JPH0324489A - Sonar receiver - Google Patents
Sonar receiverInfo
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- JPH0324489A JPH0324489A JP15930089A JP15930089A JPH0324489A JP H0324489 A JPH0324489 A JP H0324489A JP 15930089 A JP15930089 A JP 15930089A JP 15930089 A JP15930089 A JP 15930089A JP H0324489 A JPH0324489 A JP H0324489A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明,は送信後、物標で反射される超音波信号を受信
して、前記物標の探知に係る情報信号を検出するソナー
受信装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention provides a sonar receiving device that receives an ultrasonic signal reflected by a target object after transmission and detects an information signal related to detection of the target object. Regarding.
[従来の技術コ
超音波信号を送信し、且つ物標から反射された超音波の
エコー信号を受渡器で受信せしめ、次いで信号処理を行
い、物標の探知、すなわち、物標に係る情報信号の導出
を行うソナー受信装置においては、エコー信号が帰来す
るまでの時間から物標までの距離を求めるとともに、エ
コー信号のレベルから物標の大きさを推定している。[Conventional technology] An ultrasonic signal is transmitted, an echo signal of the ultrasonic wave reflected from a target object is received by a delivery device, and then signal processing is performed to detect the target object, that is, to generate an information signal related to the target object. In a sonar receiving device that derives the distance, the distance to the target object is determined from the time it takes for the echo signal to return, and the size of the target object is estimated from the level of the echo signal.
この場合、同じ物標に係るエコー信号であっても、近距
離部位からのエコー信号はレベルが大きく、また遠距離
部位からのエコー信号はレベルが小さい。このため距離
によるレベルを補正することが一般的に行われる。斯か
る補正はTVG (Time Varied Gain
) と呼ばれる利得制御回路等を用いて、最終信号出力
が略一定になるようにコントロールを行うのが一般的で
ある。In this case, even if the echo signals are related to the same target object, an echo signal from a nearby site has a high level, and an echo signal from a long distance site has a low level. For this reason, it is common practice to correct the level based on distance. Such correction is done by TVG (Time Varied Gain).
) is generally used to control the final signal output to be approximately constant using a gain control circuit or the like.
当該利得制御回路では、ゲインの設定を正確にデジタル
値で設定出来るように、マルチプライング(乗算型)D
/A変換器を用いた回路が採用されている。In this gain control circuit, multiplication (multiplication type) D is used so that the gain can be set accurately with digital values.
A circuit using a /A converter is adopted.
斯かるソナー受信装置を第3図に示す。Such a sonar receiving device is shown in FIG.
第3図中、参照符号2はBPFであり、さらに、このソ
ナー受信装置はマルチプライングD/A変換器4、増幅
回路6、周波数ミクサ8、局部発振器10、L P F
12、クロック信号発生器14、アドレス信号発生回
路16、ROM (メモリテーブル)18を備える。In FIG. 3, reference numeral 2 is a BPF, and this sonar receiving device further includes a multiplying D/A converter 4, an amplifier circuit 6, a frequency mixer 8, a local oscillator 10, and an LPF.
12, a clock signal generator 14, an address signal generation circuit 16, and a ROM (memory table) 18.
そして、エコー信号が受信され、受波器等から導出され
た高周波信号はBPF2で帯域制限された後、マルチプ
ライングD/A変換器4へ入力され、ここでアナログ信
号とデジタル設定値の積を導出し、さらに導出される信
号が所定のレベルになるように、ROM18からデジタ
ル値の設定のための信号が入力される。Then, the echo signal is received, and the high frequency signal derived from the receiver etc. is band-limited by the BPF 2, and then input to the multiplication D/A converter 4, where it is multiplied by the analog signal and the digital setting value. A signal for setting a digital value is input from the ROM 18 so that the derived signal has a predetermined level.
前記信号は、増幅回路6を介して、周波数ミクサ8に入
力されて、局部発振器10で生成される搬送周波数信号
と混合される。次いでLPF12で低周波信号成分のみ
が抽出された出力信号が導出される。The signal is input to a frequency mixer 8 via an amplifier circuit 6 and mixed with a carrier frequency signal generated by a local oscillator 10. Next, the LPF 12 derives an output signal in which only low frequency signal components are extracted.
ここで、マルチプライングD/A変換器4のゲイン設定
を行うメモリテーブル18にはTVGカーブの値が格納
されており、アドレス信号発生回路l6により駆動され
る。Here, the memory table 18 for setting the gain of the multiplication D/A converter 4 stores the value of the TVG curve, and is driven by the address signal generation circuit 16.
第4図(a)に周波数ミクサ8の入力波形を示し、第4
図ら)にL P F 12の出力波形を示す。FIG. 4(a) shows the input waveform of the frequency mixer 8.
The output waveform of L P F 12 is shown in the figure.
アドレス信号発生回路16では周期Tでアドレスを更新
し、ROM18から順次にゲイン設定値の信号が創出さ
れる。その結果、第4図(ロ)に示されるように、ゲイ
ン切換直後に発生時間t,で示されるグリッチを発生す
る。当該発生時間t,はマルチプライングD/A変換器
4のセトリング時間で代表され、例えば、Iμsec以
内である。The address signal generation circuit 16 updates the address at a period T, and signals of gain setting values are sequentially generated from the ROM 18. As a result, as shown in FIG. 4(b), a glitch occurs immediately after the gain switching, as indicated by the occurrence time t. The generation time t is represented by the settling time of the multiplying D/A converter 4, and is, for example, within Iμsec.
ここで周波数変換された後、L P F 12から導出
される出力波形は、第4図(b)に示されるように、そ
の狭帯域特性のために前記グリッチが時間伸張(時間1
.)され、アンダーシュートおよびオーバーシュートの
波形歪(あばれ現象)を生起する。After being frequency converted here, the output waveform derived from L P F 12 is shown in FIG.
.. ), causing undershoot and overshoot waveform distortion (ablation phenomenon).
[発明が解決しようとする課題]
上記の従来の技術に係るソナー受信装置において、マル
チプライングD/A変換器で発生するグリッチが、周波
数変換後のLPFにおいて、その狭帯域化とともに時間
伸張(リンギング効果)され、出力波形にあっては長時
間にわたる歪を伴う。このため、グリッチによる歪波形
と、物標からの反射信号との弁別した信号処理に困難を
伴い、物標の検出において誤認が生起し易い欠点を有し
ていた。[Problems to be Solved by the Invention] In the sonar receiving device according to the above-mentioned conventional technology, the glitch that occurs in the multiplying D/A converter is caused by narrowing of the band and time expansion ( ringing effect), and the output waveform is accompanied by long-term distortion. For this reason, it is difficult to perform signal processing that distinguishes between the distorted waveform caused by the glitch and the reflected signal from the target object, resulting in a drawback that misidentification is likely to occur when detecting the target object.
本発明は係る点に鑑みてなされたものであって、マルチ
プライングD/A変換器のゲイン切換で生起するグリッ
チに係る影響が有効に阻止され、出力信号が時間軸の制
限をを受けることなく処理が行え、物標の反射に係る信
号の誤認が低減されて、安定した動作状態が得られるソ
ナー受信装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above points, and it is possible to effectively prevent the influence of glitches caused by gain switching of a multiplying D/A converter, and to subject the output signal to time axis limitations. It is an object of the present invention to provide a sonar receiving device that can perform processing without problems, reduce misidentification of signals related to reflection from a target object, and obtain a stable operating state.
[課題を解決するための手段]
前記の課題を解決するために、本発明のソナー受信装置
は、
送信後、物標で反射される超音波信号を受信して導出さ
れる高周波信号から、物標の探知に係る信号を導出する
ソナー受信装置において、高周波信号が供給され、所定
のレベルに生戒して導出するマルチプライングD/A変
換器と、前記高周波信号の中心周波数で前記マルチプラ
イングD/A変換器の出力信号をサンプリングするサン
プルホールド回路と、
前記マルチプライングD/A変換器のゲインに係るデジ
タル設定値を変化せしめるための制御信号を送出し、メ
モリテーブルを備えたメモリと、
前記メモリテーブルの切換タイミングを前記サンプリン
グの直後にせしめるアドレス信号を送出するアドレス発
生回路と、
を備えて構威される。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above-mentioned problems, the sonar receiving device of the present invention has the following features: A sonar receiving device that derives a signal related to target detection includes a multiplier D/A converter that is supplied with a high frequency signal and derives the signal at a predetermined level; a sample hold circuit that samples the output signal of the multiplying D/A converter; and a memory that sends out a control signal for changing a digital setting value related to the gain of the multiplying D/A converter and includes a memory table. and an address generation circuit that sends out an address signal that causes the switching timing of the memory table to be immediately after the sampling.
[作用]
上記のように構或される本発明のソナー受信装置におい
ては、高周波信号がマルチプライングD/A変換器で所
定のレベルに生成して導出されるべく、ゲインに係るデ
ジタル設定値を変化せしめるための制御信号が供給され
、さらに高周波信号の中心周波数で前記マルチプライン
グD/A変換器の出ガ信号のサンプリングが行われる。[Operation] In the sonar receiving device of the present invention configured as described above, the digital setting value related to the gain is set so that the high frequency signal is generated and derived at a predetermined level by the multiplying D/A converter. A control signal for changing the signal is supplied, and the output signal of the multiplication D/A converter is sampled at the center frequency of the high frequency signal.
この場合、前記メモリテーブルの切換タイミングを前記
サンプリングの直後に行うためのアドレス信号に基づい
て、前記制御信号がマルチプライングD/A変換器に供
給される。In this case, the control signal is supplied to the multiplication D/A converter based on an address signal for timing the memory table switching immediately after the sampling.
これによりゲイン設定に基づいて生起するグリッチが出
力信号に導出されない。This prevents glitches that occur based on the gain settings from being introduced into the output signal.
[実施例コ
次に、本発明に係るソナー受信装置の一実施例を、添付
の図面を参照しながら以下詳細に説明する。[Embodiment] Next, an embodiment of the sonar receiving device according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
第1図は実施例の全体構戊を示し、第2図(a)乃至(
イ)は信号処理波形を示す。Figure 1 shows the overall structure of the embodiment, and Figures 2 (a) to (
b) shows the signal processing waveform.
第1図中、エコー信号が受渡器等で受信されて導出され
た高周波信号S1。が供給され、帯域制限を行うBPF
20を有し、さらに供給されたアナログ信号とデジタル
設定値の積を導出するマルチプライングD/A変換器2
2と、マルチプライングD/A変換器22から導出され
る信号を所定のレベルに制御せしめる、TVGカーブの
デジタル値を格納したROM (メモリテーブル〉24
と、増幅回路26とを有している。さらに、前記増幅回
路26から導出される人力信号SISが供給されるサン
プルホールド回路32と、人力信号SISと同一の中心
周波数f.のクロック信号Sl6を送出するクロック信
号発生器34、LPF38、分周器40、デジタルカウ
ンタで構威されるアドレス信号発生回路42とを有して
いる。In FIG. 1, a high frequency signal S1 is derived from an echo signal received by a delivery device or the like. is supplied and BPF performs band limitation.
20, and further derives the product of the supplied analog signal and the digital setting value.
2, and a ROM (memory table) 24 that stores digital values of the TVG curve that controls the signal derived from the multiplying D/A converter 22 to a predetermined level.
and an amplifier circuit 26. Further, a sample hold circuit 32 to which the human input signal SIS derived from the amplifier circuit 26 is supplied, and a sample hold circuit 32 having the same center frequency f as the human input signal SIS. It has a clock signal generator 34 for sending out a clock signal Sl6, an LPF 38, a frequency divider 40, and an address signal generation circuit 42 composed of a digital counter.
次に、上記のように構或される実施例の動作を説明する
。Next, the operation of the embodiment configured as described above will be explained.
高周波信号SIOはBPF20で帯域制限が行われた後
、マルチプライングD/A変換器22へ人力される。当
該マルチプライングD/A変換器22では、供給された
アナログ信号とデジタル設?位の積の値が創出される。The high frequency signal SIO is band-limited by the BPF 20 and then inputted to the multiplication D/A converter 22 . The multiplying D/A converter 22 converts the supplied analog signal and digital signal. A value of the product of places is created.
ここで積の値はROM24に格納されたTVGカーブ(
データテーブル〉のデータ信号Sl■が供給され、当該
データに基づいて、供給された信号のレベルが制御され
て創出される。続いて、増幅回路26で所定のレベルに
増幅された後、サンプルホールド回路32に入力信号5
15として入力される。Here, the product value is the TVG curve (
A data signal Sl■ of a data table> is supplied, and the level of the supplied signal is controlled and created based on the data. Subsequently, after being amplified to a predetermined level by the amplifier circuit 26, the input signal 5 is sent to the sample hold circuit 32.
15.
サンプルホールド回路32では、クロック信号発生器3
4で生戒されるクロック信号srsの中心周波数foを
もとに、入力信号315をサンプリングしたホールド信
号Satを送出する。続いて、LPF38でホールド信
号Sl’lに重畳される高次戊分並びに情報帯域外の不
要な雑音戊分等を除去せしめ、出力信号32Sとして創
出される。In the sample hold circuit 32, the clock signal generator 3
A hold signal Sat obtained by sampling the input signal 315 is sent out based on the center frequency fo of the clock signal srs determined at step 4. Subsequently, the LPF 38 removes high-order components superimposed on the hold signal Sl'l, unnecessary noise components outside the information band, etc., and creates an output signal 32S.
一方、分周器40において、クロック信号発生器34か
ら供給される中心周波数f。のクロック信号Sll+を
分周し、アドレス信号発生回路42の周期Tの基本クロ
ックとなるクロック信号32gを生成する。On the other hand, in the frequency divider 40, the center frequency f supplied from the clock signal generator 34. The clock signal Sll+ is frequency-divided to generate a clock signal 32g which becomes a basic clock with a period T of the address signal generation circuit 42.
アドレス信号発生回路42はデジタルカウンタで構或さ
れており、TVGカーブのデジタル値を格納したR O
M24のアドレスを指定して制御せしめる。そして、
R O M24からは周期T毎に、データ信号Sl2
(’rvc,データ)がマルチプライングD/A変換器
22に供給されて、出力信号のレベルが所定の値に形或
されるように制御が行われる。The address signal generation circuit 42 is composed of a digital counter, and the R O which stores the digital value of the TVG curve.
Specify the address of M24 to control it. and,
From R O M24, data signal Sl2 is sent every cycle T.
('rvc, data) is supplied to the multiplication D/A converter 22, and control is performed so that the level of the output signal is shaped to a predetermined value.
斯かる信号処理波形を第2図(a)乃至(d)に示す。Such signal processing waveforms are shown in FIGS. 2(a) to 2(d).
(a)図はクロック信号発生器34から送出される基準
クロックとなるクロック信号S+sを示す。The figure (a) shows a clock signal S+s which is sent out from the clock signal generator 34 and serves as a reference clock.
(ロ)図はサンプルホールド回路32に供給される入力
信号SISである。(C)図はサンプルホールド回路3
2から導出されるホールド信号Sttを示す。(b) The figure shows the input signal SIS supplied to the sample hold circuit 32. (C) The diagram shows sample hold circuit 3
2 shows a hold signal Stt derived from 2.
(イ)図はLPF38から送出される出力信号Sasを
示したものである。(a) The figure shows the output signal Sas sent out from the LPF 38.
サンプルホールド回路32の入力信号S+s(b図)は
、中心周波数f。に対してわずかに周波数がずれた波形
を示したものであり、当該人力信号Slsはクロック信
号S’s (a図)の立ち上がりでサンプルホールドが
行われ、その結果、階段状のホールド信号Sl7(C図
〉の波形となる。また、このとき、ゲイン切換のタイミ
ングはサンプルホールドが終了した直後、且つ周期Tで
ゲインを切り換えるように設定されている。The input signal S+s (Figure b) of the sample and hold circuit 32 has a center frequency f. The human input signal Sls is sampled and held at the rising edge of the clock signal S's (Figure a), and as a result, a stepped hold signal Sl7 ( The waveform is as shown in Figure C. At this time, the timing of gain switching is set so that the gain is switched immediately after the sample and hold ends and at a period T.
ゲイン切換が行われると、ら)図に示されるようにグリ
ッチを生起するが、そのグリッチの発生時間t,はマル
チプライングD/A変換器22のセトリング時間で代表
され、例えば、1μsec以内である。それに対して、
クロック信号Sl6の周期texは,例えば、高周波信
号S,。の中心周波数foが100 K Hzの場合で
は10μsecとなり、グリッチ発生時間t,に比べて
十分に大きい値となる。このため、サンプルホールドが
行われた結果、グリッチの影響が現れないことになる。When gain switching is performed, a glitch occurs as shown in Fig. 3), but the glitch occurrence time t is represented by the settling time of the multiplying D/A converter 22, and for example, within 1 μsec. be. On the other hand,
The period tex of the clock signal Sl6 is, for example, a high frequency signal S. When the center frequency fo is 100 KHz, it is 10 μsec, which is a sufficiently large value compared to the glitch occurrence time t. Therefore, as a result of the sample hold, the influence of glitches does not appear.
このようにして、(ω図に示されるように、サンプルホ
ールドされたホールド信号SI7は階段状の波形となる
。ここでホールド信号Sl7はLPF38でフィルタリ
ングが行われ、出力信号S2Sが最終出力信号して導出
される。ホールド信号SIT (C図〉は人力信号SI
S Cb図〉とクロック信号Sl8 (a図〉との周波
数差分の信号に変換される。斯かる周波数変換の信号処
理は超高周波連続信号の観測に多用される、所謂、「サ
ンプリングスコープ」と同一である。一方、「入力信号
の帯域幅の2倍以上でサンプリングを行えば、もとの波
形は完全に決定出来る」とされる、所謂、サンプリング
定理から、入力の搬送波を含めた高周波信号SIOの再
現は出来ないが、高周波信号SIOの帯域幅内の信号に
対しては、帯域幅の2倍以上でサンプリングを行えば良
い。当該実施例においては、中心周波数と帯域幅の比率
は数十倍であり、サンプリング条件については十分に満
足する。In this way, as shown in the (ω diagram), the sampled and held hold signal SI7 has a stepped waveform.Here, the hold signal SI7 is filtered by the LPF 38, and the output signal S2S is the final output signal. The hold signal SIT (Figure C) is derived from the human input signal SI.
It is converted into a signal of the frequency difference between the clock signal Sl8 (Figure S Cb) and the clock signal Sl8 (Figure a).Signal processing for such frequency conversion is the same as a so-called "sampling scope", which is often used to observe ultra-high frequency continuous signals. On the other hand, from the so-called sampling theorem, which states that ``if sampling is performed at twice the bandwidth of the input signal or more, the original waveform can be completely determined,'' the high-frequency signal SIO including the input carrier wave is cannot be reproduced, but for signals within the bandwidth of the high-frequency signal SIO, it is sufficient to perform sampling at twice the bandwidth or more.In this embodiment, the ratio of the center frequency to the bandwidth is several dozen. The sampling conditions are fully satisfied.
[発明の効果]
以上のように、本発明のソナー受信装置によれば、送信
後、物標で反射される超音波信号を受信して導出される
高周波信号から、物標の探知に係る信号を導出するソナ
ー受信装置において、
高周波信号が供給され、所定のレベルに生成して導出す
るマルチプライングD/A変換器と、さらに、前記高周
波信号の中心周波数で前記マルチプライングD/A変換
器の出力信号をサンプリングするサンプルホールド回路
と、また前記マルチプライングD/A変換器のゲインに
係るデジタル設定値を変化せしめるための制御信号を送
出し、メモリテーブルを備えたメモリと、および前記メ
モリテーブルの切換タイミングを前記サンプリングの直
後にせしめるアドレス信号を送出するアドレス発生回路
とを備えて構或され、
これにより、マルチプライングD/A変換器のゲイン切
換で生起するグリッチに係る影響をか有効に阻止され、
出力信号が時間軸の制限をを受けることなく信号処理が
可能となり、物標の反射に係る信号の誤認が低減されて
安定した動作状態が得られる効果を奏する。[Effects of the Invention] As described above, according to the sonar receiving device of the present invention, a signal related to detection of a target object is obtained from a high frequency signal derived by receiving an ultrasonic signal reflected by a target object after transmission. A sonar receiving device that derives a high frequency signal includes a multiplying D/A converter that is supplied with a high frequency signal, generates it at a predetermined level and derives the high frequency signal, and further comprises a multiplying D/A converter at a center frequency of the high frequency signal. a sample hold circuit for sampling an output signal of the multiplier, a memory for sending out a control signal for changing a digital setting value related to the gain of the multiplying D/A converter, and having a memory table; and an address generation circuit that sends out an address signal that causes the memory table switching timing to be immediately after the sampling, thereby reducing the influence of glitches that occur when switching the gain of the multiplying D/A converter. or effectively prevented;
Signal processing can be performed without the output signal being limited by the time axis, and erroneous recognition of signals related to reflection from a target object is reduced, resulting in the effect that a stable operating state can be obtained.
第l図は本発明に係るソナー受信装置の全体構戒を示す
ブロック図、
第2図(a)乃至(d)は第l図に示される実施例の動
作説明に供される信号処理波形図、
第3図は従来の技術のソナー受信装置の全体構或を示す
ブロック図、
第4図(a)、ら)は第3図に示されるソナー受信装置
の動作説明に供される波形図である。
20・・・BPF
22・・・マルチプライングD/A変換器24・・・R
OM 26・・・増幅器32・・・サ
ンプルホールド回路
34・・・クロック信号発生器 38・・・LPF4
0・・・分周器
42・・・アドレス信号発生回路FIG. 1 is a block diagram showing the overall structure of the sonar receiving device according to the present invention, and FIGS. 2(a) to 2(d) are signal processing waveform diagrams used to explain the operation of the embodiment shown in FIG. , FIG. 3 is a block diagram showing the overall structure of a conventional sonar receiving device, and FIG. be. 20...BPF 22...Multiple D/A converter 24...R
OM 26...Amplifier 32...Sample hold circuit 34...Clock signal generator 38...LPF4
0... Frequency divider 42... Address signal generation circuit
Claims (2)
導出される高周波信号から、物標の探知に係る信号を導
出するソナー受信装置において、高周波信号が供給され
、所定のレベルに生成して導出するマルチプライングD
/A変換器と、前記高周波信号の中心周波数で前記マル
チプライングD/A変換器の出力信号をサンプリングす
るサンプルホールド回路と、 前記マルチプライングD/A変換器のゲインに係るデジ
タル設定値を変化せしめるための制御信号を送出し、メ
モリテーブルを備えたメモリと、 前記メモリテーブルの切換タイミングを前記サンプリン
グの直後にせしめるアドレス信号を送出するアドレス発
生回路と、 を備えることを特徴とするソナー受信装置。(1) After transmission, the high-frequency signal is supplied to a sonar receiving device that derives a signal related to target object detection from the high-frequency signal derived by receiving the ultrasonic signal reflected by the target object, and the high-frequency signal is Multiplying D generated and derived from
/A converter, a sample hold circuit that samples the output signal of the multiplying D/A converter at the center frequency of the high-frequency signal, and a digital setting value related to the gain of the multiplying D/A converter. A sonar receiver comprising: a memory that sends out a control signal for changing the memory table and includes a memory table; and an address generation circuit that sends out an address signal that causes the switching timing of the memory table to be immediately after the sampling. Device.
イングD/A変換器に送出するBPFと、 マルチプライングD/A変換器から送出される信号を増
幅してサンプルホールド回路に送出すべく配設される増
幅器と、 サンプルホールドされた信号から所定帯域の周波数成分
を除去するLPFと、 を備えることを特徴とするソナー受信装置。(2) The sonar receiving device according to claim 1, further comprising: a BPF to which a high-frequency signal is supplied and sends a signal in a predetermined band to a multiplying D/A converter; What is claimed is: 1. A sonar receiving device comprising: an amplifier disposed to amplify a sampled signal and send it to a sample-and-hold circuit; and an LPF that removes frequency components in a predetermined band from the sample-and-held signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15930089A JPH0693024B2 (en) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | Sonar receiver |
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JP15930089A JPH0693024B2 (en) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | Sonar receiver |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH0693024B2 JPH0693024B2 (en) | 1994-11-16 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP15930089A Expired - Fee Related JPH0693024B2 (en) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | Sonar receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JPH0693024B2 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020009759A (en) * | 2000-07-26 | 2002-02-02 | 이승희 | A bicycle having driving unit |
KR100374855B1 (en) * | 2000-06-27 | 2003-03-04 | (주)뉴런테크 | An automatic transmission of electric bycicle |
-
1989
- 1989-06-20 JP JP15930089A patent/JPH0693024B2/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100374855B1 (en) * | 2000-06-27 | 2003-03-04 | (주)뉴런테크 | An automatic transmission of electric bycicle |
KR20020009759A (en) * | 2000-07-26 | 2002-02-02 | 이승희 | A bicycle having driving unit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0693024B2 (en) | 1994-11-16 |
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