JPH03224302A - 無反射終端回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （、イ）産業上の利用分野 本発明はマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）の無反射終端回
路に関し、特に直接衛星放送（ＤＢＳ）用コンバータま
たは通信衛星受信用コンバータに使われる高性能無反射
終端回路に関する。

（ロ）従来の技術 電気回路に含まれる抵抗、キャパシタ、インダクタなど
の素子はある大きさを持っている。

マイクロ波集積回路（ＭＩＣ）などの高周波回路におい
て、回路で取り扱う周波数に対応する電磁波の波長に比
べて素子が同様な大きさであるとき、あるいは、信号が
素子上を伝播する時間が、信号の変化する時間に比べて
同等であるときは、素子は空間的法がりを考慮に入れた
分布定数として扱う必要がある。

このような回路を一般に分布定数回路（ｄ　ｉ　５ｔｒ
ｉｂｕｔｅｄ　　ｃｏｎｓｔａｎｔ　　ｃｉｒ　−ｃｕ
　ｉ　ｔ）と呼ぶ。

例えば、周波数ｆ＝１０ＧＨｚ、比誘電率εｒ＝１０の
時、誘電体基板内の信号波長は約１０ｍｍ程度になる。

終端から距離ｙにある線路上の点がら右方（終端側）を
見たインピーダンスＺ　（ｙ）はｙにおける電圧Ｖ（ｙ
）、電流Ｌ（ｙ）によってＶ　（ｙ）／Ｉ（ｙ）で与え
られる。

特性インピーダンスＺＯの無損失線路を抵抗Ｒして終端
した場合、送端から見た線路が純抵抗となる条件は、 ＺＬ＝ＺＯ”／ＲＬ である。ここでＲＬ＝ＺＯのときはＺＬ＝ＺＯとなる。

また、波長をλとすると、距離りは Ｌ＝ｎλ／２あるいはＬ＝λ／４＋ｎλ／２（ｎ＝０．
１．２、−ｍ−） でなければならない。

伝送線路をその特性インピーダンスＺＯで終端したとき
は、Ｚ　Ｌ＝Ｚ　Ｏとなり、反射波が存在せず、送端か
ら終端に向かう進行波のみとなる。

このとき、送端から見て線路は整合しているといつ。

一般の線路では進行波（ａｌ、ａ２）と反射波（ｂｌ、
ｂ２）が混在する。

そこで、行列形式で、 とあられし、 ２を Ｕ　を単位行列とすれば、　Ｓ行列あるいは動作伝送行
列　Ｓは Ｓ　　＝　　（ｚ＋Ｕ）−’（ｚ　　ｔＪ）で表される
。

Ｓ行列の成分Ｓｌｌから反射波の大きさを測定すること
ができる。

第３図のように特性インピーダンスＺＯのマイクロスト
リップ線路（１０）に抵抗値ＲＬの抵抗（１）の一端を
ＲＬ＝ＺＯの条件で接続し、抵抗（１）の他端を接地す
れば、マイクロストリップ線路（１０）から抵抗（１）
に入力した電力は、抵抗（１）で全て消費され反射波は
生じない。

上記の条件を満足する抵抗（１）を純抵抗と一般に称す
る。

実際の従来のマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）では純抵抗
を実現するために、第４図のように抵抗（１）として薄
膜抵抗、厚膜抵抗及びチップ抵抗等を使用し、誘電体基
板（９）に設けられたスルーホール（８）により誘電体
基板（９）のマイクロストリップ線路（１０）と導通さ
せたパターンで抵抗（１）を接地させている。

部品の実装技術の進歩により部品の長さが小さくなり、
いわゆるチップ抵抗の長さは２〜３ｍｍ程度になってい
る。

しかるに、ＭＩＣのような分布定数回路では最近の小型
のチップ抵抗であっても信号波長の２０〜３０％に相当
するので、抵抗体の物理長により純抵抗を得ることは不
可能であり、またスルーホールのインダクタンス成分に
より完全に接地することも不可能であるため十分な特性
を有する無反射終端回路を形成することは困難であった
。

また、比誘電率εｒの異なる同特性の回路において、回
路の長さ２と比誘電率εｒとの間には次式が成立するこ
とが知られている。

Ｒ＝　ａ　／　ＦＴ下　　　　ａ：比例定数機器の小型
化のため、上式に基づき、誘電体基板の比誘電率を大き
くすることが計られてきたがチップ抵抗の大きさは実装
の簡便さのため、２〜３ｍｍ程度で留まっていた。

故に比誘電率εｒを大きくし、回路の長さｉを小さくし
、信号の周波数ｆを高くすると、誘電体基板内の信号波
長はチップ抵抗と同程度の大きさになってしまい、高特
性の終端回路を構成する困難さは誘電体基板の誘電率を
大きくするほど顕著になっていた。

従来、低誘電損失のコンデンサを構成する一方の金属膜
上に絶縁膜を設け、さらに絶縁膜上に他方の金属膜を設
け、該他方の金属膜と一方の金属膜が重畳している他方
の金属膜の一端に三端子マイクロ波素子（例えばＧａＡ
ｓＦＥＴなど）を設け、さらに他方の金属膜の他端に１
個の抵抗を接続して部品点数を減らしたＭＩＣなどが考
え出されている（特公昭６３−６１８０２号公報）。

このような従来の発振回路を第５図に示す。

誘電体基板（９）上にマイクロストリップ線路が配置さ
れている。

誘電体共振器（５）及びＧａＡｓＦＥＴ　（４）に電源
電圧印加部（６）より電圧を印加してＧａＡｓＦＥＴ　
（４）を発振させている。

負荷安定度を向上させるために出力部に損失３ｄＢのア
ッテネータ用抵抗（３）と直流分を阻止するために帯域
通過型フィルタ（２）を用いている。

帯域通過型フィルタ（２）とアッテネータ用抵抗（３）
により整えられた発振出力は発振出力取り出し部（７）
より外部に取り出される。

一方、終端部は１．２ｍｍだけ離れたマイクロストリッ
プ線路を接続する抵抗（１）と誘電体基板（９）の裏面
の金属膜に電気接続しているスルーホール（８）とによ
って構成されている。

第５図において、比誘電率εｒ＝９．７の誘電体基板上
の特性インピーダンスＺＯ＝５０Ωのマイクロストリッ
プ線路を抵抗値ＲＬ＝５０Ωのチップ抵抗に接続してい
る。

従来例の発振回路（第５図）のＳ行列のＳｌｌの周波数
特性を第６図に点線で示す。

従来の終端回路においては反射波の大きさの尺度である
Ｓｌｌは第６図の点線かられかるように減衰があまり大
きくなかった。

（ハ）発明が解決しようとする課題 従来のＭＩＣの終端回路においては、回路の小型化と実
装の簡便さを両立させた高特性の無反射終端回路を構成
することは難しいことであった。

本発明は終端回路の終端抵抗を複数個直列に接続するこ
とにより、ＭＩＣなどの分布定数回路において、小型で
簡単に組み立てられる特性の優れた無反射終端回路を実
現することを目的とするものである。

（ニ）課題を解決するための手段 本発明は特性インピーダンスがＺＯであるマイクロ波集
積回路（ＭＩＣ）の誘電体基板上に設けた接地パターン
とマイクロストリップ線路の一端を抵抗値ＲＬである抵
抗で短絡させた無反射終端回路において、前記１個の抵
抗のインピーダンスＺＬがＺＯであり、かつ前記抵抗を
直列に複数個接続したことを特徴とするものである。

（ホ）作用 本発明の構成は一段の抵抗で消費できない周波数成分を
次段の抵抗で消費することで効率良く終端からの反射波
を吸収していると考えられる。

分布定数回路において終端からの距離によって電圧及び
電流は波長の関数として周期的に変化している。

複数個の抵抗を特定の波長帯に応じて波長に北側した距
離だけ離してマイクロストリップ線路上に配置すること
で、終端の抵抗で消費される電圧の値が大きくなるとも
考えられる。

今、複数の抵抗における消費電力を線形近似して考察す
ることにする。

従来の抵抗が１個の場合、進行波ＰＯはＰＯ叫　ＺＬ　
　に）　ＰＯ−ＰＲ ＰＲ〜右向きの消費電力（終端に向かう時の２Ｌにおけ
る消費電力） となり、さらに終端（スルーホールで接続された誘電体
基板の裏面の金属膜）からＰＯ−ＰＲの大きさの反射波
が返ってくるので、 ＰＯ−ＰＲ−ＰＬ　　６＝　　ＺＬ　　に）　ＰＯ−Ｐ
ＲＰＯ−ＰＲ−ＰＬ〜接地できなかった出力ＰＬ〜左向
きの消費電力（終端から反射した時のＺＬにおける消費
電力） となり、従来のＺＬにおいてはＰＲ＋ＰＬが消費される
。

本発明のように抵抗を２個直列に接続する場合ＰＯ＝６
ＺＬ１→ＰＯ−ＰＲＩに）ＺＬＩに）ＰＯ−ＰＲ１−Ｐ
Ｒ２ ＰＲ１＋ＰＲ２〜右向きの消費電力（終端に向かう時の
ＺＬｌ及びＺＬ２における消費電力）一方、終端からの
反射は ＰＯ−ＰＲＩ−ＰＲ２−ＰＬＩ−ＰＬ２に）ＺＬＩ６＝
ＰＯ−ＰＲＩ−ＰＲ２−ＰＬ２６＝ＺＬ２６−ＰＯ−Ｐ
ＲＩ−ＰＲ２ ＰＬ１＋ＰＬ２〜左向きの消費電力（終端から反射した
時のＺＬＩ及びＺＬ２における消費電力） となり、２個の抵抗ＺＬＩ及びＺＬ２において、ＰＲ１
＋ＰＲ２＋ＰＬ１＋ＰＬ２が消費され、従来例に比べて
本発明の構成は終端からの反射が少なくなる。

さらに、抵抗をｎ個直列に接続する場合、２個の抵抗の
ときの考え方からｎ個の抵抗ＺＬ１＋ＺＬ２＋・・・・
・＋ＺＬＮにおいてＰＲ１＋ＰＲ２＋・・・・・＋ＰＲ
Ｎ＋ＰＬ１＋ＰＬ２＋・・・・・十ＰＬＮが消費され、
従来例に比べて終端からの反射が格段に小さくなる。

（へ）実施例 以下、本発明に係る無反射終端回路を詳しく述べる。

第２図は本発明に係るＭ　Ｉ　Ｃ用無反射終端回路の要
点図である。

誘電体基板（９）上で特性インピーダンス５０Ωのマイ
クロストリップ線路（１０）に抵抗値５０Ωの抵抗（１
）を２個直列に配置することにより、１１ＧＨｚＴ：ｓ
ｌ　１＝−１０ｄＢ　（チップ抵抗間距離Ｌ＝１．４ｍ
ｍ、線路の欠落距離１．２ｍ　ｍ　）と終端からの反射
を効率良く抑えている。

第１図に本発明の無反射終端回路を用いた１０ＧＨｚ帯
の発振回路の回路パターン図を示す。

第１図の発振回路はＧａＡｓＦＥＴ　（４）をマイクロ
ストリップ線路を介して誘電体共振器（５）と結合させ
たもので、負性抵抗型の発振回路である。

誘電体基板（９）は純度９６％以上のＡｊ！２０３の厚
さ０．６５ｍｍの比誘電率εｒ９．７の大きさ１０１０
Ｘ１８の基板である。

誘電体共振器（５）と一方の抵抗（１）を接続するマイ
クロストリップ線路は幅０．５６ｍｍの下層Ｃｕ　５−
７　μｍ／Ｎ　ｉ　２−３μｍ／Ａｕ上層１μｍ以上の
厚さ０．０１ｍｍ程度の金属積層膜である。

お互いに垂直に配置された一方と他方の抵抗（１）は２
辺が１．５ｍｍの三角形の金属積層膜に連なる部分にそ
れぞれ０．６ｍｍ、０．４ｍｍだけ重畳して接続されて
いる。

スルーホール（８）と他方の抵抗（１）とを接続する金
属積層膜の幅は１．１ｍｍである。

一方と他方の合わせて２個の抵抗（１）が配置される金
属積層膜間の欠落した長さはそれぞれ１．２ｍｍである
。

一方の抵抗（１）に接続された金属積層膜の屈曲部まで
の長さは３．７ｍｍである。

スルーホール（８）の孔直径は０．８ｍｍであり、スル
ーホール（８）回りの金属積層膜の半径は０．５５．ｍ
ｍである。

負荷安定度を向上させるため、出力部に損失３ｄＢのア
ッテネータ用抵抗（３）と直流分を阻止するために帯域
通過型フィルタ（２）を用いている。

第６図に本発明と従来例の終端回路の特性の差を示す。

第６図において、実線は本発明の発振回路の終端からの
反射波のＳ行列のＳｌｌを周波数１〜１６ＧＨｚにわた
って示したものである。

点線が従来例の特性であり、実線が本実施例の特性を示
している。

第６図かられかるように１０．５ＧＨｚ周辺において、
終端からの反射波が大きく減衰している。

１０．５ＧＨｚ付近の反射波の減衰量は線形近似で予想
される量に比べてはるかに大きい。

また、３＠以上の抵抗を直列に接続して用いることによ
り、反射波の減衰量が大きくなるのみならず、減衰周波
数が広がり広帯域の無反射終端回路を構成することがで
きた。

（ト）発明の効果 発振回路においては温度、負荷及び電源電圧変動等の外
乱に対して、不要な発振を生ずることなく安定な発振を
維持することが重要である。

本発明の無反射終端回路を発振回路に用いることで発振
回路の安定性を高めることができる。

以上に述べたように本発明によれば単純な線形近似で予
想される終端抵抗における反射波の減衰量より大幅に大
きな減衰量を得ることができる。

さらに、マイクロストリップ線路の一端に３個以上の終
端抵抗を直列に接続する構造により広帯域にわたって高
特性の終端回路を構成することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の無反射終端回路を発振回路に応用した
回路図である。 第２図は本発明の無反射終端回路の要点図である。 第３図は無反射終端回路の原理図である。 第４図は従来例の無反射終端回路の要点図である。 第５図は従来の無反射終端回路を発振回路に適用した回
路図である。 第６図は本発明と従来例の終端回路の周波数特性を比較
した図である。 （１）・・・抵抗、（２）・・・帯域通過型フィルタ、
（３）・・・アッテネータ用抵抗、（４）・・・ＧａＡ
ｓＦＥＴ、（５）・・・誘電体共振器、（６）・・・電
源電圧印加部、（７）・・・発振出力取り出し部、（８
）・・・スルーホール、（９）・・・誘電体基板、（１
０）・・・マイクロストリップ線路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）特性インピーダンスがＺＯであるマイクロ波集積
   回路の誘電体基板上に設けた接地パターンとマイクロス
   トリップ線路の一端を、抵抗値がＲＬである抵抗で短絡
   させた無反射終端回路において、前記１個の抵抗のイン
   ピーダンスＺＬがＺＯであり、かつ前記抵抗を直列に複
   数個接続したことを特徴とする無反射終端回路。