JPH03181218A - ディジタル伝送用波形等化器 - Google Patents
ディジタル伝送用波形等化器Info
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- JPH03181218A JPH03181218A JP31893789A JP31893789A JPH03181218A JP H03181218 A JPH03181218 A JP H03181218A JP 31893789 A JP31893789 A JP 31893789A JP 31893789 A JP31893789 A JP 31893789A JP H03181218 A JPH03181218 A JP H03181218A
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 48
- 238000011045 prefiltration Methods 0.000 claims abstract description 15
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 230000002500 effect on skin Effects 0.000 claims description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 claims description 2
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 claims 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229910021421 monocrystalline silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 210000000056 organ Anatomy 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明はディジタル伝送用波形等化器に係り、特に複数
の伝送速度に対して同一の等花器を適応させる可変サン
プル周波数フィルタを有するディジタル伝送用波形等化
器に関する。
の伝送速度に対して同一の等花器を適応させる可変サン
プル周波数フィルタを有するディジタル伝送用波形等化
器に関する。
［従来の技術］
従来のディジタル加入者線伝送用等花器ＬＳＩについて
は、例えばアイ・イー・イー・イー、ナショナル・テレ
コミュニケーションズ・コンファレンス（１９８１年■
１月）第Ｅ １．５．１から第Ｅｌ。
は、例えばアイ・イー・イー・イー、ナショナル・テレ
コミュニケーションズ・コンファレンス（１９８１年■
１月）第Ｅ １．５．１から第Ｅｌ。
５．６頁（Ｉ Ｅ Ｅ Ｅ ＋ Ｎａｔｉｏｎａｌ
Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅ
ｒｅｎｃｅ （Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８１） ｐ
、 Ｅ １ 。
Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅ
ｒｅｎｃｅ （Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９８１） ｐ
、 Ｅ １ 。
５．１〜Ｅ］、、５．６）において論じられている。
第６図は従来のディジタル加入者線伝送用等化器［、Ｓ
ｒの一例を示すブロック図である。第６図において、Ｐ
Ｆは前置フィルタ（プリフィルタ）、ＡＧＣＡＭＰは自
動利得制御型増幅器、ＲＴＦＥＱはルートモイコライザ
（ＪＴフィルタ）、ＢＴＥＱは判定帰還型自動等花器、
ＣＬＫ ＧＥＮはクロック発生回路である。なお第６図
の各ブロックを構成する回路素子は公知の半導体集積回
路の製造技術によって、例えば単結晶シリコンのような
１個の半導体基板上において形成される。この例のディ
ジタル加入者線伝送用等化器ＬＳＩは例えば電話用のア
ナログ伝送路を加入者線とするサービス総合ディジタル
網の加入者線終端装置に含まれる。
ｒの一例を示すブロック図である。第６図において、Ｐ
Ｆは前置フィルタ（プリフィルタ）、ＡＧＣＡＭＰは自
動利得制御型増幅器、ＲＴＦＥＱはルートモイコライザ
（ＪＴフィルタ）、ＢＴＥＱは判定帰還型自動等花器、
ＣＬＫ ＧＥＮはクロック発生回路である。なお第６図
の各ブロックを構成する回路素子は公知の半導体集積回
路の製造技術によって、例えば単結晶シリコンのような
１個の半導体基板上において形成される。この例のディ
ジタル加入者線伝送用等化器ＬＳＩは例えば電話用のア
ナログ伝送路を加入者線とするサービス総合ディジタル
網の加入者線終端装置に含まれる。
上記構成において、加入者線終端装置の図示されないハ
イブリッド回路等を経て伝達される受信信号ＩＮは例え
ば先ずディジタル加入者線伝送用等化器ＬＳＩの前置フ
ィルタＰＦに入力される。
イブリッド回路等を経て伝達される受信信号ＩＮは例え
ば先ずディジタル加入者線伝送用等化器ＬＳＩの前置フ
ィルタＰＦに入力される。
前置フィルタＰＦは符号間干渉に影響を与えないような
所定の遮断周波数ω。を持つように設計され、受信信号
ＩＮの各種高周波雑音が後段のルートモイコライザＲＴ
Ｆ ＥＱにおける標本化処理によって帯域内に折り返
されるのを防止して、自動利得制御型増幅器ＡＧＣＡＭ
Ｐに受信信号ＩＮを伝達する。自動利得制御型増幅器Ａ
ＧＣＡＭＰは特に限定されないが、はぼ平坦な周波数特
性を有する可変アッテネータを基本構成とする。
所定の遮断周波数ω。を持つように設計され、受信信号
ＩＮの各種高周波雑音が後段のルートモイコライザＲＴ
Ｆ ＥＱにおける標本化処理によって帯域内に折り返
されるのを防止して、自動利得制御型増幅器ＡＧＣＡＭ
Ｐに受信信号ＩＮを伝達する。自動利得制御型増幅器Ａ
ＧＣＡＭＰは特に限定されないが、はぼ平坦な周波数特
性を有する可変アッテネータを基本構成とする。
自動利得制御型増幅器ＡＧＣＡＭＰの出力信号は周波数
軸等花器であるルートモイコライザ（ＪＴフィルタ）Ｒ
ＴＦ ＥＱに入力され、ルートモイコライザＲＴＦ
ＥＱにはクロック発生回路ＣＬＫＧＥＮよりサンプル
周波数ｆｓのクロックが給電される。ルートモイコライ
ザＲＴＦ ＥＱは入力部にサンプルホールド回路を有す
る離散システムで「フィルタを構成し （ｆ フィルタ
は例えばスイッチドキャパシタフィルタＳＣＦを用いて
いる。
軸等花器であるルートモイコライザ（ＪＴフィルタ）Ｒ
ＴＦ ＥＱに入力され、ルートモイコライザＲＴＦ
ＥＱにはクロック発生回路ＣＬＫＧＥＮよりサンプル
周波数ｆｓのクロックが給電される。ルートモイコライ
ザＲＴＦ ＥＱは入力部にサンプルホールド回路を有す
る離散システムで「フィルタを構成し （ｆ フィルタ
は例えばスイッチドキャパシタフィルタＳＣＦを用いて
いる。
第７図は第６図のルートモイコライザＲＴＦＥＱをスイ
ッチドキャパシタフィルタで構成した一例を示す回路図
である。このルートモイコライザ（Ｅフィルタ）ＲＴＦ
ＥＱは例えば入力部に図示されないサンプルホール
ド回路を有し、線路の表皮効果による損失の「特性を補
償するにフィルタを１次のスイッチドキャパシタフィル
タＳＯＦ （ＨＰＦ）で構成し、その高域強調によるＳ
／Ｎ劣化を防止する帯域制限のロールオフフィルタを２
次のスイッチドキャパシタフィルタＳＣＦで構成する。
ッチドキャパシタフィルタで構成した一例を示す回路図
である。このルートモイコライザ（Ｅフィルタ）ＲＴＦ
ＥＱは例えば入力部に図示されないサンプルホール
ド回路を有し、線路の表皮効果による損失の「特性を補
償するにフィルタを１次のスイッチドキャパシタフィル
タＳＯＦ （ＨＰＦ）で構成し、その高域強調によるＳ
／Ｎ劣化を防止する帯域制限のロールオフフィルタを２
次のスイッチドキャパシタフィルタＳＣＦで構成する。
ルートｆイコライザＵ丁フィルタ）ＲＴＦ ＥＱのサン
プル周波数ｆｓは伝送速度の４倍のクロックレートで動
作する。
プル周波数ｆｓは伝送速度の４倍のクロックレートで動
作する。
上記構成のスイッチドキャパシタフィルタＳＣＦの伝達
関数Ｈ（２）は次式のように表される。
関数Ｈ（２）は次式のように表される。
ここで、
Ｚ−１＝ｅ ＝ｅ
ｉｔ
・・・・・・（２）
となる。
第６図のルートモイコライザＲＴＦ ＥＱの出力信号は
、時間軸等花器である判定帰還型等花器ＢＴ ＥＱに供
給される。この判定帰還型等化器ＢＴ ＥＱは線路分岐
線（ブリッジタップ）によって発生する主信号（パルス
）後方エコーの除去および前段のルートモイコライザＲ
ＴＦ ＥＱの等化残除去を行ない、出力信号ＯＵＴを
得る。
、時間軸等花器である判定帰還型等花器ＢＴ ＥＱに供
給される。この判定帰還型等化器ＢＴ ＥＱは線路分岐
線（ブリッジタップ）によって発生する主信号（パルス
）後方エコーの除去および前段のルートモイコライザＲ
ＴＦ ＥＱの等化残除去を行ない、出力信号ＯＵＴを
得る。
［発明が解決しようとする課題］
上記従来技術は複数の伝送速度に対して同一の等花器を
適応させる点について配慮がされておらず、異なる伝送
速度に対して個別に等花器ＬＳＩの品稀展間を行なう必
要があるため、経済性あるいは使い勝手のうえから十分
でない問題があった。
適応させる点について配慮がされておらず、異なる伝送
速度に対して個別に等花器ＬＳＩの品稀展間を行なう必
要があるため、経済性あるいは使い勝手のうえから十分
でない問題があった。
本発明の目的は異なる伝送速度に対して同一の等花器Ｌ
ＳＩを適用することの可能な可変サンプル周波数フィル
タを有するディジタル伝送用波形等花器を提供すること
にある。
ＳＩを適用することの可能な可変サンプル周波数フィル
タを有するディジタル伝送用波形等花器を提供すること
にある。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するために、本発明によるディジタル伝
送用波形等化器は離散信号を扱う行フィルタのサンプル
周波数を可変にする構成としたものであり、また折返し
雑音の除去のためのプリフィルタのカットオフ周波数も
上記サンプル周波数切換えに連動して切り換わる構成と
し、さらに増幅器の平坦利得も上記サンプル周波数切換
えに連動して切り換わる構成としたものである。
送用波形等化器は離散信号を扱う行フィルタのサンプル
周波数を可変にする構成としたものであり、また折返し
雑音の除去のためのプリフィルタのカットオフ周波数も
上記サンプル周波数切換えに連動して切り換わる構成と
し、さらに増幅器の平坦利得も上記サンプル周波数切換
えに連動して切り換わる構成としたものである。
［作用］
上記ディジタル伝送用波形等化器の離散信号を扱う「フ
ィルタはサンプル周波数を変化させることにより該周波
数特性が周波数軸上で平行移動して伝送速度に適応した
特性となり、また伝送速度が速くなるか遅くなるほど「
フィルタのサンプル周波数が高くなるか低くなるのに対
応して必要な折返し雑音除去のプリフィルタのカットオ
フ周波数も高くなるか低くなるように制御され、さらに
伝送速度が速くなるか遅くなるほど線路損失の大きいか
小さな周波数域での伝送となるのでＪｆフィルタのサン
プル周波数に対応して増幅器の平坦利得も大きくなるか
小さくなるように制御されるので、同一の等花器ＬＳＩ
で異なる伝送速度の信号に対応した周波数特性が確保で
きる。
ィルタはサンプル周波数を変化させることにより該周波
数特性が周波数軸上で平行移動して伝送速度に適応した
特性となり、また伝送速度が速くなるか遅くなるほど「
フィルタのサンプル周波数が高くなるか低くなるのに対
応して必要な折返し雑音除去のプリフィルタのカットオ
フ周波数も高くなるか低くなるように制御され、さらに
伝送速度が速くなるか遅くなるほど線路損失の大きいか
小さな周波数域での伝送となるのでＪｆフィルタのサン
プル周波数に対応して増幅器の平坦利得も大きくなるか
小さくなるように制御されるので、同一の等花器ＬＳＩ
で異なる伝送速度の信号に対応した周波数特性が確保で
きる。
［実施例］
以下に本発明の一実施例を第１図から第５因により説明
する。
する。
第１図は本発明によるディジタル加入者線伝送用等花器
ＬＳＩの一実施例を示すブロック図である。第１図にお
いて、ＰＦは前置フィルタ（プリフィルタ）、ＡＧＣＡ
ＭＰは自動利得制御型増幅器、ＲＴＦ ＥＱはルートモ
イコライザ（「等花器、「フィルタ）、ＢＴＥＱは判定
帰還型自動等花器、ＣＬＫ ＧＥＮはクロック発生回路
、ｆｓＣＯＮＴはサンプル周波数ｆ、制御回路である。
ＬＳＩの一実施例を示すブロック図である。第１図にお
いて、ＰＦは前置フィルタ（プリフィルタ）、ＡＧＣＡ
ＭＰは自動利得制御型増幅器、ＲＴＦ ＥＱはルートモ
イコライザ（「等花器、「フィルタ）、ＢＴＥＱは判定
帰還型自動等花器、ＣＬＫ ＧＥＮはクロック発生回路
、ｆｓＣＯＮＴはサンプル周波数ｆ、制御回路である。
上記構成において、この実施例のディジタル加入者線伝
送用等化器ＬＳＩは上記した第６図の機能に加えて、サ
ンプル周波数ｆＳ切換信号に基づき、クロック発生回路
ＣＬＫ ＧＥＮより給電されるクロックから、ルートモ
イコライザ（斤フィルタ）ＲＴＦ ＥＱへ給電する可
変クロックすなわち可変サンプル周波数ｆ８を発生する
サンプル周波数ｆＳ制御回路ｆＳＣＯＮＴが追加されて
いる。さらにｆＳ切換信号に基づき、前置フィルタＰＦ
のカットオフ周波数ω。と、自動利得制御型増幅器ＡＧ
ＣＡＭＰの平坦利得が切り換えられる。
送用等化器ＬＳＩは上記した第６図の機能に加えて、サ
ンプル周波数ｆＳ切換信号に基づき、クロック発生回路
ＣＬＫ ＧＥＮより給電されるクロックから、ルートモ
イコライザ（斤フィルタ）ＲＴＦ ＥＱへ給電する可
変クロックすなわち可変サンプル周波数ｆ８を発生する
サンプル周波数ｆＳ制御回路ｆＳＣＯＮＴが追加されて
いる。さらにｆＳ切換信号に基づき、前置フィルタＰＦ
のカットオフ周波数ω。と、自動利得制御型増幅器ＡＧ
ＣＡＭＰの平坦利得が切り換えられる。
第２図は第１図のｆ、切換信号に基づきルートモイコラ
イザ（ＪＴフィルタ）ＲＴＦ ＥＱのサンプル周波数ｆ
、を可変とするサンプル周波数ｆｓ制御回路ｆｓＣＯＮ
Ｔの一実施例を示す回路図である。第２図において、ク
ロック発生回路ＣＬＫＧＥＮは特に限定されないが、リ
ングオシレータのようなものであってもよいし、外部か
ら供給してもよい、サンプル周波数ｆ３制御回路ｆｓＣ
ＯＮＴは基本的に分周器のようなものから構成され。
イザ（ＪＴフィルタ）ＲＴＦ ＥＱのサンプル周波数ｆ
、を可変とするサンプル周波数ｆｓ制御回路ｆｓＣＯＮ
Ｔの一実施例を示す回路図である。第２図において、ク
ロック発生回路ＣＬＫＧＥＮは特に限定されないが、リ
ングオシレータのようなものであってもよいし、外部か
ら供給してもよい、サンプル周波数ｆ３制御回路ｆｓＣ
ＯＮＴは基本的に分周器のようなものから構成され。
複数のサンプル周波数Ｑｎを発生している。本実施例で
は周波数Ｑ０とその２倍の周波数Ｑ１を有し、ｆｓ切換
信号が論理値１１１１１の場合に高い周波数Ｑ１が、ま
た論理値ｄｉ ＯｇＨの場合に低い周波数Ｑ。
は周波数Ｑ０とその２倍の周波数Ｑ１を有し、ｆｓ切換
信号が論理値１１１１１の場合に高い周波数Ｑ１が、ま
た論理値ｄｉ ＯｇＨの場合に低い周波数Ｑ。
が各々サンプル周波数ｆｓとして選択される。
第３図は第１図のｆＳ切換信号に基づきカットオフ周波
数ω。を可変とする前置フィルタＰＦの一実施例を示す
回路図である。第３図において、前記フィルタＰＦは例
えばＳ ａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ形回路を用いている。ここ
でカットオフ周波数ω。は次式のように表される。
数ω。を可変とする前置フィルタＰＦの一実施例を示す
回路図である。第３図において、前記フィルタＰＦは例
えばＳ ａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ形回路を用いている。ここ
でカットオフ周波数ω。は次式のように表される。
したがってサンプル周波数ｆＳ切換信号が論理値１１１
１１の場合に高いカットオフ周波数ωｃ１が、論理値ｔ
ｔ Ｏｔｙの場合に低いカットオフ周波数ω８゜が各々
選択される。ここでＲ８の抵抗を直列に、Ｃ１゜Ｃ２の
容量を並列に各々接続しているが、あらかじめ２種類の
抵抗値Ｒ０または容量値ＣＩ、Ｃ２を設けておき、これ
らを選択する形式であってもよい。
１１の場合に高いカットオフ周波数ωｃ１が、論理値ｔ
ｔ Ｏｔｙの場合に低いカットオフ周波数ω８゜が各々
選択される。ここでＲ８の抵抗を直列に、Ｃ１゜Ｃ２の
容量を並列に各々接続しているが、あらかじめ２種類の
抵抗値Ｒ０または容量値ＣＩ、Ｃ２を設けておき、これ
らを選択する形式であってもよい。
第４図は第１図のｆＳ切換信号に基づき利得ｇを可変と
する自動制御型増幅器ＡＧＣＡＭＰの一実施例を示す回
路図である。第４図において、サンプル周波数ｆｓ切換
信号が論理値″゛１″の場合のＡＧＣＡＭＰの利得ｇ、
は、 となり、論理値″′Ｏ″の場合の利得ｇ、は、となる。
する自動制御型増幅器ＡＧＣＡＭＰの一実施例を示す回
路図である。第４図において、サンプル周波数ｆｓ切換
信号が論理値″゛１″の場合のＡＧＣＡＭＰの利得ｇ、
は、 となり、論理値″′Ｏ″の場合の利得ｇ、は、となる。
第５図は第１図のある線路の線路損失ａと異なる伝送速
度Ｎ＾ｙＮＢの波形等化に必要な等花器の一実施例にお
ける等花器特性Ａ、Ｂを示す等花器利得の周波数特性図
である。縦軸は線路損失ａまたは等花器の利得を表し、
横軸は周波数ｆを表している。第５図において、ある線
路損失αは表皮効果によるに特性を示しており、単調増
加であるため異なる伝送速度ＮＡｐ ＮＢにおける等花
器特性Ａ、Ｂは単純に周波数軸上の矢印ａで示す平行移
動および利得軸上の矢印Ｃで示す上下移動による特性で
よいことが判る。
度Ｎ＾ｙＮＢの波形等化に必要な等花器の一実施例にお
ける等花器特性Ａ、Ｂを示す等花器利得の周波数特性図
である。縦軸は線路損失ａまたは等花器の利得を表し、
横軸は周波数ｆを表している。第５図において、ある線
路損失αは表皮効果によるに特性を示しており、単調増
加であるため異なる伝送速度ＮＡｐ ＮＢにおける等花
器特性Ａ、Ｂは単純に周波数軸上の矢印ａで示す平行移
動および利得軸上の矢印Ｃで示す上下移動による特性で
よいことが判る。
ここで第１図の等花器は上記したように下表に示すよう
にｆＳ切換信号により制御される。
にｆＳ切換信号により制御される。
この表の第１項に示すように第７図に示したスイッチド
キャパシタフィルタを用いる第１図のルートｆイコライ
ザ（Ｋフィルタ）ＲＴＦ ＥＱにおいてｆＳ切換信号の
論理値゛１” ｔｔ Ｏｎでサンプル周波数ｆ ｓｌ＞
ｆ Ｓｏを制御することは（３）式から判るように第
５図の周波数軸上の平行移動（矢印ａ）の制御を意味す
る。
キャパシタフィルタを用いる第１図のルートｆイコライ
ザ（Ｋフィルタ）ＲＴＦ ＥＱにおいてｆＳ切換信号の
論理値゛１” ｔｔ Ｏｎでサンプル周波数ｆ ｓｌ＞
ｆ Ｓｏを制御することは（３）式から判るように第
５図の周波数軸上の平行移動（矢印ａ）の制御を意味す
る。
さらにｆＳ切換信号の論理値ｒｅ １ ｕ ｉｔ Ｏ
”でサンプル周波数ｆ ｓ−＞ ｆ ｓ、を変えた場合
には、これに連動して第２項に示すように第３図に示し
たような第１図の折返し雑音除去のための前置フィルタ
ＰＦのカットオフ周波数ω。、〉ω。。も第５図の周波
数軸上の平行移動（矢印ｂ）をする制御が必要である。
”でサンプル周波数ｆ ｓ−＞ ｆ ｓ、を変えた場合
には、これに連動して第２項に示すように第３図に示し
たような第１図の折返し雑音除去のための前置フィルタ
ＰＦのカットオフ周波数ω。、〉ω。。も第５図の周波
数軸上の平行移動（矢印ｂ）をする制御が必要である。
またｆ、切換信号に連動して第３項に示すように第４図
に示したような第１図の自動利得制御型増幅器ＡＧＣＡ
ＭＰの利得ｇユ＞ｇ。
に示したような第１図の自動利得制御型増幅器ＡＧＣＡ
ＭＰの利得ｇユ＞ｇ。
も第５図の利得軸上の上下移動（矢印Ｃ）をする制御を
行ない、これにより比較的速い伝送速度Ｎ、ではナイキ
スト周波数（ＮＢ／２）近傍の線路損失党が大きいため
等花器利得を大きくする必要があり、遅い伝送速度ＮＡ
ではナイキスト周波数（Ｎ＾／２）近傍の線路損失怠が
小さいため等花器利得を小さくする対応が必要である。
行ない、これにより比較的速い伝送速度Ｎ、ではナイキ
スト周波数（ＮＢ／２）近傍の線路損失党が大きいため
等花器利得を大きくする必要があり、遅い伝送速度ＮＡ
ではナイキスト周波数（Ｎ＾／２）近傍の線路損失怠が
小さいため等花器利得を小さくする対応が必要である。
上記のように第７図に示したスイッチドキャパシタフィ
ルタを用いた第１図のルートｆイコライザ（ＪＴフィル
タ）ＲＴＦ ＥＱのサンプル周波数ｆｓｔｅｆｓ切換信
号に基づき制御するとともに、ｆｓ切換信号に基づき前
置フィルタＰＦのカットオフ周波数ω。および自動利得
制御型増幅器ＡＧＣＡＭＰの利得ｇを制御することによ
り、第５図に示すような異なる伝送速度Ｎの波形等花器
が同一のディジタル加入者線伝送用等花器ＬＳＩで実現
できる。
ルタを用いた第１図のルートｆイコライザ（ＪＴフィル
タ）ＲＴＦ ＥＱのサンプル周波数ｆｓｔｅｆｓ切換信
号に基づき制御するとともに、ｆｓ切換信号に基づき前
置フィルタＰＦのカットオフ周波数ω。および自動利得
制御型増幅器ＡＧＣＡＭＰの利得ｇを制御することによ
り、第５図に示すような異なる伝送速度Ｎの波形等花器
が同一のディジタル加入者線伝送用等花器ＬＳＩで実現
できる。
上記した実施例はディジタル加入者線伝送用等化器ＬＳ
Ｉの一例を示したもので、本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
更可能であることはいうまでもない１例えば第７図のス
イッチドキャパシタフィルタはディジタル信号処理部に
よって等価的に実現できる。また第２図の基本的に分周
器であるサンプル周波数ｔ”ｓ制御回路ｆｓＣＯＮＴは
必ずしも必要ではなく、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏ
ｎｔｒｏ−１１ｅｄ Ｏ５ｃｉｌｌａｔｏｒ）のように
電圧制御発振器を用いて直接に発振周波数を可変にして
サンプル周波数ｆｓを制御してもよい、なお第１図（第
６図）の判定帰還形自動等化器ＢＴ ＥＱは例えば上記
従来技術の文献に記載されている公知例のもの等を用い
ることができる。
Ｉの一例を示したもので、本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
更可能であることはいうまでもない１例えば第７図のス
イッチドキャパシタフィルタはディジタル信号処理部に
よって等価的に実現できる。また第２図の基本的に分周
器であるサンプル周波数ｔ”ｓ制御回路ｆｓＣＯＮＴは
必ずしも必要ではなく、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏ
ｎｔｒｏ−１１ｅｄ Ｏ５ｃｉｌｌａｔｏｒ）のように
電圧制御発振器を用いて直接に発振周波数を可変にして
サンプル周波数ｆｓを制御してもよい、なお第１図（第
６図）の判定帰還形自動等化器ＢＴ ＥＱは例えば上記
従来技術の文献に記載されている公知例のもの等を用い
ることができる。
なお上記実施例はサービス総合ディジタル網の加入者線
終端装置のディジタル加入者線伝送用等化器ＬＳＩに適
用した場合について説明したが。
終端装置のディジタル加入者線伝送用等化器ＬＳＩに適
用した場合について説明したが。
本発明はそれに限定されるものではなく、少なくとも離
散フィルタを含むディジタル伝送用波形等化器ならびに
このような波形等化器を有する半導体集積回路装置に広
く適用できる。
散フィルタを含むディジタル伝送用波形等化器ならびに
このような波形等化器を有する半導体集積回路装置に広
く適用できる。
［発明の効果］
本発明によれば、異なる伝送速度に対して同一の等化器
を適用できる可変サンプル周波数フィルタを有するディ
ジタル伝送用等化器が実現できるので、経済性ならびに
使い勝手の上で向上する効果がある。
を適用できる可変サンプル周波数フィルタを有するディ
ジタル伝送用等化器が実現できるので、経済性ならびに
使い勝手の上で向上する効果がある。
第１図は本発明によるディジタル伝送用波形等化器の一
実施例を示すブロック図、第２図は第１図のサンプル周
波数制御回路の一実施例の回路図、第３図は第１図の前
置フィルタの一実施例の回路図、第４図は第１図の自動
利得制御型増幅器の一実施例の回路図、第５図は第１図
の線路損失と等花器利得の周波数特性例図、第６図は従
来のディジタル伝送用波形等化器の一例を示すブロック
図、第７図は第６図および第１図のルートｆイコライザ
（Ｅフィルタ）をスイッチドキャパシタフィルタで構成
した回路例図である。 ＰＦ・・・前置フィルタ、ＡＧＣＡＭＰ・・・自動利得
制御型増幅器、ＲＴＦ ＥＱ・・・ルートｆイコライザ
（汀等花器、ＪＴフィルタ）、Ｃ，ＬＫＧＥＮ・・・ク
ロック発生回路、ｆＳＣＯＮＴ・・・サンプル周波数制
御回路。
実施例を示すブロック図、第２図は第１図のサンプル周
波数制御回路の一実施例の回路図、第３図は第１図の前
置フィルタの一実施例の回路図、第４図は第１図の自動
利得制御型増幅器の一実施例の回路図、第５図は第１図
の線路損失と等花器利得の周波数特性例図、第６図は従
来のディジタル伝送用波形等化器の一例を示すブロック
図、第７図は第６図および第１図のルートｆイコライザ
（Ｅフィルタ）をスイッチドキャパシタフィルタで構成
した回路例図である。 ＰＦ・・・前置フィルタ、ＡＧＣＡＭＰ・・・自動利得
制御型増幅器、ＲＴＦ ＥＱ・・・ルートｆイコライザ
（汀等花器、ＪＴフィルタ）、Ｃ，ＬＫＧＥＮ・・・ク
ロック発生回路、ｆＳＣＯＮＴ・・・サンプル周波数制
御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、線路表皮効果によって信号周波数ｆの平方根に比例
して増大する線路損失を周波数領域で補償する√ｆ等化
器と、終端開放の分岐路であるブリッジタップによって
生じるエコーなどの主パルスの後方に現われる符号間干
渉を打ち消す判定帰還型自動等化器とから成るディジタ
ル伝送用波形等化器において、上記√ｆ等化器を入力部
にサンプルホールド回路を持つ離散システムの√ｆフィ
ルタで構成し、該√ｆフィルタのサンプル周波数を可変
することにより周波数特性を設定する構成としたことを
特徴とするディジタル伝送用波形等化器。 ２、上記√ｆフィルタはスイッチドキャパシタフィルタ
を使用して、線路表皮効果による線路損失の√ｆ特性を
補償する１次のハイパスフィルタと、その高域強調によ
るＳ／Ｎ劣化を防止する帯域制限の２次のロールオフフ
ィルタとで構成され、該√ｆフィルタのサンプル周波数
は伝送速度の４倍のクロックレートで動作する構成とし
、異なる伝送速度の√ｆフィルタを共通化して伝送速度
に応じサンプル周波数を可変する構成としたことを特徴
とする請求項１記載のディジタル伝送用波形等化器。 ３、上記√ｆフィルタの前段に折返し雑音を抑圧するプ
リフィルタが前置され、上記サンプル周波数の切換えに
際して該プリフィルタのカットオフ周波数も切り換える
構成としたことを特徴とする請求項１または請求項２記
載のディジタル伝送用波形等化器。 ４、上記√ｆフィルタは傾斜利得に関する制御を行なう
ものであり、等化器として他に必要とする平坦利得を制
御する増幅器を持ち、上記サンプル周波数の切換えに際
して該増幅器の平坦利得も切り換える構成としたことを
特徴とする請求項１または請求項２または請求項３記載
のディジタル伝送用波形等化器。 ５、上記√ｆフィルタはスイッチドキャパシタフィルタ
に代えてディジタルフィルタを用いて構成したことを特
徴とする請求項１または請求項２記載のディジタル伝送
用波形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31893789A JPH03181218A (ja) | 1989-12-11 | 1989-12-11 | ディジタル伝送用波形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31893789A JPH03181218A (ja) | 1989-12-11 | 1989-12-11 | ディジタル伝送用波形等化器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03181218A true JPH03181218A (ja) | 1991-08-07 |
Family
ID=18104652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31893789A Pending JPH03181218A (ja) | 1989-12-11 | 1989-12-11 | ディジタル伝送用波形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03181218A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0622798A2 (en) * | 1993-04-26 | 1994-11-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal equalizer |
| JP2005168031A (ja) * | 2003-12-04 | 2005-06-23 | Lucent Technol Inc | デュオバイナリ信号伝送を利用した電気バックプレーン送信 |
-
1989
- 1989-12-11 JP JP31893789A patent/JPH03181218A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0622798A2 (en) * | 1993-04-26 | 1994-11-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal equalizer |
| EP0622798A3 (en) * | 1993-04-26 | 1995-01-18 | Tokyo Shibaura Electric Co | Signal equalizer. |
| JP2005168031A (ja) * | 2003-12-04 | 2005-06-23 | Lucent Technol Inc | デュオバイナリ信号伝送を利用した電気バックプレーン送信 |
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