JPH03226268A

JPH03226268A - スイツチングレギユレータ

Info

Publication number: JPH03226268A
Application number: JP1906690A
Authority: JP
Inventors: Toshihiro Yanagihara; 柳原　利裕; Taizo Okada; 泰三岡田; Teruo Kobayashi; 照雄小林
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Naka Electronics Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi High Tech Control Systems Corp
Priority date: 1990-01-31
Filing date: 1990-01-31
Publication date: 1991-10-07

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、工業電子機器の電源回路の係わり、特に、入
力電圧が交流及び直流の両方に対応可能なスイッチング
レギュレータに関する。

〔従来の技術〕

プロセス計測制御機器（以下、計器と称す）の電源とし
ては、直流電源（一般にＤＣ２４Ｖが用いられるので以
後ＤＣ２４Ｖ電源と称す。）又は交流電源（一般１ｃＡ
ｃ１００Ｖ、５０／６０Ｈｚが用いられるので以後ＡＣ
１００Ｖ電源と称す、、）のいずれかが用いられる。旧
来の計器は、前記２種類の電源入力に対応する為、別々
のハードウェア構成とし、電源の仕様に合わせて使い分
けをする必要があり、生産効率が悪い等の問題があった
。

又ＤＣ２４Ｖ電源仕様の計器には、誤ってＡＣ１００Ｖ
電源を印加した場合の計器の焼損を防ぐため、過電圧入
力保護回路を備える必要があり、構成部品が増え計器が
小形化できない、また原価高になる等の問題があった。

以上挙げたような旧来の計器における問題点を解決する
為、ＤＣ２４Ｖ電源と、ＡＣ１００Ｖ電源の２種類の電
源に対して１つのハードウェアで対応できるＡＣ／ＤＣ
ＷＩ用電源が望まれてきた。

一般に計器の電源回路には、スイッチングレギュレータ
方式が用いられている。上記スイッチングレギュレータ
の方式は大きく分けて、プッシュプル方式に代表される
トランジスタを２個用いた２石式と、フライバック方式
、フォワード方式に代表されるトランジスタを１個用い
る１石式がある。

上記２石式のスイッチング方式は、スイッチング効率は
良いが、構成部品が多くなるといった欠点がある。一方
、１石式のスイッチング方式は、スイッチング効率は悪
くなるが、構成部品が少なくてすむ、といった利点があ
る。

一般に計器電源に必要とされるパワーは、数Ｗと小さく
スイッチングロスが問題とならない為、部品数の少ない
１石式のスイッチングレギュレータが多く採用されてい
る。

前述のように、１石式スイッチングレギュレータには、
フライバック方式、フォワード方式の２種類がある。

以下、フライバック方式について第６図を用いて説明す
る。第６図において、Ｖ　ｔ　ｎは入力電圧、Ｔはトラ
ンス、Ｅｌは前記トランス１次側に印加される電圧、Ｅ
２は前記トランス２次側に伝達される電圧、Ｖ　ｏ　ｕ
　ｔは出力電圧、Ｔ　ｒ　１はスイッチングトランジス
タ、Ｄは整流ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサである
。

フライバンク方式のトランスＴは、１次側と２次側で逆
極性に接続されており、スイッチングトランジスタＴｒ
ｉがＯＮの時にトランスに蓄えたエネルギーを前記トラ
ンジスタＴ　ｒ　１がＯＦＦの時に２次側へ電力を伝達
し、ダイオードＤで整流、コンデンサＣで平滑し、出力
電圧Ｖ　ｏ　ｕ　ｔ　を出力する。

前記トランスＴの１次巻線には、前記スイッチングトラ
ンジスタＴｒ１がＯＮの時（ＴＯＮ）　、　　トランス
１次側印加電圧Ｅ１が印加される。次に前記スイッチン
グトランジスタＴｒ１がＯＦＦになった時（ＴＯＦＦ）
　、トランスＴの２次巻線は負荷に電圧Ｅｚを供給する
。また、これより前記トランス１次巻線にも巻数に比例
した逆電圧ＥＦが発生する。

Ｅｚ＝（ｎ工／ｎｚ）　・Ｅｘ　　　　　　　　　−（
１）一方、トランスＴは磁束の変化量が等しくならなけ
ればならないのであるから、（２）式が成立する。

Ｅｌ　・ＴＯＮ：　Ｅｘ　−ＴＯＦＦ　　　　　　　　
　　　−（２）（１）、　（２）式より、トランスの入
出力Ｅｘ、Ｅｘの関係は、（３）式のようになる。

Ｅｘ＝Ｃｎｚ／ｎｚ）　・（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ）　・Ｅ
ｘ　−（３）ここに、Ｅｔはトランス１次側印加電圧、
Ｅ２はトランス２次側供給電圧、ｎｌはトランス１次側
巻線数、ｎ２はトランス２次側巻線数、ＴＯＮはスイッ
チングトランジスタのＯＮ時間、Ｔ　ＯＦＦはスイッチ
ングトランジスタのＯＦＦ時間である。

また一般に、Ｔ　ＯＮ　／　Ｔ　ＯＦＦをデユーティ−
比という。（３）式において、トランス１次側印加電圧
Ｅ１を変化させた時に、一定のトランス２次側供給電圧
Ｅ２を得るためには、デユーティ−比（ＴＯＮ／　ＴＯ
ＦＦ　）を変化させるか、トランスの巻線比（ｎｚ／ｎ
ｘ）を変化させればよいことがわかる。

一般にデユーティ−比を変化させて制御する場合、その
制御幅は（３）式よりＴ　ｏＮ／　Ｔ　ＯＦＦであるこ
とから、理論的には無限大となる。しかし、デユーティ
−比を大きくするに従って、スイッチングトランジスタ
のＯＦＦ時間時間ＯＦＦは小さくなり、トランスＴに蓄
えられたエネルギーを負荷に供給する為に必要な時間Ｔ
ｓと前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ時間ＴＯＦ
Ｆの関係がＴ　ｓ　＞　Ｔ　ＯＦＦとなると、トランス
Ｔに蓄えられたエネルギーが全てトランス２次側の負荷
に供給されないうちにスイッチングトランジスタＴｒｉ
が再びＯＮとなり、トランスＴは再び励磁されることに
なる。前記の状態が続くと、トランスの磁束変化の最大
値が増加していき、遂には鉄心の最大磁束密度を越え、
トランスは磁気飽和をおこしてしまうことになる。

また逆にデユーティ−比を小さくしていくと、前記スイ
ッチングトランジスタのＯＦＦ時間時間ＯＦＦは長くな
り、負荷への電流放出時間が長くなることから、出力電
圧のリップルが増大することになる。

ツマリ、ＤＣ２４Ｖ電源とＡｃ１００Ｖ電源に対して、
デユーティ−比のみで制御することは可能であるが、パ
ワーが大きくなるに従って構成部品への負担は大きくな
り、前記デユーティ−比による制御範囲は狭められ、デ
ユーティ−比による制御だけでは限界があり、対応でき
なくなってしまう。

そこで、前記デユーティ−比による制御に加えて、トラ
ンスの巻線比（ｎ２／ｎｔ）を変える方法を用いること
により、前記デユーティ−比による制御幅を小さく抑え
、さらに入力電圧の制御範囲を広げることが容易となる
。

つまり、入力電圧の変動範囲をｘ（Ｖ）とすれば、１つ
のトランス１次巻線でデユーティ−比によりｘ（Ｖ）を
制御する方式に対して、ｎ個のトランス１次巻線を切換
える方式を用いることにより、前記ｎ個の１次巻線の各
々のデユーティ−比による制御範囲はｘ／ｎ（Ｖ）でよ
く、デユーティ−比による制御範囲を小さく抑えること
ができ、前述の構成部品への負担が重くなる領域（Ｔａ
ｓまたはＴ　ＯＦＦが極端に大きくなる領域）を避ける
ことが容易となる。

また、１つのトランス１次巻線でのデユーティ−比によ
る制御範囲をｙ（Ｖ）とすれば、ｎ個のトランス１次巻
線を切換える方式を用いることによりその制御範囲は、
ｎＸｙ（Ｖ）となり、広範囲の入力電圧の制御も容易に
可能となる。

以上のように、デユーティ−比による制御に加えて、ト
ランスの巻線比を変化させる方式を用いることにより、
構成部品への負担を重くすることなく、広い入力電圧の
制御範囲をもったスイッチングレギュレータが構成でき
る。

一般的に計器は、耐ノイズ性、システム電源系の分離等
の目的で入力信号と出力信号を絶縁して用いることが多
く、この為トランス２次巻線より供給される各内部電源
を、入力回路を用いる内部電源と、出力回路に用いる内
部電源とで絶縁する必要があり、前記トランスに複数の
２次巻線を設け、各内部電源を供給している。この為、
電源トランス２次側が多点出力となる場合が多く、前記
トランスの巻線比を変えるためにトランス２次側の巻線
比を変化させる方法は、回路が複雑かつ大きくなるので
得策ではない。従って、前記トランスの巻線比を変える
ためには、電源トランスの１次巻線数を変える方法が用
いられる。

次に、もう一方のフォワード方式を第７図を用いて説明
する。第７図において、Ｖｓｎは入力電圧。

Ｔはトランス、Ｅｌは前記トランス１次側に印加される
電圧、Ｅｚは前記トランス２次側に伝達される電圧、Ｖ
　ｏ　ｕ　ｔは出力電圧、Ｔｒｌはスイッチングトラン
ジスタ、Ｄ、Ｄｂは整流ダイオード、Ｌは平滑用チョー
クコイル、Ｃは平滑用コンデンサである。

フォワード方式において、トランスＴは１次側と２次側
で同極性に接続されており、スイッチングトランジスタ
Ｔｒ１がＯＮの時に、トランス２次側へ電力を伝達する
方式である。この時のトランスの入出力の関係式を（４
）式に表わす。

Ｖｏｕｔ＝（ｎｚ／ｎｚ）’　（ＴＯＮ／Ｔ）　・Ｖｔ
ｎ　−（４）ここに、ＴＯＮはスイッチングトランジス
タＴｒｌの０８時間、Ｔはスイッチング周期、ｎｌは電
源トランスＴの１次巻線数、ｎ２は前記トランスの２次
巻線数である。

（４）式において入力電圧Ｖ　１　ｒｌを変化させた時
に一定の電圧を得るためには、フライバック方式と同様
にデユーティ−比を変える方法と、トランスの巻線比（
ｎｚ／ｎｚ）を変える方法がある。

デユーティ−比による制御は、フライバック方式が（３
）式に示す如く、Ｔ　ｏｓ　／　Ｔ　ＯＦＦで制御する
のに対し、フォワード方式では（４）式に示すようにＴ
ＯＮ／Ｔである。　Ｔ　＝　ＴＯＮ＋　ＴＯＦＦである
ことから、フォワード方式は、フライバック方式よりも
デユーティ−比による制御幅は狭くなることがわかる。

つまり、上記フォワード方式においては、フライバック
方式よりもさらに大パワー、及び広い制御範囲を望むこ
とは難かしく、デユーティ−比ニよる制御だけでは、Ａ
Ｃ１００Ｖ電源とＤＣ２４Ｖ電源に対応することは困難
である。しかし、フライバック方式と同様に、デユーテ
ィ−比による制御に加えて、電源トランスの１次巻線を
切換える方式を用いればＡＣ１００Ｖ電源とＤＣ２４Ｖ
電源への対応が可能となる。

以上のように、フライバック方式、フォワード方式のど
ちらを用いても、前記電源トランスの１次側に巻数の異
なる複数の１次巻線を設け、入力電圧に応じて、前記複
数の１次巻線を切換える方法を用いれば、前記デユーテ
ィ−比による制御範囲をさらに広げることが可能となる
。

さて、上記トランス１次巻線を切換える方法として、電
源トランスの１次巻線を２個設け、入力電圧に応じてス
イッチング動作を行うトランス１次巻線を、前記２個の
トランス１次巻線より選択することにより、電源トラン
ス２次巻線の出力を一定に保つ第３図に示す回路が容易
に考えられる。

第３図において、１は整流平滑回路、４はスイッチング
パルス発生回路、Ｔ１はトランス、ｒｌＬｌはＡＣ１０
０Ｖ電源用１次巻線、ｎｉｚはＤＣ２４Ｖ電源用１次巻
線、Ｊ五はＡＣ１００ＶＩＩＭ選択スイッチ５．Ｌｚは
ＤＣ２４ｖ電源選択スイッチである。

まず、供給電源がＡＣｌｏｏＶの場合の動作を説明する
。この時、ＡＣ１００Ｖ電源選択スイッチＪｓは短絡し
、ＤＣ２４Ｖ電源スイッチＪｘは開放する。入力端子Ａ
、Ｂに供給されたＡ　Ｃ１００Ｖは、整流平滑回路で回
路インピーダンスを無視すれば約ＤＣ１４０Ｖに変換さ
れ、スイッチング動作を行い、トランス２次巻線ｎ２．
出力整流平滑回路５を介して出力電圧Ｖｏが出力される
。

次に、供給電源がＤＣ２４Ｖの場合の動作を説明する。

この時、ＡＣ１００Ｖ電源選択スイッチＪ１は開放し、
ＤＣ２４Ｖ電源選択スイッチＪｚは短絡する。入力端子
Ａ、Ｂに供給されたＤＣ２４Ｖは、整流平滑回路１を介
してＤＣ２４Ｖ用１次巻線ｎｚに印加され、スイッチン
グ動作を行いトランス２次巻線ｎｚ、出力整流平滑回路
５を介して出力電圧Ｖｏが出力される。ここにＡＣ１０
０ｖ電源供給時の出力電圧ＶＯＡＣと、ＤＣ２４Ｖ電源
供給時の出力電圧Ｖ　ＯＤＣ！を等しくするためには、
ＡＣ１００Ｖ用１次巻線ｎｉ１とＤＣ２４ｖ１次巻線ｎ
ｉ２どの比を（５）式のようにすればよい。

ｎ　１１／　ｎ　１ｘ＝　Ｖｉｚ／　Ｖｘｚ　　　　　
　　　・・・（５）ここに、ｖｌｌはＡＣ１００Ｖ用１
次巻線に印加される電圧ＤＣ１４０Ｖである。またＶｔ
ｚはＤＣ２４Ｖ用１次巻線に印加される電圧で、整流平
滑回路１の電圧降下を０とすれば、ＤＣ２４Ｖであるの
で（５）式は、ｎｘｘ／ｎｔｚ＝５．８　　となる。

従って、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線ｎｉｌとＤＣ２４
Ｖ電源用１次巻線ｎ１４の巻線比ｎ　１１／ｎＸ２を５
．８　とし、ＡＣ１００Ｖ電源の時は切換スイッチＪ１
を短絡し、ＤＣ２４Ｖ電源の時は切換スイッチＪ２を短
絡することにより、ＡＣ１００Ｖ電源とＤＣ２４Ｖ電源
に対応が可能となる。そして第３図におけるＡＣ１００
Ｖ電源選択スイッチＪｌ、及びＤＣ２４Ｖ電源選択スイ
ッチＪ２の切換えを、入力電圧に応じて自動的に切換え
るこトチ、ＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用のスイッチン
グ電源を実現することができる。

ココで従来のＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用のスイッチ
ング電源のブロック構成を第４図に示す。

第４図において、第３図と同一部は同一符号で示す。ま
た、第４図に示す従来のＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用
のスイッチング電源のブロック構成における一実施例を
第２図を用いて説明する。

第２図において、第４図と同一部は同一符号で示す。

第２図においては、入力電圧検出回路２を抵抗Ｒ５とＲ
６で構成し、Ｒ５とＲ６の直列回路を整流平滑回路１の
正側出力Ｐｉと負側出力Ｎ１との間に接続し、前記抵抗
Ｒ５とＲ６の交点の電圧Ｖｐを入力電圧検出回路２の出
力Ｖｐとして、比較切換回路３に入力している。整流平
滑回路１の正側出力Ｐ１から電源トランスＴｚのＡＣ１
００Ｖ電源用１次巻線ｎｉｌに至る回路間に、トランジ
スタＱ５とダイオードＤ１が図示極性で挿入されている
。また、整流平滑回路１の正側出力Ｐ１から電源トラン
スＴ１のＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線ｎ１２に至る回路間
にトランジスタＱ６とダイオードＤ２が図示極性で挿入
されている。比較器ＯＰＩの正側入力端には入力電圧検
出回路２の出力Ｖｐが接続され、負側入力端には比較基
準電圧Ｖｇが接続されている。また、比較器ＯＰ２の正
側出力端には、比較基準電圧Ｖｓ、負側入力端には比較
器ＯＰＩの出力がそれぞれ接続されている。比較器ＯＰ
Ｉの出力は、抵抗Ｒ７，トランジスタＱ３のベース電極
、エミッタ電極を介して整流平滑回路１の負側出力Ｎｌ
に接続されている。また、比較器ＯＰ２の出力は、抵抗
Ｒ８，トランジスタＱ４のベース電極、エミッタ電極を
介して整流平滑回路１の負側出力Ｎ１に接続されている
。トランジスタＱ５のベース電極は、抵抗Ｒ９を介して
トランジスタＱ３のコレクタ電極に、トランジスタＱ６
のベース電極は、抵抗ＲＩＯを介してトランジスタＱ４
のコレクタ電極にそれぞれ接続されている。

以上のように構成された、第２図の従来のＡＣ１００Ｖ
／ＤＣ２４Ｖ両用電源の一実施例の動作を以下説明する
。

まず、供給電源がＡＣｌｏｏＶの場合の動作を説明する
。

入力端子Ａ及びＢに印加された供給電圧ＡＣ１００ｖは
、整流平滑回路１で約ＤＣ１４０Ｖ１ｍ変換される。従
って入力電圧検出回路２の出力Ｖｐは（６）式となる。

Ｖｐ＝（Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６））Ｘ１４０（Ｖ）”４６
）上式において、抵抗Ｒ５＝１００にΩ、抵抗Ｒ６＝１
０にΩとすれば、Ｖｐ＝１２．７　（Ｖ）となる、また
、比較基準電圧Ｖｓ＝５（Ｖ）とすると。

比較器ＯＰＩの出力は“Ｈ”となり、抵抗Ｒ７を介して
トランジスタＱ３のベース電極に電流１１が流れ、トラ
ンジスタＱ３を導通させる。このため、トランジスタＱ
５から抵抗Ｒ９へ向かってベース電流が流れ、トランジ
スタＱ５は導通状態となる。この結果、整流平滑回路１
の正側出力端が、電源トランスＴ１のＡＣ１００Ｖ電源
用１次巻線ｎ１１に接続される。

一方、比較器ＯＰ２の出力は“Ｌ”となり、トランジス
タＱ４は遮断状態となる。この為、トランジスタＱ６も
遮断状態となり、電源トランスのＤＣ２４Ｖ用１次巻線
ｎＬＺは切り離される。

以上のように、供給電源がＡＣｌｏｏＶの場合は、ＡＣ
１００Ｖ電源用１次巻線が自動的に選択されて、スイッ
チング動作を行い所望の出力電圧Ｖｏ　を取り出すこと
ができる。ここにダイオードＤ２は、電源トランスの逆
起電力により、トランジスタＱ６が電圧破壊することを
防止するための高耐圧ダイオードである。

次に、供給電源がＤＣ２４Ｖの場合の動作を説明する。

入力端子Ａ及びＢに印加された供給電圧ＤＣ２４Ｖは、
整流平滑回路１を介して入力電圧検出回路２に印加され
るにこに、整流平滑回路１における電圧降下をＯとすれ
ば、入力電圧検出回路２の出力電圧Ｖｐは（７）式とな
る。

Ｖｐ”（Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６））Ｘ２４（Ｖ）−（７）
上式において、前述のＡＣｌｏｏＶが供給された時と同
様に、抵抗Ｒ５＝１００にΩ、低抵抗６＝１０にΩとす
れば、Ｖｐ＝２．２　（Ｖ）となる。

また、比較基準電圧ＶＳは、前述の如＜Ｖｓ＝５（Ｖ）
であるので、比較器ＯＰＩの出力は“Ｌ”となり、トラ
ンジスタＱ３は遮断状態となる。これよりトランジスタ
Ｑ５も遮断状態となることから、電源トランスＴ１のＡ
Ｃ１００Ｖ電源用１次巻線ｎｌｌは切り離される。

一方、比較器ＯＰ２の出力はＨ”となり、抵抗Ｒ８を介
してトランジスタＱ４のベース電極に電流１８が流れ、
トランジスタＱ４を導通させる。

これより、トランジスタＱ６から抵抗ＲＩＯにベース電
流が流れ、トランジスタＱ６が導通状態となり、整流平
滑回路１の正側出力Ｐ１が電源トランスＴ１のＤＣ２４
Ｖ電源用１次巻線ｎ１２に接続される。

以上のように、供給電源がＤＣ２４Ｖの場合は、Ｄ　Ｃ
２４ｖａｗ用１次巻線ｎ１２が自動的に選択されてスイ
ッチング動作を行い、所望の出力電圧Ｖｏ　を取り出す
ことができる。ここに、ダイオードＤ１は、電源トラン
スの逆起電力により、トランジスタＱ５が電圧破壊する
ことを防止するための高耐圧ダイオードである。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記従来技術は、以下の問題があった。

１、供給電源がＡＣｌｏｏＶの時には、スイッチングト
ランジスタＱ１に高電圧が印加される。

また、供給電源がＤＣ２４ｖの時には、スイッチングト
ランジスタＱ１には大電流が流れる。

従って、スイッチングトランジスタＱ１には、高耐圧、
大電流のスイッチングトランジスタを用いる必要がある
。一般にスイッチングトランジスタは高耐圧のものはＯ
Ｎ電圧が高く、大形である。

逆に、大電流用のトランジスタは、耐圧の低いものが一
般的である。つまり、前記のような高耐圧、大電流のス
イッチングトランジスタは、大形化すると共に高価であ
るといった問題がある。

２、電源トランスの１次巻線切換に使用しているトラン
ジスタＱ３〜Ｑ６には、高電圧（ＤＣ１４０Ｖ）が印加
される為、デイレ−ティングを考慮し耐圧２００ｖ以上
の大形かつ高価なトランジスタを用いる必要があり、小
形化及び低価格化できない。

３、従来のスイッチング電源には、スイッチングトラン
ジスタのエミッタ電極（ＦＥＴはソース電極）に低抵抗
を接続し、回路電流により低抵抗に生ずる電圧を監視す
ることにより、電源トランス２次側の短絡等を検出する
電流検出回路が用いられる。第２図の従来例に上記電流
検出回路を用いた例を第８図に示す、ここに、電流検出
回路を６に示す。第８図は、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のエミッタ電極に低抵抗Ｒ１１を接続し、回路電流
１１により低抵抗Ｒ１に生ずる電圧をＯＦ２により増幅
して、電流検出電圧ｖＡＬとして監視している。しかし
第８図に示すように従来例の回路では、供給電源ＡＣ１
００Ｖの時と、ＤＣ２４Ｖの時の回路電流１１が大きく
変化するのに対して、電流検出回路が共通である為、前
述のような異常検出は困難である。

本発明の目的は、上記問題点を解決したＡＣ１００Ｖ／
ＤＣ２４Ｖ両用電源を簡単な構成で実現することである
。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線及びＤＣ２４
Ｖ電源用１次巻線のそれぞれにスイッチングトランジス
タを接続し、スイッチングパルス発生回路のパルス出力
を、比較切換回路によって選択切換し、スイッチングト
ランジスタを駆動することにより達成できる。

〔作用〕前述のように構成したブロック図を第５図に示す。第５
図において、第４図と同一部は同一符号で示す。第５図
におけるスイッチングトランジスタＱｌ、Ｑ２に印加さ
れる電圧ＶＣＥＩ、　Ｖｃａｚは、以下の通りである。

まず、ＡＣ１００Ｖ電源が入力として印加された場合、
スイッチング動作を行うスイッチングトランジスタＱ１
が、スイッチング動作のＯＦＦ期間に印加される電圧Ｖ
ｃＥｔは、入力電圧ＡＣ１００Ｖが整流平滑回路を介し
たＤＣ約１４０ｖに加えて、トランス２次巻線ｎｚに発
生した電圧Ｅ２により、逆にトランス１次側に巻数に比
例した電圧が誘起され、前記スイッチングトランジスタ
Ｑ１に印加される。よってＶＣＥＩは（８）式となる。

ＶｃＥｚ＝１４０＋（ｎｚｔ／ｎｚ）・Ｅｚ　　　−（
８）一方、スイッチング動作を行わないスイッチングト
ランジスタＱ２には、入力電圧ＡＣ１００Ｖが整流平滑
されたＤＣ約１４０（Ｖ）に加えて。

トランス２次巻線ｎ２より巻数に比例した電圧が誘起さ
れ、印加される。よってＶ　Ｃ２０は（９）式となる。

Ｖｃｅｚ＝　１４０　＋（ｎ　ｉｚ／　ｎｚ）　・Ｅｘ
　　　−（９）ここに、トランスの１次巻線ｎ１１．　
ｎＬ２の巻線数は、それぞれ動作を行う入力電圧の比に
等しいので、（１０）式が成り立つ。

ｎ１ｔ：　ｎｔｚ＝１４０　：　２４　　　　　　−（
１０）（ｌＯ）式よりｎ１ｚ）ｎｔｚが明らかであるの
で、（１１）式が成り立つ。

ＶｃＥｘ＞Ｖｃｅｘ　　　　　　　　　　　　　　−（
１１）また、ＤＣ２４Ｖ電源が入力された場合のＶｃＥ
ｓｔＶｃＥｚは、前述と同様にして求めると、ＶｃＥｔ
＝　２４　＋（ｎｚｔ／　ｎｚ）　・Ｅｚ　　　　−（
１２）ＶｃＥｚ＝　２４　＋（ｎ　１ｘ、／　ｎｘ）　
・Ｅｚ　　　　−（１３）となる、つまりこの場合も（
１１）式が成り立つことになる。

以上述べたように、ＡＣｌｏｏＶ、ＤＣ２４Ｖいずれの
電源で駆動した場合においても、ＡＣ１００Ｖ電源用１
次巻線ｎ１１に接続されるスイッチングトランジスタＱ
１には耐圧の高いものを、またＤＣ２４Ｖ電源用１次巻
線ｎｉＺに接続されるスイッチングトランジスタには、
耐圧の低いものを選択することができる。

また、前記スイッチングトランジスタを流れるコレクタ
電流は、トランス２次側の負荷は一定であることからＡ
Ｃ１００Ｖ電源の時の小電流に対して、ＤＣ２４Ｖ電源
駆動では大電流となる。

前述のように、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線及び、ＤＣ
２４Ｖ電源用１次巻線のそれぞれに別個のスイッチング
トランジスタを接続する方式とすることにより、ＡＣ１
００Ｖ電源用１次巻線に接続するスイッチングトランジ
スタには高耐圧、小電流用のスイッチングトランジスタ
を、またＤＣ２４ｖｗｗ用１次巻線に接続するスイッチ
ングトランジスタには、低耐圧、大電流のそれぞれ最適
なスイッチングトランジスタを用いることができる。

前述の第８図に示す電流検出回路は、複数のスイッチン
グトランジスタで構成する本方式を用いると第９図のよ
うに構成される。第９＠において、ＡＣ１００Ｖ電源駆
動時は、スイッチングトランジスタＱ１がスイッチング
を行い、回路電流ｉ五が流れ、電圧検出低抵抗Ｒ１１の
両端に電圧が発生する。この電圧はＯＦ２によって増幅
され、電流検出電圧ＶＡＬとして、スイッチングパルス
発生部にフィードバックされ、ＶＡＬが一定レベル以上
になると（過電流が流れたと判断すると、）スイッチン
グパルス発生部は、スイッチングを停止する。このとき
、スイッチングトランジスタＱ２はＯＦＦのままである
ので、回路電流１２は流れない。また、ＤＣ２４Ｖ電源
駆動時は、上記スイッチングトランジスタＱ１とＱ２が
逆になるので、回路電流ｉｓが流れ、低抵抗Ｒ１５の両
端に電圧が発生する。この電圧が、ＡＣ：１００ＶＩ＠
動時と同様に増幅され、電流検出電圧Ｖ＾し′となる。

以上のことから、Ａｃ１ｏＯＶｌｉ動時の電流検出電圧
ＶＡＬと、ＤＣ２４ＶＩ！動時の電流検出電圧ＶＡＬ’
が等しくなるように、Ｒ１１，Ｒ１２゜Ｒ１５，Ｒ１６
の抵抗値を選択することにより、前述の異常監視も容易
に可能となる。

さらに、各１次巻線に接続したスイッチングトランジス
タを切換えることにより、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線
とＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線を切換えることから、従来
のような直接電源印加ラインを切換えるための高耐圧ト
ランジスタが不要となり１回路構成が簡単になる。

〔実施例〕

以下１本発明の実施例を第１図及び第５図により説明す
る。

本発明に係わるＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用電源の構
成を、第５図のブロック図を用いて説明する。尚、第５
図において第４図と同一部は同一符号で示す。

前述の第４図においては、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線
とＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線の切換えを、比較切換回路
３のトランジスタで行ったが、第５図において前記トラ
ンジスタは設けず、ＡＣ１００■電源用１次巻線、及び
ＤＣ２４Ｖ１１源用１次巻線のおのおのに、スイッチン
グトランジスタＱｌ。

Ｑ２を接続し切換える方式を用いている。

第５図において、供給電源がＡＣｌｏｏＶの場合は、Ｖ
Ｐ＞ＶＳとなるように、入力電圧検出回路２の出力Ｖｐ
を設定することにより、比較切換回路３の内部切換スイ
ッチがスイッチングトランジスタＱｌ側に接続され、Ａ
Ｃ１００Ｖ電源用１次巻線ｎ１１を選択する。また、供
給電源がＤＣ２４Ｖの場合は、Ｖ　ｐ　＜　Ｖ　ｓとな
るように入力電圧検出回路２の出力Ｖｐを設定し、比較
切換回路３の内部切換スイッチがスイッチングトランジ
スタＱ２に接続され、ＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線ｎｉｚ
を選択する。

第５図に示す本発明に係わるＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ
両用電源のブロック構成の一実施例を第１図を用いて以
下説明する。尚、第１図において第５図と同一部は同一
符号で示す。

第１図において、入力電圧検出回路２を抵抗Ｒ５，抵抗
Ｒ６で構成し、抵抗Ｒ５，抵抗Ｒ６の直列回路を整流平
滑回路１の正側出力Ｐ１と負側出力Ｎ１との間に接続し
、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の交点の電圧Ｖｐ　を入力電圧検
出回路２の出力として、比較切換回路３に入力している
。ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線ｎｉｌは、ダイオードＤ
１、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、及びエ
ミッタ電極を介して整流平滑回路１の負側出力Ｎ１に接
続されている。ＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線ｎ□２には、
ダイオードＤ２、スイッチングトランジスタＱ２のコレ
クタ、エミッタ電極を介して、整流平滑回路１の負側出
力Ｎ１に接続されている。

スイッチングパルス発生部４の出力は、抵抗Ｒ１を介し
てスイッチングトランジスタＱ１のベース電極、及びト
ランジスタＱ３のコレクタ電極に接続されている。また
、スイッチングパルス発生部４の出力は、抵抗Ｒ２を介
してスイッチングトランジスタＱ２のベース電極、及び
トランジスタＱ４のコレクタ電極に接続されている。ま
た、比較器ＯＰＩの正側入力端には、入力電圧検出回路
２の出力Ｖｐが接続され、負側入力端には、比較基準電
圧Ｖｓが接続されている。また、比較器ＯＰ２の正側入
力端には比較基準電圧Ｖｓ　、負側入力端には、比較器
ＯＰＩの出力がそれぞれ接続されている。さらに、比較
器ＯＰＩの出力は、抵抗Ｒ７，トランジスタＱ４のベー
ス電極、エミッタ電極を介して整流平滑回路１の負側出
力Ｎ１に接続されている。また、比較器ＯＰ２の出力は
、抵抗Ｒ８，トランジスタＱ３のベース電極、エミッタ
電極を介して、整流平滑回路１の負側入力Ｎ１に接続さ
れている。

以上のように構成された第１図の本発明に係わ６ＡＣ１
００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用電源のスイッチングレギュレー
タの動作を以下に説明する。

まず、供給電源がＡＣｌｏｏＶの場合の動作を述べる。

入力端子Ａ、及びＢに印加された供給電圧ＡＣ１００Ｖ
は、整流平滑回路１で約ＤＣ１４０Ｖに変換される。従
って入力電圧検出回路２の出力電圧Ｖｐは、（１４）式
となる。

Ｖｐ＝（Ｒ５／（Ｒ５／Ｒ６））Ｘ１４０（Ｖ）−（１
４）上式において、従来例と同様に抵抗Ｒ５＝１００Ｋ
Ｏ１抵抗Ｒ６＝１０にΩとすれば、Ｖｐ＝１２．７（Ｖ
）となる、また、比較基準電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝５　（Ｖ
）に設定されている。この結果、比較器ＯＰＩの出力は
“Ｈ”となり、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ４のベ
ース電極へ電流ｉが流れ、トランジスタＱ４を導通させ
る。このため、スイッチングパルス発生部４からのパル
ス出力信号は、抵抗Ｒ２，トランジスタＱ４を介して整
流平滑回路１の負側出力Ｎ１に接続されＱ２は遮断状態
となる。一方、比較器ＯＰ２の出力は“Ｌ　７＋となり
、トランジスタＱ３は遮断状態となる。これよりスイッ
チングパルス発生部４のパルス出力は、抵抗Ｒ１を介し
てスイッチングトランジスタＱ１のベース電極に印加さ
れ、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線ｎｉｌが自動的に選択
されスイッチング動作を行い、所望の出力電圧をとり出
すことができる。

次に、供給電圧がＤＣ２４Ｖの場合の動作を説明する。

入力端子Ａ、及びＢに印加された供給電圧ＤＣ２４Ｖは
、整流平滑回路１を介して入力電圧検出回路２に印加さ
れる。ここで整流平滑回路１の電圧降下を０とすれば、
入力電圧検出回路２の出力電圧Ｖｐは、　（１５）式と
なる。

Ｖｐ＝（Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６））Ｘ２４（Ｖ）　・−・
ａｓ）（１５）式において、ＡＣ１００Ｖ電源駆動時と
同じく抵抗Ｒ５＝１００にΩ、低抵Ｒ６＝１０にΩとす
れば、Ｖｐ＝２．２　（Ｖ）となる、また、比較基準電
圧Ｖｓは、前述の如＜　Ｖｓ＝　５　（Ｖ　）とすると
、比較器ＯＰＩの出力は“Ｌ”となり、トランジスタＱ
４は遮断状態となる。これよりスイッチングパルス発生
部４のパルス出力は、抵抗Ｒ２を介してスイッチングト
ランジスタＱ２のベース電極に印加され、ＤＣ２４Ｖ電
源用１次巻線ｎｌｚが自動的に選択され、スイッチング
動作を行い所望の出力をとり出すことができる。このと
き、比較器ＯＰ２の出力は１１　ＨＦＦとなるから、抵
抗Ｒ８を介してトランジスタＱ３のベース電流が流れる
ので、トランジスタＱ３は導通される。これより。

スイッチングパルス発生部４からのパルス出力信号は、
抵抗Ｒ１，トランジスタＱ３を介して整流平滑回路１の
負側出力Ｎ１に接続される。この結果、スイッチングト
ランジスタＱ１は遮断状態となり、ＡＣ１００Ｖ電源用
１次巻線ｎｉｌは切り離される。

ここに、ＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線ｎ１２のスイッチン
グ動作により、トランス２次巻線ｎｚに電圧が誘起され
ると共に、スイッチング動作を行わないＡＣ１００Ｖ電
源用１次巻線にも巻線比（ｎ　１１／　ｎ　１２）に応
じた電圧が誘起されることになる。

ｎｘｔ＞ｎｘｚであることから、ＡＣ１００Ｖ電源用１
次巻線ｎｌｌには、入力電圧ＤＣ２４Ｖよりも高い電圧
が誘起されることになる。従って前記２つのトランス１
次巻線ｎ１１とｎ１２の間に電位差が生じ、前記トラン
ス１次巻線ｎ１１からｎ１２へと、電流が流れようとす
る。この異常電流が流れるのを防ぐためにダイオードＤ
を挿入している。尚、ＡＣ１００Ｖ電源駆動時にも同様
にＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線ｎｉｇに電圧が誘起される
が、ｎ　ｚｚ＞ｎｉｚより、入力電圧よりも高くなるこ
とはないので、ＤＣ２４ｖ電源用１次巻線ｎＬｔとスイ
ッチングトランジスタＱ２の間にダイオードは不要であ
る。

尚、本発明の実施例においては、ＤＣ２４Ｖ電源、及び
ＡＣ１００Ｖ電源の２種類の電源に対応できるとして説
明をしたが、電源電圧の種類に関してはこの限りではな
く、本発明における電源トランスの１次巻線を自動的に
切換える方式を用いたものであれば、供給電源は直流、
交流のどのような値でもよい。

さらに、本発明の実施例において、電源トランスの１次
側の巻線を２個とし、説明をしたが、電源トランスの１
次巻線が３個以上の電源回路に適用できるのは、もちろ
んである。

また、本発明の実施例においてトランスの１次側に独立
した複数の１次巻線を設け、説明したが前記トランス１
次巻線についてはこの限りではなく、トランス１次側の
１つの１次巻線に複数の中間タップを設ける構成として
も適用できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻に接続する
スイッチングトランジスタには、高圧、小電流のスイッ
チングトランジスタを、まＤＣ２４Ｖ電源用１次巻線に
は、低耐圧、入電のそれぞれ最適な小形で安価なスイッ
チングトンジスタを用いることができる。また第９図に
４いて、前述のように回路電流の検出を、ＡＣＩＯ（Ｖ
電源駆動時と、ＤＣ２４Ｖ電源駆動時とで別・の抵抗で
検出することから、回路電流に合わせ゛適当な抵抗を選
択して挿入するといった簡単なヲ法で、回路電流の異常
監視も可能となる。

さらに、スイッチングトランジスタを選択切ネすること
により、ＡＣ１００Ｖ電源用１次巻線２ＤＣ２４Ｖ電源
用１次巻線を切換えているため。

従来例の様な直接高圧となる電源印加ラインを旬換える
ための高耐圧トランジスタが不要となり。

回路構成が簡単になる。

かくの如く本発明によれば、従来例にあった１べての欠
点を解決できるＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ電源両用のス
イッチングレギュレータを簡単力つ安価に実現すること
ができ、初期の目的をすべて達成することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係わるＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用
のスイッチングレギュレータの一実施例を示す図、第２
図は従来のＡＣ１００Ｖ／ＤＣ２４Ｖ両用のスイッチン
グレギュレータの一実施例を示す図、第３図は旧来のト
ランス１次巻線を手動で切換える方式のスイッチングレ
ギュレータの構成図、第４図は従来のＡＣ１００Ｖ／Ｄ
Ｃ２４ＶＷＪ用のスイッチングレギュレータの構成図、
第５図は本発明に係わるスイッチングレギュレータの構
成図、第６図、第７図はフライバック、フォワード方式
の各スイッチングレギュレータを示す図、第８図、第９
図は従来例および本発明に係るそれぞれ電流検出回路の
構成図である。１・・・入力電圧整流平滑回路、２・・・入力電圧検出
回路、３・・・比較切換回路、４・・・スイッチングパ
ルス発生回路、５・・・出力電圧整流平滑回路、Ｔ１・
・・電源トランス、Ｑｌ・・・ＡＣ１００Ｖ電源用スイ
ッチングトランジスタ、Ｑ２・・・ＤＣ２４Ｖ電源用スイ第３図第４図第６図第７図第８図

Claims

【特許請求の範囲】１、入力電源電圧の整流平滑回路と、電源トランスとス
イッチングパルス発生回路とを有したスイッチングレギ
ュレータにおいて、入力電圧検出回路と、選択切換回路
を具備すると共に、前記電源トランスに独立した複数の
１次巻線を設け、該複数の１次巻線の各々にスイッチン
グトランジスタを直列に接続し、前記整流平滑回路の出
力端子間に、前記入力電圧検出回路と前記電源トランス
の巻数の異なる複数の１次巻線と、前記複数のスイッチ
ングトランジスタとの複数の直列回路をそれぞれ並列に
接続するように成し、前記整流平滑回路の出力電圧レベ
ルを、前記入力電圧検出回路で検出し、前記切換回路に
入力すると共に、前記スイッチングパルス発生回路から
のパルス信号を、前記選択切換回路を介して前記スイッ
チングトランジスタのいずれかひとつを選択して印加す
ることで、前記電源トランスのいずれかひとつの１次巻
線をスイッチング動作させることにより、広範囲の交流
または直流電圧のいずれの電圧にも対応可能にしたこと
を特徴としたスイッチングレギュレータ。２、特許請求の範囲の第１項において、前記選択切換回
路は、前記スイッチングパルス発生回路からのパルス信
号を、切換ロジック回路を介して前記複数のスイッチン
グトランジスタのベース電極にそれぞれ接続すると共に
、前記整流平滑回路の出力電圧を前記入力電圧検出回路
で抵抗分圧した分圧電圧と、基準電圧の２つの電圧を入
力とする演算増幅器で構成した複数の比較器で比較し、
前記比較器の複数の出力を前記ロジック回路に接続する
ように成し、前記分圧電圧と前記基準電圧との差圧の極
性に基づいて反転動作する前記複数の比較器の出力によ
り、前記切換ロジックに接続したパルス出力信号を、前
記複数のスイッチングトランジスタのいずれかのベース
電極に切換え供給することにより、前記複数のスイッチ
ングトランジスタの中から動作させるスイッチングトラ
ンジスタを選択することを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のスイッチングレギュレータ。３、特許請求の範囲の第１項において、前記スイッチン
グパルス発生回路は、前記整流平滑回路の出力電圧、又
は前記電源トランスの２次側の電圧の値に関連してパル
ス幅のデューティ比が変化するパルス信号を出力するよ
うに成し、該パルス信号により、前記入力電源電圧の変
動に対して、安定化された電圧を前記電源トランスの２
次側より得るようにしたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のスイッチングレギュレータ。