標準偏差σ１．σ１の関係はσ、〉σ５、σ、＝
σいσ１〈σ、のいずれの場合でも成立する。
σいσ１〈σ、のいずれの場合でも成立する。
以上に述べた実施例は２受信系統の信号合成方式につい
て説明しているが、３受信系統以上の信号合成方式につ
いても適用可能である。
て説明しているが、３受信系統以上の信号合成方式につ
いても適用可能である。
以上説明したように本発明は、ダイバーシティ受信装置
の各受信機の軟判定データから受信機、巴カデータの標
準偏差・出力振幅の平均を計算し、次にそれらから逐次
データの発生確率を計算し、この計算値から重み付けを
行い最終的に出力データを判定することにより、重み付
けをしないダイバーシティ受信機と比較して誤り率を大
幅に減少させる効果がある。また、両方の受信系統の計
算処理はディジタル信号処理でＩＣ化できる。したがっ
て従来のアナログ方式の復調信号合成装置と比較して小
型軽量化された装置が実現できる効果がある。
の各受信機の軟判定データから受信機、巴カデータの標
準偏差・出力振幅の平均を計算し、次にそれらから逐次
データの発生確率を計算し、この計算値から重み付けを
行い最終的に出力データを判定することにより、重み付
けをしないダイバーシティ受信機と比較して誤り率を大
幅に減少させる効果がある。また、両方の受信系統の計
算処理はディジタル信号処理でＩＣ化できる。したがっ
て従来のアナログ方式の復調信号合成装置と比較して小
型軽量化された装置が実現できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は本実
施例の特性の説明図、第３図は従来の復調信号合成装置
のブロック図である。 ＩＡ、ＩＢ、２１Ａ、２１Ｂ・川・・アンテナ、２Ａ。 ２Ｂ、２２Ａ、２２Ｂ・・・・・・受信機、３Ａ、３Ｂ
。 ２３Ａ、２３Ｂ・・・・・・ビット同期回路、４Ａ、４
Ｂ・・・・・正標準偏差および平均計算部、５Ａ、５Ｂ
・・・・・・負標準偏差および平均計算部、６Ａ、６Ｂ
、７Ａ。 ７Ｂ・・・・・・正規確率密度計算部、８，９・・・・
・・乗算器、１０．２４・・・・・・判定器、１１．２
５・・・・・・出力端子。
施例の特性の説明図、第３図は従来の復調信号合成装置
のブロック図である。 ＩＡ、ＩＢ、２１Ａ、２１Ｂ・川・・アンテナ、２Ａ。 ２Ｂ、２２Ａ、２２Ｂ・・・・・・受信機、３Ａ、３Ｂ
。 ２３Ａ、２３Ｂ・・・・・・ビット同期回路、４Ａ、４
Ｂ・・・・・正標準偏差および平均計算部、５Ａ、５Ｂ
・・・・・・負標準偏差および平均計算部、６Ａ、６Ｂ
、７Ａ。 ７Ｂ・・・・・・正規確率密度計算部、８，９・・・・
・・乗算器、１０．２４・・・・・・判定器、１１．２
５・・・・・・出力端子。
Claims (1)
- 無線電波を受信しビット同期したディジタル信号を復調
する複数のダイバーシティ受信部を有する復調信号合成
装置において、各ダイバーシティ受信部から出力される
軟判定出力信号が正パルスの場合の標準偏差と正パルス
の振幅平均値を演算する第１の計算部と、前記第１の計
算部の演算値を入力し正規確率密度分布を演算する第２
の計算部と、前記軟判定出力信号が負パルスの場合の標
準偏差と負パルスの振幅平均値を演算する第３の計算部
と、前記第３の計算部の演算値を入力し正規確率密度分
布を演算する第４の計算部と、前記ダイバーシティ受信
部の対をなす第２の計算部同士の演算出力値を乗算する
第１の乗算器と、前記ダイバーシティ受信部の対をなす
第４の計算部同士の演算出力値を乗算する第２の乗算器
と、前記第１の乗算器ならびに前記第２の乗算器出力の
演算値の大小を比較して正パルスか負パルスかを判定す
る判定器とを有することを特徴とする復調信号合成装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2043128A JPH03245619A (ja) | 1990-02-23 | 1990-02-23 | 復調信号合成装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2043128A JPH03245619A (ja) | 1990-02-23 | 1990-02-23 | 復調信号合成装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03245619A true JPH03245619A (ja) | 1991-11-01 |
Family
ID=12655207
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2043128A Pending JPH03245619A (ja) | 1990-02-23 | 1990-02-23 | 復調信号合成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03245619A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0700184A2 (en) * | 1994-09-02 | 1996-03-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Diversity receiver |
| WO2002009316A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur de communications sans fil |
-
1990
- 1990-02-23 JP JP2043128A patent/JPH03245619A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0700184A2 (en) * | 1994-09-02 | 1996-03-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Diversity receiver |
| EP0700184A3 (en) * | 1994-09-02 | 1998-03-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Diversity receiver |
| WO2002009316A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur de communications sans fil |
| US7123667B2 (en) | 2000-07-21 | 2006-10-17 | Mitusbishi Denki Kabushiki Kaisha | Receiver for wireless communication |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2036423C (en) | Method of reducing the influence of fading of a viterbi receiver having at least two antennas | |
| US6847810B2 (en) | Unified antenna diversity switching system for TDMA-based telephones | |
| US6990351B2 (en) | Equipment for the calculation of mobile handset position | |
| JP2721498B2 (ja) | 無線チャネルにおける監視音声トーンの検出 | |
| US7257150B2 (en) | Rake receiver and a method of providing a frequency error estimate | |
| JPH03245619A (ja) | 復調信号合成装置 | |
| JP2009290324A (ja) | 無線通信装置および干渉電力低減方法 | |
| Fite et al. | Blind separation of voice modulated single-side-band using the multi-target variable modulus algorithm | |
| US3974336A (en) | Speech processing system | |
| US7907943B2 (en) | Statistical scaling of soft decisions before decoding | |
| CA2218309A1 (en) | Adaptive antenna | |
| Zhang et al. | Mobile speed estimation using diversity combining in fading channels | |
| JP3380048B2 (ja) | フェージングピッチ推定装置 | |
| JP2001268066A (ja) | 同期検出装置及び同期検出方法 | |
| RU2230433C2 (ru) | Система космической связи с ортогональными сигналами | |
| RU2048701C1 (ru) | Устройство приема дискретных сигналов в многолучевом канале связи | |
| JPS5868330A (ja) | 同一周波干渉検出回路 | |
| JPS58120334A (ja) | 狭帯域音響信号受信装置 | |
| Poberezhskiy | Diversity Schemes and Coherent Combining in Digital Receivers | |
| JP3554226B2 (ja) | 受信装置 | |
| JPH0888592A (ja) | ダイバーシティ受信装置 | |
| Morgera | Digital filtering and prediction for communications systems time synchronization | |
| EP1800448A1 (en) | Differential phase coding in wireless communications system | |
| SU1695519A1 (ru) | Адаптивна антенна решетка | |
| JP4809394B2 (ja) | 無線通信装置および干渉電力低減方法 |