JPH03166834A - インパルス復調回路 - Google Patents
インパルス復調回路Info
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- JPH03166834A JPH03166834A JP1307076A JP30707689A JPH03166834A JP H03166834 A JPH03166834 A JP H03166834A JP 1307076 A JP1307076 A JP 1307076A JP 30707689 A JP30707689 A JP 30707689A JP H03166834 A JPH03166834 A JP H03166834A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 5
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
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- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、ＳＡＷ（＝弾性表面波）マッチドフイルタな
いしはＳＡＷコンボルバを用いた周波数拡散（ＳＳ）方
式の受信機において、逆変換された信号、即ち、インパ
ルス変調された高周波信号からインパルスを抽出するた
めのインパルス復調回路に関する。
いしはＳＡＷコンボルバを用いた周波数拡散（ＳＳ）方
式の受信機において、逆変換された信号、即ち、インパ
ルス変調された高周波信号からインパルスを抽出するた
めのインパルス復調回路に関する。
従来の技術
近年、雑音に強く、秘匿性に優れる等の特徴を持つスペ
クトラム拡散通信方式が注目され、その原理、実用化等
について各種文献等により紹介されている。
クトラム拡散通信方式が注目され、その原理、実用化等
について各種文献等により紹介されている。
例えば、ｒＳＡＷマッチドフィルタを用いたＤＳ−ＳＳ
通信用復調器」 （電子情報通信学会スペクトル拡散技
術とその応用研究会 Ａｕｇｕｓｔ，４，５ １９８９
ＳＳＴＡ８９−３０） （文献１）には、ＳＡＷマッ
チドフィルタによる復調方式が紹介されている。また、
「最新 スペクトラム拡散通信方式Ｊ（Ｒ，Ｃ，Ｄ ｉ
ｘｏｎ著、ジャテック出版）（文献２）によれば、ＳＳ
方式に関する一般的な説明とともに、その第４２〜４６
真にチャープ方式について紹介されている．また、ｒＳ
ＡＷコンボルバを用いたスペクトラム拡散受信機におけ
る符号同期保持方式」 （電子通信学会論文誌’ ８６
／４ Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ｂ ｋ４ ｐ４０３−４０５）
（文献３）によれば、ＳＡＷコンボルバの応用例が紹介
されている。さらに、“Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｚ ｎ
Ｏ − Ｓ ｉ Ｏ， − Ｓ ｉ Ｓｅｚａｗａ
Ｗａｖｅ Ｃｏｎｖｏｌｖｅｒ″（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮ
ＳＡＣＴＩＯＮ ＯＮ ＳＯＮＩＣＳ ＡＮＤ ＵＬＴ
ＲＡＳＯＮＩＣＳ．ＶＯＬ，ＳＵ−３２，Ｎｏ，５，Ｓ
ＥＰＴＥＭＢＥＲ １９８５ ｐｐ６７０−６７４）
（文献４）によれば、ＳＡＷコンボルバの具体的特性、
物性面について紹介されている。
通信用復調器」 （電子情報通信学会スペクトル拡散技
術とその応用研究会 Ａｕｇｕｓｔ，４，５ １９８９
ＳＳＴＡ８９−３０） （文献１）には、ＳＡＷマッ
チドフィルタによる復調方式が紹介されている。また、
「最新 スペクトラム拡散通信方式Ｊ（Ｒ，Ｃ，Ｄ ｉ
ｘｏｎ著、ジャテック出版）（文献２）によれば、ＳＳ
方式に関する一般的な説明とともに、その第４２〜４６
真にチャープ方式について紹介されている．また、ｒＳ
ＡＷコンボルバを用いたスペクトラム拡散受信機におけ
る符号同期保持方式」 （電子通信学会論文誌’ ８６
／４ Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ｂ ｋ４ ｐ４０３−４０５）
（文献３）によれば、ＳＡＷコンボルバの応用例が紹介
されている。さらに、“Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｚ ｎ
Ｏ − Ｓ ｉ Ｏ， − Ｓ ｉ Ｓｅｚａｗａ
Ｗａｖｅ Ｃｏｎｖｏｌｖｅｒ″（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮ
ＳＡＣＴＩＯＮ ＯＮ ＳＯＮＩＣＳ ＡＮＤ ＵＬＴ
ＲＡＳＯＮＩＣＳ．ＶＯＬ，ＳＵ−３２，Ｎｏ，５，Ｓ
ＥＰＴＥＭＢＥＲ １９８５ ｐｐ６７０−６７４）
（文献４）によれば、ＳＡＷコンボルバの具体的特性、
物性面について紹介されている。
何れにしても、この種のＳＳ通信方式においては、受信
側にインパルス復調回路が必要であり、このインパルス
復調回路は例えば第３図に示すように構威されている。
側にインパルス復調回路が必要であり、このインパルス
復調回路は例えば第３図に示すように構威されている。
まず、インパルスにより変調された第４図（ａ）のよう
な高周波信号Ｖｍ（ｔ）を検波器１により検波（ここで
は包絡線検波）して第４図（ｂ）に示すような検波出力
Ｖｓ（ｔ）を得る。この検波出力Ｖｓ（ｔ）を比較器２
に入力して基準値（スレッショルド電圧）Ｖｒ’ と比
較することにより、第４図（Ｃ）に示すように復調され
たインパルス信号Ｖｐ’ （ｔ）を得るというものであ
る。
な高周波信号Ｖｍ（ｔ）を検波器１により検波（ここで
は包絡線検波）して第４図（ｂ）に示すような検波出力
Ｖｓ（ｔ）を得る。この検波出力Ｖｓ（ｔ）を比較器２
に入力して基準値（スレッショルド電圧）Ｖｒ’ と比
較することにより、第４図（Ｃ）に示すように復調され
たインパルス信号Ｖｐ’ （ｔ）を得るというものであ
る。
発明が解決しようとする課題
ところが、実際の高周波信号Ｖｍ（ｔ）は電波の形で空
間を飛んで来るため、その信号レベルは一定でない。よ
って、基準値Ｖｒ’の値が相対的に不適当であると、第
５図（ｃ）に示すように目的外のインパルス３を拾った
り、第６図（Ｃ）に示すように目的インパルス４が拾え
なくなってしまう。
間を飛んで来るため、その信号レベルは一定でない。よ
って、基準値Ｖｒ’の値が相対的に不適当であると、第
５図（ｃ）に示すように目的外のインパルス３を拾った
り、第６図（Ｃ）に示すように目的インパルス４が拾え
なくなってしまう。
また、基準値Ｖｒ’が一定であると、高周波信号レベル
が強かったり弱かったりした場合、復調されたインパル
ス信号Ｖｐ’ （ｔ）のパルス幅も強弱に対応して広く
又は狭くなってしまう。即ち、復調されたインパルス信
号のパルス幅が高周波信号レベルに依存するという問題
がある。
が強かったり弱かったりした場合、復調されたインパル
ス信号Ｖｐ’ （ｔ）のパルス幅も強弱に対応して広く
又は狭くなってしまう。即ち、復調されたインパルス信
号のパルス幅が高周波信号レベルに依存するという問題
がある。
課題を解決するための手段
インパルスにより変調された高周波信号を入力とし前記
インパルス発生時間幅より小さい放電時定数を持つ第１
検波器と、前記高周波信号を入力とし前記インパルス発
生時間幅より大きい放電時定数を持つ第２検波器とを設
け、前記第２検波器の出力信号を入力とする減衰器を設
け、この減衰器の出力信号と前記第１検波器の出力信号
とを入力とする比較器を設けた。
インパルス発生時間幅より小さい放電時定数を持つ第１
検波器と、前記高周波信号を入力とし前記インパルス発
生時間幅より大きい放電時定数を持つ第２検波器とを設
け、前記第２検波器の出力信号を入力とする減衰器を設
け、この減衰器の出力信号と前記第１検波器の出力信号
とを入力とする比較器を設けた。
作用
まず、高周波信号は第１検波器により検波されて検波出
力が得られる。高周波信号は他方では第２検波器によっ
ても検波されるが、この第２検波器の放電時定数がイン
パルス発生時間幅よりも大きいため、高周波信号中のイ
ンパルスのほぼピーク値を保持し続け、かつ、その変動
に追従したものとなる。このようなインパルスのピーク
値相当の第２検波器による検波出力が減衰器により一定
量減衰されて比較器に入力され、目的のインパルスに応
じて自動的に変動する基準電圧となって第１比較器から
の検波出力と比較されるため、目的とするインパルスの
みを復調できる。この時、比較器に対する２人力の強さ
は常に相似関係にあるため、復調されるインパルスのパ
ルス幅は高周波信号のレベルに無関係に常に一定となる
。
力が得られる。高周波信号は他方では第２検波器によっ
ても検波されるが、この第２検波器の放電時定数がイン
パルス発生時間幅よりも大きいため、高周波信号中のイ
ンパルスのほぼピーク値を保持し続け、かつ、その変動
に追従したものとなる。このようなインパルスのピーク
値相当の第２検波器による検波出力が減衰器により一定
量減衰されて比較器に入力され、目的のインパルスに応
じて自動的に変動する基準電圧となって第１比較器から
の検波出力と比較されるため、目的とするインパルスの
みを復調できる。この時、比較器に対する２人力の強さ
は常に相似関係にあるため、復調されるインパルスのパ
ルス幅は高周波信号のレベルに無関係に常に一定となる
。
実施例
本発明の一実施例を第１図及び第２図に基づいて説明す
る。本実施例は、ＳＳ方式に適用したもので、例えば直
接拡散方式やチャープ方式に代表される周波数拡散され
た高周波人力Ｖｈ（ｔ）をインパルス変調して高周波信
号Ｖｍ（ｔ）に変換するＳＡＷマッチドフィルタ５が設
けられている。第２図（ａ）はチャーブ方式の場合の高
周波人力ｖｈ（Ｃ）の波形例を示し、文献２に示される
ようにこれをＳＡＷマッチドフィルタ５＝チャープフィ
ルタによりインパルス変調することにより第２図（ｂ）
に示すような高周波信号Ｖｍ（ｔ）に変換している。も
ちろん、文献１に示されるように直接拡散方式でも同様
である。また、ＳＡＷマツチドフィルタ５は文献３，４
に示されるようにＳＡＷコンボルバとしてもよい。
る。本実施例は、ＳＳ方式に適用したもので、例えば直
接拡散方式やチャープ方式に代表される周波数拡散され
た高周波人力Ｖｈ（ｔ）をインパルス変調して高周波信
号Ｖｍ（ｔ）に変換するＳＡＷマッチドフィルタ５が設
けられている。第２図（ａ）はチャーブ方式の場合の高
周波人力ｖｈ（Ｃ）の波形例を示し、文献２に示される
ようにこれをＳＡＷマッチドフィルタ５＝チャープフィ
ルタによりインパルス変調することにより第２図（ｂ）
に示すような高周波信号Ｖｍ（ｔ）に変換している。も
ちろん、文献１に示されるように直接拡散方式でも同様
である。また、ＳＡＷマツチドフィルタ５は文献３，４
に示されるようにＳＡＷコンボルバとしてもよい。
このようなＳＡＷマツチドフィルタ５の出力側には第１
検波器６と第２検波器７とが分岐接続されている。第１
検波器６はダイオードＤ１ とコンデンサＣ１と抵抗
Ｒ，とからなり、放電時定数Ｔ１＝Ｃ，Ｒ，を持つ。一
方、第２検波器７はダイオードＤ．とコンデンサＣ．と
ともに抵抗Ｒお Ｒ．とからなり、放電時定数Ｔ，＝Ｃ
，（Ｒ，＋Ｒ，） を持つ。即ち、これらの検波器４
，５は半波整流による包絡線検波器構成とされている。
検波器６と第２検波器７とが分岐接続されている。第１
検波器６はダイオードＤ１ とコンデンサＣ１と抵抗
Ｒ，とからなり、放電時定数Ｔ１＝Ｃ，Ｒ，を持つ。一
方、第２検波器７はダイオードＤ．とコンデンサＣ．と
ともに抵抗Ｒお Ｒ．とからなり、放電時定数Ｔ，＝Ｃ
，（Ｒ，＋Ｒ，） を持つ。即ち、これらの検波器４
，５は半波整流による包絡線検波器構成とされている。
もつとも、全波整流型のものや、同期検波、遅延検波方
式といったものでもよい。ここに、インパルス列のパル
ス間隔（発生時間間隔）をＴＰとすると、検波器６，７
の時定数Ｔ，， Ｔ，との間には、？，（ＴＰ（Ｔ， なる大小関係がある。特に、時定数Ｔ．については、 Ｔ，（Ｔ， なる関係に設定されている。
式といったものでもよい。ここに、インパルス列のパル
ス間隔（発生時間間隔）をＴＰとすると、検波器６，７
の時定数Ｔ，， Ｔ，との間には、？，（ＴＰ（Ｔ， なる大小関係がある。特に、時定数Ｔ．については、 Ｔ，（Ｔ， なる関係に設定されている。
また、第２検波器７中の後段の抵抗Ｒ■Ｒ．は減衰器８
を構威し、コンデンサＣ３に得られる電圧Ｖｒ’（ｔ）
をＲ，／ （Ｒ，＋Ｒ，） に減衰する。
を構威し、コンデンサＣ３に得られる電圧Ｖｒ’（ｔ）
をＲ，／ （Ｒ，＋Ｒ，） に減衰する。
この減衰出力Ｖｒ（ｔ）を基準電圧とし前記第Ｉ検波器
６からの検波電圧Ｖｓ（ｔ）を比較対象電圧とする比較
器９が設けられ、インパルスＶ，（ｔ）を取出すように
されている。
６からの検波電圧Ｖｓ（ｔ）を比較対象電圧とする比較
器９が設けられ、インパルスＶ，（ｔ）を取出すように
されている。
このような構成において、まず、第１検波器６から得ら
れる検波出力Ｖｓ（ｔ）は第３図に示した検波器１によ
るものと同様であり、第４図ないし第６図の各々の（ｂ
）に示すようなものとなる。一方、第２検波器７にあっ
てはその放電時定数Ｔ，がＴ，）Ｔ，であるため、コン
デンサＣ．に得られる電圧Ｖｒ’（ｔ）は、ほぼインパ
ルス（即ち、Ｖｍ（ｔ））のピーク値を保持し続けるこ
とになる。
れる検波出力Ｖｓ（ｔ）は第３図に示した検波器１によ
るものと同様であり、第４図ないし第６図の各々の（ｂ
）に示すようなものとなる。一方、第２検波器７にあっ
てはその放電時定数Ｔ，がＴ，）Ｔ，であるため、コン
デンサＣ．に得られる電圧Ｖｒ’（ｔ）は、ほぼインパ
ルス（即ち、Ｖｍ（ｔ））のピーク値を保持し続けるこ
とになる。
従って、比較器９はインパルスのピーク値を減衰器８に
よりＲ．／ （Ｒ．＋Ｒ，） に減衰した電圧Ｖｒと
前記検波出力Ｖｓ（ｔ）なる電圧とを比較することにな
る。即ち、Ｖｒ（ｔ）は である。よって、目的のパルスの強さに応じたスレッシ
ョルド電圧Ｖｒ（ｔ）が自動的に設定されるため、常時
第４図に示すような適正なる関係の波形状態となり、一
番信号レベルの高い目的のインパルスのみを復調抽出す
ることができる。これは、目的外のインパルスの強度が
目的のインパルスの強度に近づいても、高周波信号Ｖｍ
（ｔ）のピーク値から僅かに低いスレッショルド電圧で
波形整形しているため、ぎりぎりまで目的外のインパル
スを排除できるものとなる。また、高周波信号Ｖｍ（１
）のレベルが変動しても、本実施例のスレッショルド電
圧Ｖｒ（ｔ）はこれに追従する一種のＡＧＣ作用を持つ
。一般に、フェージングの周期Ｔ，はインパルス周期Ｔ
Ｐよりもはるかに大きいので、第２検波器７の時定数Ｔ
．をフェージング周期Ｔｐよりも十分に小さく設定でき
る（ＴＰ＜Ｔ．＜Ｔ，）からである。さらに、復調され
たインパルスＶｐ（ｔ）のパルス幅は高周波信号Ｖ ｍ
（ ｔ ）のレベルに無関係に一定ともなる。これは
、スレッショルド電圧Ｖｒ（ｔ）が検波出力Ｖｓ（ｔ）
と比例関係にあるためである。即ち、高周波信号Ｖｍ（
ｔ）のレベルにかかわらず比較器９への２つの入力信号
Ｖｓ（ｔ），Ｖｒ（ｔ）が常に相似関係にあるからであ
る。
よりＲ．／ （Ｒ．＋Ｒ，） に減衰した電圧Ｖｒと
前記検波出力Ｖｓ（ｔ）なる電圧とを比較することにな
る。即ち、Ｖｒ（ｔ）は である。よって、目的のパルスの強さに応じたスレッシ
ョルド電圧Ｖｒ（ｔ）が自動的に設定されるため、常時
第４図に示すような適正なる関係の波形状態となり、一
番信号レベルの高い目的のインパルスのみを復調抽出す
ることができる。これは、目的外のインパルスの強度が
目的のインパルスの強度に近づいても、高周波信号Ｖｍ
（ｔ）のピーク値から僅かに低いスレッショルド電圧で
波形整形しているため、ぎりぎりまで目的外のインパル
スを排除できるものとなる。また、高周波信号Ｖｍ（１
）のレベルが変動しても、本実施例のスレッショルド電
圧Ｖｒ（ｔ）はこれに追従する一種のＡＧＣ作用を持つ
。一般に、フェージングの周期Ｔ，はインパルス周期Ｔ
Ｐよりもはるかに大きいので、第２検波器７の時定数Ｔ
．をフェージング周期Ｔｐよりも十分に小さく設定でき
る（ＴＰ＜Ｔ．＜Ｔ，）からである。さらに、復調され
たインパルスＶｐ（ｔ）のパルス幅は高周波信号Ｖ ｍ
（ ｔ ）のレベルに無関係に一定ともなる。これは
、スレッショルド電圧Ｖｒ（ｔ）が検波出力Ｖｓ（ｔ）
と比例関係にあるためである。即ち、高周波信号Ｖｍ（
ｔ）のレベルにかかわらず比較器９への２つの入力信号
Ｖｓ（ｔ），Ｖｒ（ｔ）が常に相似関係にあるからであ
る。
発明の効果
本発明は、上述したように高周波信号を一方ではインパ
ルス発生時間幅に比し放電時定数の小さい第１検波器に
より検波し、他方では放電時定数の大きい第２検波器に
より検波してインパルスのほぼピーク値を保持し続けた
後これを減衰器により減衰させて、各々比較器に入力さ
せて目的のインパルスの強さに応じた基＊電圧を用いて
比較させるようにしたので、目的とするインバノレスの
みを復調できるとともに、復調されるインパルスのパル
ス幅も高周波信号レベルの変動に無関係に一定とするこ
とができ、良好なるインパルス復調が可能となる。
ルス発生時間幅に比し放電時定数の小さい第１検波器に
より検波し、他方では放電時定数の大きい第２検波器に
より検波してインパルスのほぼピーク値を保持し続けた
後これを減衰器により減衰させて、各々比較器に入力さ
せて目的のインパルスの強さに応じた基＊電圧を用いて
比較させるようにしたので、目的とするインバノレスの
みを復調できるとともに、復調されるインパルスのパル
ス幅も高周波信号レベルの変動に無関係に一定とするこ
とができ、良好なるインパルス復調が可能となる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は波形
図、第３図は従来例を示す回路図、第４図ないし第６図
は波形図である。 ６・・・第１検波器、７・・・第２検波器、８・・・減
衰器、９・・・比較器 ３ 」 運 呟 ３ Ｚ陸
図、第３図は従来例を示す回路図、第４図ないし第６図
は波形図である。 ６・・・第１検波器、７・・・第２検波器、８・・・減
衰器、９・・・比較器 ３ 」 運 呟 ３ Ｚ陸
Claims (1)
- インパルスにより変調された高周波信号を入力とし前
記インパルス発生時間幅より小さい放電時定数を持つ第
１検波器と、前記高周波信号を入力とし前記インパルス
発生時間幅より大きい放電時定数を持つ第２検波器と、
前記第２検波器の出力信号を入力とする減衰器と、この
減衰器の出力信号と前記第１検波器の出力信号とを入力
とする比較器とよりなることを特徴とするインパルス復
調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1307076A JPH03166834A (ja) | 1989-11-27 | 1989-11-27 | インパルス復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1307076A JPH03166834A (ja) | 1989-11-27 | 1989-11-27 | インパルス復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03166834A true JPH03166834A (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=17964749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1307076A Pending JPH03166834A (ja) | 1989-11-27 | 1989-11-27 | インパルス復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03166834A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6343095B1 (en) | 1995-02-07 | 2002-01-29 | Hitachi, Ltd. | Radio receiver using level-variable reference signal for discriminative detection of data signal and signal discrimination method |
| JP2018195920A (ja) * | 2017-05-15 | 2018-12-06 | 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 | 無線通信装置 |
-
1989
- 1989-11-27 JP JP1307076A patent/JPH03166834A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6343095B1 (en) | 1995-02-07 | 2002-01-29 | Hitachi, Ltd. | Radio receiver using level-variable reference signal for discriminative detection of data signal and signal discrimination method |
| JP2018195920A (ja) * | 2017-05-15 | 2018-12-06 | 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 | 無線通信装置 |
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