JPH03162667A - 測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ である。

Ｃ従来の技術］ 従来のこの種の超音波を用いた検査装置については、例
えば、 ビー．Ｅ一．り−とイー．エス，ファ−６ソシ　“高速
デジタル・ゴーレイコード深傷システム”ザ・アイトリ
プルイー超音波シシボジウＡの議事録１９８１年．第８
８８頁〜第８９１頁（以下、文献Ａと略称する。） （Ｂ．Ｂ．Ｌｅｅ　ａｎｄ　Ｅ．Ｓ．ＦｕｒＨａｓｏｎ
，　”Ｈｉｇｈ−ＳｐｅｅｄＤｉｇｉｔａｌ　Ｇｏｌａ
ｙ　Ｃｏｄｅ　Ｆｌａｗ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　Ｓｙｓ
ｔｅｍ，ｉｎ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ
　ＴＥＥＥ　ＵｌｔｒａｓｏｎｉｃｓＳｙｍｐｏｓｉｕ
ｍ，　１９８１，　ｐｐ．８８Ｂ　−　８９１）、ト．
ビー，りーとイー．エス．ア，−６ソン　“超音波エヌ
．デー．イー相関深傷システムの評価゜′音波及び超音
波のアイ｝　リ２　ルイー会報ｖｏｌ．ｓＵ−２９，　
ｎｏ．６．　１１月，　１９８２年，第３５９頁〜第３
６９頁（以下、文献Ｂと略称する。）（Ｂ．Ｂ．Ｌｅｅ
　ａｎｄ　Ｅ．Ｓ．Ｆｕｒｇａｓｏｎ，　”＾ｎ　Ｅｖ
ａｌｕａｔｉｏｎｏｆ　Ｕｌｔｒａｓｏｕｎｄ　ＮＤＥ
　Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ　Ｆｌａｗ　Ｄｅｔｅｃｔｉ
ｏｎｐｐ．３５９　−　３６９）及び ビー．ビー，リーとイー．エス．ア，−５ソン　゛高速
デジタノレ・ゴーレイコード深傷システム゜゛超音波、
７月、１９８３年，第１５３頁〜第１６１頁（以下、文
献Ｃと略称する。）（［ｌ．Ｂ．Ｌｅｅ　ａｎｄ　Ｅ．
Ｓ．Ｆｕｒｇａｓｏｎ，　”Ｉｌｉｇｌ＋−Ｓｐｅｅｄ
Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｇｏｌａｙ　Ｃｏｄｅ　Ｆｌａｕ＋　
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ＳｙｓｔｅｍＬｌｌｔｒａｓｏｎ
ｉｃｓ，　Ｊｕｌｙ，　１９８３，　ｐｐ．１５３　−
　１６１）に示されている。

従来例の構成を第１９図を参照しながら説明する第１９
図は、例えば文献Ｃに示された従来の超音波を用いた検
査装置を示すブロック図である。

第１９図において、従来の検査装置は、信号源（１）と
、この信号源（１）に接続されたデジタル遅延線（２）
と、信号源（１）及びデジタル遅延線（２）に接続され
たバイボーラ変換器（３）と、このバイボーラ変換器（
３）に接続されたｌ−ランスミッタ（４）と、同じく信
号ｉ（１）及びデジタル遅延線（２）に接続されたバイ
ボーラ変換器（５）と、超音波探触子（６）と、この超
音波探触子（６）、トランスミッタ（４）及びバイポー
ラ変換器（５）に接続されたアナログ相関器（７）と、
このアナログ相関器（７）に接続された表示器（８）と
から構成されている。

なお、超音波探触子（６）は、水槽の水中に設置され、
超音波探触子（６）の対向する位置にしんちゅうのター
ゲットＳが配置されている。また、アナログ相関器（７
）は、超音波探触子（６）及びバイボーラ変換器（５）
に接続された掛け算器（７ａ）、この掛け算器（７ａ）
に接続された積分器（７ｂ）とから横成されている。さ
らに、信号源（１）とデジタル遅延線（２〉との間、信
号源（１）とバイボーラ変換器（３）及び（５）との間
、デジタル遅延線（２）とバイボーラ変換器（３）及び
（５）との間にはＡＮＤゲート等の論理回路が押入され
ている。システムコントロール（９）は、制御するため
に上述した各ａ器、回路に接続されている。

つぎに、上述した従来例の動作を第２０［２Ｉ及び第２
１図を参照しながら説明する。

第２０図は例えば文献Ｂに示された従来の超音波を用い
た検査装置の送信信号を示す波形図、第２１図は例えば
文献Ｂに示された従来の超音波を用いた検査装置の圧縮
パルスを示す波形図である。

第２０図において、横軸はビット（ＢＩＴＳ）の単位で
表されているが、単位のビットに単位の時間を対応させ
れば横軸の単位は時間として読み替えることができる。

文献Ｂでは、単位のビットに対応させる単位の時間を記
号δで表している。従って、送信信号のパルス幅は、６
３×δである。

この送信信号は、振幅が特殊な系列により符号化された
、周波数帯がベースバンドの信号てある．振幅の符号ｆ
ヒについては、後述することとし、まず、使用されてい
る系列について説明する。

使用されている系列は、長さが６３ビットの有限長系列
が用いられ、周期長が６３ビットの周期系列てあるｍ系
列（ｍａｘｉｍａｌ　Ｉｅｎｇｔｈｓｅｑｕｅｎｃｅ）
を、一周期で打ち切って作られている。

■１系列については、例えば『符号理論一宮川洋、岩垂
　好裕、今井　英樹　共著昭和５４年６Ｄと略称する。

）に詳しく述べられている。

ｍ系列は、長さが無限長の周期系列であり、系列をなす
成分が２つの要素からなる２値系列である．２つの要素
には、符号十と符号一が割り当てられる場合もあるし、
数値＋１と数値−１、あるいは数値１と数値Ｏとが割り
当てられる場合もある。第２０図の例では、周期長が６
３ビットで、長さが無限長のｍ系列をもとにして、その
一周期を取り出して有限長系列を作っている。

次に、この有限長系列を用いた振幅の符号化について説
明する。

有限長系列をなす要素十に振幅＋１を、要素一に振幅−
１を対応させて、系列の要素士の表れる順番にしたがっ
て、単位時間δ毎に振幅を相対値で±１に変調している
．このような信号は、振幅を符号化された信号と呼ばれ
る。

第２１図において、第２０図と同様に、横軸はビットの
単位で表示されているが、単位のビットに単位の時間δ
を対応させれば、横軸の単位は時間とこの圧縮パルスは
、長さ６４ビットの有限長系列により振幅符号化した送
信信号を用いた場合の例である。この系列は、第２０図
の送信信号を土戊するときに用いた長さ６３ビットの有
限長系列に、１ビットを付加して作られたものである。

従って、この送信信号のパルス幅は、６４×δである。

エコーのパルス幅もこれとほぼ同等の長さである。

第２１図で示すように、圧縮パルスのエネルギーの大半
は、図中、中央の時間幅内（数ビッｌ−　Ｘδ）に集中
している。この中央の振幅の大きい信号部分は、圧縮パ
ルスの主ローブと呼ばれる。主ローブのパルス幅は短い
。これは、エコーのエネルギーが時間軸上のほぼ一点に
圧縮されたことを意味している。主ローブの両側の振幅
の小さい信号部分は、圧縮パルスのレンジサイドローブ
と叶ばれる。

さて、信号源（１）及びデジタル遅延線（２）から、バ
イボーラ変換器（３）及びトランスミッタ（４）を介し
て、第２０図で示したような、送信信号が生成される。

この送信信号により超音波探触子（６）が励振される。

超音波探触子（６）から水中に放射された超音波は、タ
ーゲッｌ−　Ｓにより反射され、再び超音波探触子（６
）により受信される。超音波探触子（６）により受信さ
れたエコーは、アナログ相関器（７）の掛け算器〈７ａ
）に伝達される。

上述したエコーのパルス幅は、送信信号と同等に長い。

すなわち、エコーのエネルギーは、送信信号のパルス幅
にほぼ相当する長い時間（ほぼ、６３×δ）にわたって
、ほぼ一様に分布している。

一方、前記送信信号と同じ信号が、デジタル遅延線（２
）及びバイボーラ変換器（５）を介して、アナログ相関
器（７）の掛け算器（７ａ）に伝達される。

アナログ相関器（７）は、エコーと送信信号との間の相
関演算を実行する。この相関演算により、送信信号と同
等に長い時間にわたって、時間軸上にほぼ一様に広がっ
て分布していたエコーのエネルギーは、時間軸上のほぼ
一点に圧縮される。圧縮されて得られたパルスは、圧縮
パルスと呼ばれる。

アナログ相関器（７）により得られた圧縮パルスは、表
示器（８）に伝達され、最終結果として表示される。

上述した従来の超音波を用いた検査装置の距離分解能は
、圧縮パルスの主ローブのパルス幅（圧縮パルスのパル
ス幅と略称される。）により決まる。送信信号のパルス
幅が長いにもががわらず、圧縮パルスのパルス幅は上述
したように短い。従って、もともとパルス幅の短い送信
信号を用いたパルスエコー法による超音波を用いた検査
装置の場合と同等の分解能が得られる。

一方、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）は、送信信号の平１，
＋送信エネルギーが大きいほど高くなる。平均送信エネ
ルギーは、送信信号のパルス幅が長いほど大きい。従っ
て、従来の検査装置は、もともとパルス幅の短い送信信
号を用いたパルスエコー法に比べ、高いＳ／Ｎ比が得ら
れる。

以上のように、従来の超音波を用いた検査装置は、分解
能も優れ、Ｓ／Ｎ比．も高くとれる。

しかし、従来の検査装置は、圧縮パルスのレンジサイド
ローブのレベルが高いと、それが表れる時間に対応ずる
試験体内の位置に、反射体く欠陥など〉があるものと誤
認してしまう問題点がある。

この問題点を避けるには、圧縮パルスのレンジサイドロ
ーブのレベルを低くする必要がある。これを達成するに
は、送信信号の符号化に用いる系列の自己相関関数のレ
ンジサイドローブのレベルを低くする必要がある。言い
換えれば、送信信号の符号化に用いる系列として、自己
相関関数のレンジサイドローブのレベルが低い系列を用
いる必要がある。

以下、圧縮パルスのレンジサイドローブと、系列の自己
相関関数のレンジサイドローブとについて第２２図を参
照しながら説明する。なお、系列の自己相関関数の定義
については、文献Ｄに詳しく述べられている。

第２２図は、第２０図の送信信号の符号化に用いた有限
長系列の自己相関関数を示す波形図である。

ｍ系列自体は、文献Ｄの第４７９頁〜第４８３頁に述へ
られているように、自己相関関数が主ローブと呼ばれる
鋭いピークをもち、レンジサイドローブのレベルが低い
特性をもつ系列である。しかし、文献Ｄの第４８９頁に
述べられているように、レンジサイドローブのレベルの
低い周期系列の１周期を取り出して有限長系列を作った
場き、もともとの周期系列の自己相関関数のレンジサイ
ドローブのレベルが低いからといって、第２２図で示す
ように、上述したように作った有限長系列の自己相関関
数のレンジサイドローブのレヘルが低いとｃ．．ｔ限ら
ない。

ｍ系列自体の自己相Ｉ３！Ｉ関数のレンジサイドローブ
のレベルは、周期長をｎで表し、主ローフのピーク値が
１となるように規格｛ヒして表すと、絶対値で１　／　
ｎとなることが、文献Ｄの第４７９頁〜第４８０頁に示
されている。従って、周期長が６３ビッ１への場合には
、１／６３＝０．０１５９となる。

しかし、第２２図をみると、第２０図の送信信号の符号
１ヒに用いた有限長系列の自己相関関数では、レンジサ
イドローブのレベルは少なくとも０．１以上と、ｍ系列
自体の自己相関関数のレンジサイドローブのレベルより
も１桁大きい。

すなわち、ｍ系列を有限長で打ち切って作った系列を送
信信号の符号化に用いたのでは、圧縮パルスのレンジサ
イドローブのレベルが高い欠点がある。第２１図に示し
た圧縮パルスは、レンジサイドローブのレベルが高い例
である．また、文献Ｂに述べられているように、ｍ系列
を６３ビットで打ち切った系列を用いた場合も試されて
いる。この場合、レンジサイドローブの形（パターン）
は、第２１図と異なるが、レンジサイドローブのレベル
は、第２１図の場合と比べて３ｄＢ以上は変わらなかっ
たと記述されている。これらの例は、送信信号の符号化
に用いる系列として、その自己相関関数のレンジサイド
ローブのレベルが低いものを用いなければ、圧縮パルス
のレンジサイドローブのレベルを低くできないことを示
す例である。

以上より、自己相関関数のレンジサイドローブが全く無
い系列があれば最良であることがわかる。

しかし、文献Ｄに述べられているように、レンジサイド
ローブが全く無い２値有限長系列は存在しない。

しかし、同じく、文献Ｄに述べられているように、同し
長さを有する２つの２値有限長系列の各々の自己相関関
数を加算すれば、加算後ではレンジサイドローブが全く
無くなることがある６このような特性をもつ、一種の対
を構或する２つの系列は、相袖系列と呼ばれる。相補系
列については、エム．六仁｛−ｊ−レ｛　”相補系列″
情報理論の７イア→イー会報ｖｏ１．ＩＴ−７，第８２
頁〜第８７頁，４月，　１９６１年（Ｍ．Ｊ．Ｅ．（：
ｏｌａｙ，　”Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｓｅｒｉ
ｅｓ，”　ＩＲＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉ
ｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ，　ｖｏｌ．ＩＴ
−７ｐｐ．８２Ｊ７，＾ｐｒｉｌ，　１９６１）に詳細
に述べられている。この相補系列は、Ｇｏ　ｌ　ａｙの
相補系列とも、あるいは略してＧｏｌａｙコードとも呼
ばれる。

ここで、相袖系列の自己相関関数について、第２３図（
ａ）、（ｂ）及び第２４図を参照しながら説明する。

第２３図（ａ＞及び（ｂ）は例えば文献Ｃに示さｉＬた
川補系列をなす第１及び第２の系列の自己相関関数を示
す波形図、第２４図は第１及び第２の系列の自己相関関
数の加算結果を示す波形図である。

第２３図（ａ）及び（ｂ）からわかるように、これら２
つの自己相関関数のレンジサイドローブのレベルは、ど
ちらも高い。加算して得られた自己相関関数（以下、合
成自己相関関数を呼ぶ。）は、第２４図で示すように、
中央に主ローブに相当する鋭いピークのみをもち、レン
ジサイドローブが全く無い。

文献Ａ及びＣでは、相補系列を使用する超音波を用いた
検査装置についても述べられている．相補系列をなす２
つの系列は、交互に繰り返して用いられている。これに
ついて、第２５図（ａ）、（ｂ）及び第２６図を参照し
ながら説明する。

第２５図（ａ）及び（ｂ）、並びに第２６図は、文献Ｃ
に示された第１及び第２の圧縮パルス並びに合成圧縮パ
ルスの計算機シミュレーション結果を示す波形図である
。

相補系列をなす２つの系列を、第１及び第２の系列と呼
ぶことにする。これら第１及び第２の系列を用いて、そ
れぞれ第２０図の場合と同様にして生成した２つの送信
信号を、それぞれ第１及び第２の送信信号と呼ぶことに
する。また、これら第１及び第２の送信信号により超音
波探触子（６）を励振したときに得られる２つのエコー
を、それぞれ第１及び第２のエコーと呼ぶことにする。

さらに、これら第１及び第２のエコーを、それぞれ第１
及び第２の送信信号を用いて第２ｌ図の場ごと同様に相
関処理して得られる２つの圧縮パルスを、それぞれ第１
及び第２の圧縮パルスと叶ぶことにする。

第１の送信信号及び第２の送信信号が、ある一定の周期
で交互に繰り返されている。第１の送信信号で超音波探
触子（６）が励振される周期において、第１のエコーが
得られ、この第１のエコーは、第１の送信信号を用いて
同じ周期内て相関処理され第１の圧縮パルスが得られて
いる。同様に、第２の送信信号で超音波探触子｛６｝が
励振される周期において、第２のエコーが得られ、この
第２のエコーは、第２の送信信号を用いて同じ周期内で
相関処理され第２の圧縮パルスが得られている。さらに
、アナログ相関器（７）の積分時間を送信繰り返し周期
の２倍の時間よりも長くすることにより、第１の圧縮パ
ルス及び第２の圧縮パルスを加算する演算が行われてい
る。

第１の圧縮パルスと第２の圧縮パルスとの加算結果を、
合或圧縮パルスと呼ぶことにする．合成圧縮パルスが、
表示器（８）に表示される。

第２５Ｌ７Ｉ（ａ）及び（ｂ）に示すように、第１及び
第２の圧縮パルスはともにレンジサイドローブのレベル
が高い。しかし、第２６図に示ずよに、合成圧縮パルス
のレンジサイドローブのレベルは、中央に主ローブのみ
表れており、レンジサイドローブは全く無い。

このように、相補系列を使用する従来の超音波を用いた
検査装置は、レンジサイドローブが無いという優れた利
点をもっている。

しかし、合成自己相関関数のレンジサイドローブが無い
という特性をもつ相補系列は、系列の長さｎが、すべて
の自然数について存在する訳ではない。相補系列は、限
られた長さについてのみ存在する。例えば、長さｎが５
０以下では、文献Ｄに記述されているように、ｎ＝２、
４、８、１０、１６、２０、２６、３２、４０、につい
て存在する。但し、ｎ−３４、３６、５０の場合の存在
は不明である。

［発明が解決しようとする課Ｍ］ 上述したような従来の検査装置では、レンジサイドロー
ブのレベルが高く、このレンジサイドローブのレベルを
零にできる相補系列を用いる場合には、系列の長さｎが
限られたものしかないという問題点があった。

この発明は、上述した問題点を解決するためになされた
もので、合成自己相関関数のレンジサイドローブのレベ
ルを完全に零に保ったまま、系列の長さｎの選択の自由
度を大きくすることができる検査装置を得ることを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る検査装置は、次に掲げる手段を備えたも
のである． 〔１〕　複数補系列に基づいて複数個の送信信号を発生
する送信信号発生手段。

〔２〕　前記複数個の送信信号により励振されて波動を
対象物に送信する送信手段。

〔３〕　前記複数個の送信信号にそれぞれ対応する複数
個のエコーを受信する受信手段。

〔４〕　前記複数補系列により規定される複数個の参照
信号を用いてそれぞれ前記複数個のエコーを相関処理す
る相関手段。

〔５〕　複数個の相関処理の結果を加算する加算手段。

［作用］ この発明においては、送信信号発生手段によって、複数
補系列に基づいて複数個の送信信号が発生される。

また、送信手段によって、前記複数個の送信信号により
励振されて波動が対象物に送信される。

さらに、受信手段によって、前記複数個の送信信号にそ
れぞれ対応する複数個のエコーが受信される。

さらにまた、相関手段によって、前記複数補系列により
規定される複数個の参照信号を用いて、それぞれ前記複
数個のエコーが相関処理される。

そして、加算手段によって、筏数個の相関処理の結果が
加算される。

［″Ａ施例コ 上述した相補系列は、同じ長さを有する２つの系列から
なっているが、我〃は、同じ長さを有する４つ以上の偶
数．個の系列からなり、かつ個々の系列の自己相関関数
を加算すると、レンジサイドローブが無くなるという特
性をもつ系列が在在ずることを見いだした。このような
特性をもつ系列については、いままで報告例がない。こ
のような特性をもつ系列は、複数個て補完しあうことに
よりレンジサイド四ーブが無くなるので、ここては便宜
上、複数補系列と吋ぶことにする。

この発明の第■実絶例の椙成を第１図を参照しながら説
明する。

第１（；３は、この発明の第１実施例を示すブロック図
であり、超音波探触子（６）及び表示器（８）は第１９
図で示した上記従来装置のものと全く同一である。

第１図において、この発明の第１実施例は、上述した従
来装置のものと全く同一のものと、振幅符号化送信信号
発生器（１＾〉と、この振幅符号化送ｆ３信号発土器（
１＾）及び超音波探触子（６）に接続された相関器〈７
＾）と、入力側がこの相関器（７＾）に接続されかつ出
力側が表示器（８）に接続されたメモリを含む加算器（
１０）とから横成されている． なお、超音波探触子（６〉は振幅符号化送信信号発生器
（１＾）にも接続され、試験体Ｓに接触している。

つぎに、上述した第１実施例の動作を第２図、第３図及
び第４図を参照しながら説明する。

第２図（ａ）．（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の送信信号を示す波形図、第３図はこの発明
の第ｌ実施例の４つの送信信号を示す波形図、第４図は
この発明の第ｌ実施例の４つのエコーを示す波形図であ
る。

第２図（ａ）〜（ｄ）に示す送信信号は、従来と同様に
、振幅を符号化した信号である。しかし、符号化に用い
ている系列は、５の長さを有する４つの系列からなる複
数補系列である。４つの系列それぞれを第１、第２、第
３及び第４の系列と呼ぶことにすると、 第１の系列は（一、一、一、＋、一）、第２の系列は（
−、一、一、干、＋）、第３の系列はく−、一、十、一
、一）、第４の系列は（一、一、＋、−、＋）、である
。これらの系列と送信信号の振幅符号化との間の関係を
わかりやすくするために、第２図中に上述した系列の符
号を合わせて記入してある。

以下、送信信号にも、系列の通し番号に対応させて、通
し番号を付して呼ぶこととし、第２図（ａ）〜（ｄ）に
示した送信信号を、それぞれ第１、第２、第３及び第４
の送信信号と呼ぶことにする。

振幅符号化送信信号発生器（１八）は、上述したー１つ
の送信信号を、第３図に示すように、ある一定の送信繰
り返し周期Ｔｒで、順次繰り返して発生し、超音波探触
子（６冫に伝達する。

超音波探触子（６）は、４つの送信信号により順次励振
されて、超音波を試験体Ｓ内へ送信する。

そして、試験体Ｓ内の欠陥などにより反射されたエコー
は、超音波探触子（６〉により受信される。

受信されたエコーは、相関器（７＾）に伝達される。

第１、第２、第３及び第４の送信信号により超音波探触
子（６）を励振したときに得られるエコーを、それぞれ
、第４図に示すように、第１、第２、第３及び第４のエ
コーと呼ぶことにする。なお、送信信号は受信回路側（
相関器（７＾）側）に一部漏れ込むので、第４図ではそ
の様子も合わせて示している。

相関器（７＾〉は、第ｉ番目（　ｉ　＝１．２，３．４
）のエコーを第ｉ番目の送信信号を用いて相関処理し、
圧縮する。第ｉ番目のエコーが圧縮されて得られた圧縮
パルスを第ｉ番目の圧縮パルスと呼ぶことにする。第１
、第２、第３及び第４の圧縮パルスは、順次加算器（１
０〉に伝達される。

加算器（１０）は、第４の圧縮パルスが伝達されてくる
まで、第１、第２及び第３の圧縮パルスをメモリに記憶
している。第４の圧縮パルスが伝達されてきた時点で、
第１、第２、第３及び第４の圧縮パルスを加算する。以
下、加算結果を合戒圧縮パルスを呼ぶことにする。この
合成圧縮パルスが加算器（１０）から表示器（８）に伝
達される。

なお、この発明では、合成圧縮パルスのレ冫ジサイドロ
ーブの相対的なレベルを問題にしているので、加算器（
１０）では４つの圧縮パルスを上述した上うに、単に加
算して表示器（８）へ伝達しても良いし、あるいは４つ
の圧縮パ／Ｌスを加算平均して表示器（８）へ伝達して
も良い。

表示器（８）では、合成圧縮パルスが、従来と同様に表
示される． つづいて、この発明の第１実胤例の効果について第５図
，第６図、第７図、第８図、第９図、第１０図、第１１
図及び第１２図を参照しながら説明する。

第５図（ａ）、（ｂ）．（ｃ）及び（ｄ）はそれぞれ第
１、第２、第３及び第４の系列の自己相関関数の計算結
果を示す波形図、第６図は第５図の４つの自己相関関数
の加算結果を示す波形図である。

自己相関関数は、文献Ｄの第４７５頁に示されている式
（１７．４）を修正した次式から計算した。

ρ．．（ｋ）＝Σａ　Ｊ　＋　ｋ　ａ　Ｊ　　・・　■
（和は、ｊについて０〜ｎ−１までとる。）ここで、ρ
１，は系列ａの自己相関関数であり、ｋは整数である。

また、ａ，は系列ａの第ｊ番目の要素（＋１または−１
）であり、ｎは系列の長さてある。例えば、系列ａを、
上述した第１の系列（−、一、一、＋、一）とすると、
ａｏ＝ａａ　２＝　ａ　４”　　１　．ａ　３＝　１で
ある。

以下、第１、第２、第３及び第４の系列の自己相関関数
を、それぞれρ１１、ρ２２、ρ３，及びρ４４で表す
。式■は、文献Ｄ中の式（１７．４）の右辺を、単にｎ
倍しただけの式である。ｎ倍する又はｎ　（Ｆｊ　Ｌな
いかは、自己相関関数を主ローブのピーク値が１となる
ようにＩｆ＆化して表すか、主ローブのピーク値がｎと
なるように規格化して表すかの差てあり、レンジサイド
ローブの相対的なレベルを問題にする場合には、どちら
て考えても変わりはない。

第５図に示した４つの自己相関関数ρ１１ρ２。、ρ３
３及びρ４４のレンジサイドローブのレベルはいずれも
高い。しかしながら、第６図に示すように、ρ１１＋ρ
２２＋ρ３３＋ρ４，（以下、これを合戒自己相関関数
を呼ぶ。）は、レンジサイドローブが全く無いことがわ
かる。

なお、上述した４つの系列のうち、どの２つの系列を取
り出して組み合わせても、相補系列となる組み合わせは
ない。これは、第５図（ａ）〜（ｄ）に示した４つの自
己相関関数のうち、どの２つの自己相関関数を取り出し
て加算しても、加Ｅ［　ｆＵでレンジサイドローブが全
く無くなる組み合わせがないことからわがる。

第６図に示したように、４つの自己相関関数ρ１１、ρ
２２、ρ３３及びρ，４を加算すると、レンジサイドロ
ーブが全く無くなることがら、合成圧縮ノク１シ７Ｉ′
＋士２＋）プｊ．　ｌ−　’／　：：　ＪＪ−ノｖｒ−
１−イユぐ人ノ短ノなることが期待できる。

そこで、計算機シミュレーションによりこれを次のよう
にして確認した。

圧縮パルスは、文献Ｃに述べられているように、送信信
号の自己相関関数と超音波探触子（６）のインパルス応
答との畳み込み積分で与えられる。

ここで、インパルス応答とは、超音波の送信及び受信を
総合して考えた時の送受総合での超音波探触子（６）の
インパルス応答を表す。

ここで、第７図は超音波探触子（６）のインパルス応答
を示す波形図、第８［Ｊ（ａ＞、（ｂ）、（Ｃ）及び（
ｄ）は第１、第２、第３及び第４の圧縮パルスの計算結
果を示す波形図、第９図は合成圧縮パルスを示す波形図
である。

インパルス応答を、第７図に示す振動継続時間１．５サ
イクルのパルスとして計算した。なお、図中、ｆｃは超
音波探触子（６）の中心周波数を表す。

上述したように、第ｉ番目の圧縮パルスは、第勺阿ｌ一
＼−　ｌ１＼神二ｌ　Ｊ−喀：専ロハち￥丘ｋ豆の自己
相関関数と、第７図に示した超音波探触子（６）のイン
パルス応答とを、畳み込み積分することにより求めた。

なお、第ｉ番目の送信信号の自己相関関数は、第５図（
ａ）〜（ｄ）において横軸の単位のビッ１へに単位の峙
間δを対応させれば、第５図（ａ）〜（ｄ）に示した第
１番目の系列の自己相関関数と同一である。ここでは、
δ１／（２ｆｅ）として計算した。

第８図（ａ）〜（ｄ）に示すように、４つの圧縮パルス
ともレンジサイドローブのレベルが高い。

しかしながら、第９図に示すように、合戒圧縮パルスで
は、期待通りレンジサイドローブが全く無い。第８（２
Ｉ（ａ）〜（ｄ）及び第９図では、上述した単位時間δ
を１／（２ｆ，）として計算したが、δをこの値から変
１ヒさせても、合成圧縮パルスにおいてレンジサイドロ
ーブは生じなかった。

また、超音波探触子（６）のインパルス応答を１．５サ
イクルのパルスとして計算したが、サイクル数を１．５
サイクルから変化させても、同様に、合戒圧縮パルスに
おいてレンジサイドローブは生じなかった。

以上のように、この発明の第１実施例は、相補系列の春
在しなかった長さｎが５の系列を・用いて、レンジサイ
ドローブの無いき成圧縮パルスが得られる第１の利点が
あることがわかった。

ところで、この種の検査装置において、Ｓ／Ｎ比の改善
量をＳＮＲＥで表すと、 ＳＮＲＥ＝ｎＮＢδ　　　・・・　　■で与えられるこ
とが、文献Ｂに示されている．ここで、ＳＮＲＥはエコ
ーのＳ／Ｎ比を基準にして、そこからエコーを相関処理
した後のＳ／Ｎ比が、幾ら改善されたかを表している。

式■において、ｎは系列の長さ、Ｎは各送信繰り返し周
期毎に相関処理を行って圧縮パルスを得て、これらの圧
縮パルスを加算して得られる結果を、ｆｌ　＋＝結果と
して表示することを前提としたときの送信繰り返し回数
、つまり、従来の相補系列を用いた場合にはＮ＝２、第
１実施例の複数補系列を用いた場合にはＮ＝４、Ｂはエ
コーの帯域幅、δは単位のビットに対応させる単位の時
間を表す．式■において、ｎとδとの積は、送信信号の
パルス幅に相当する。Ｓ／Ｎ比は、式■から、送信信号
のパルス幅（ｎδ）を長くするにしたがって大きくてき
ることがわかる。従って、Ｓ／Ｎ比の改善のみを考えれ
ば、送信信号のパルス幅は長くする必要がある。

しかし、送信信号のパルス幅を長くすると、次の問題点
が生じる。信号を送信している間は、第４図に示したよ
うに、送信信号が受信回路側に漏れ込むので、エコーを
正確に受信できない。従って、送信信号が継続している
時間（ｎδ）は、検査に利用できないデッド時間となる
。これは、試験（４　Ｓの表面から、送信信号のパルス
幅の２分の１の時間に対応ずる領域、すなわち、試験体
Ｓ内の超音波の伝搬速度をＶで表すと、試験体Ｓの表面
から（ｖｎδ）／２までの深さの領域は、デッドゾーン
となり検査できないことを意味している。

二こて、パルス幅を２分の１倍して考えることは、超音
波が試験体Ｓ内を往復することによる。この幅は、短く
する必要がある。

つまり、Ｓ／Ｎ比を改善する要求と、デ・ンドゾーンを
狭くする要求とは、相反する要求である。

このため、送信信号のパルス幅は、試験体Ｓの種類や検
査目的から考えて、所要のＳ／Ｎ比が得られ、かつデッ
ドゾーンが許容できる範囲内に入るように決める必要が
ある． 送信信号のパルス幅（ｎδ）を、上述のように決めた所
要の幅となるように設定するには、ｎ又はδを変化させ
れば達成できる。

しかし、δは送信信号のエネルギー利用効率を良くする
ため、超音波探触子（６）の中心周波数をｆｃで表すと
、通常、１／（２ｆｃ）近くに設定される。これについ
て、第１０図を参照しながら説明する。

第ｌＯ図は、例えば文献Ｂに示されたクロ・ンク周波数
とＳ／Ｎ比の関係を示す特性図である。

第１０図は、δの逆数で与えられるクロツク周波数を変
化させたとき、送信信号のエネルギー利用的な変｛ヒの
様子を示す。

第１０図において、送信信号のエネルギー利用効串を高
くして、良好なＳ／Ｎ比で検査するには、クロック周波
数は２ｆ．近くに選ぶ必要があることがわかる。つまり
、δは１／（２ｆｃ）近くに選ぶ必要がある。

従って、送信信号のパルス幅（ｒｌδ〉を所要の幅とな
るように設定するには，系列の長さｎを変化させること
により達成する方が望ましい。

しかし、レンジサイドローブが生じないという利点のあ
る従来の相補系列を用いる場き、相補系列はｎが全ての
自然数にって存在するわけではない。相補系列は、限ら
れた長さについてのみ存在し、長さｎが５０以下では、
２、４、８、１０、１６、２０、２６、３２、４０と限
られたものしか存在しない。従って、例えばｎを８に設
定すれば、送信信号のパルス幅が長いのて、Ｓ／Ｎ比は
十分所要の値が得られるが、デッドゾーンが許容範囲内
にねさまらず、一方、ｎを４に設定すれば、送は信号の
パルス幅が短いのて、デッドゾーンは許容範囲内におさ
まるが、所要のＳ／Ｎ比が得られないといった状況が発
生する。このような場合、ｒ１が４と８との間にあるこ
の発明の第１実施例で示したｎが５の複数補系列を用い
れば、レンジサイドローブが全く生じないという上述し
た第１の利点を保ったまま、Ｓ／Ｎ比も所要の値が得ら
れ、デッドゾーンも許容範囲内におさめることができ、
検査要求を達成できるという第２の利点が生じる。

さらに、複数補系列を用いると次の利点もある。

試験体Ｓの底面近傍にある微小欠陥を検出したい場合、
微小欠陥からのエコーのレベルは小さい．一方、底面か
らのエコーのレベルは大きい。送信信号のパルス幅が長
いと、レベルの差の大きいこれらの２つのエコーが、時
間軸上で一部分が互いに重なり合ってしまう。このよう
なレベル差が大きく互いに重なり合った２つのエコーを
信号処理するには、相関器（７＾）などの受信回路系は
大きなダイナミックレンジが要求される。しかし、送ｆ
３信号のパルス幅が短く、上述した２つのエコーが時間
軸上で分離できるならば、底面エコーに時間ゲーｌ・を
かけて、これを削除して微小欠陥からのエコーのみを増
゛幅して信号処理できる。このような信号処理ができる
場合には、受信回路系のダイナミックレンジはそれ程大
きくなくてもすむ。

時間ゲートを利用した上述の信号処理は、エコーをＡ／
Ｄ変換し、計算機内にデータとして取り込み、そして、
計算機を用いて、相関処理や加算などのエコーに対する
信号処理を行う場合、Ａ／Ｄ変換器のビット数が、少な
くてすむので特に都合が良い。

受信回路系のダイナミックレンジが十分でなく、時間ゲ
ートを利用した上述の信号処理を行いたい堝キ、従来の
相補系列を用いると、長さｎが４ではパルス幅が短いの
で、所望の信号処理は可能であるがＳ／Ｎ比が不十分で
あり、一方、ｎが８ではパルス幅が長いので、Ｓ／Ｎ比
は十分であるが、所望の信号処理はできないといった状
況が生じることがある．このとき、ｎが４と８との間に
あるこの発明の第１実施例で示したｎが５の複数補系列
を用いれば、Ｓ／Ｎ比も十分で、かつ所望の信号処理を
行うこと，ができるという第３の利点がある。すなわち
、複数補系列を用いる第１実施例は、レンジサイドロー
ブが無いという上述した第１の利点を保ったまま、利用
できる系列の長さの選択の範囲が、相補系列も含めて考
えると、従来より広がったので、受信回路系へのダイナ
ミックレンジ要求値が小さくてすむ。

またさらに、複数補系列を用いると次の利点もある。

エコーに重畳する雑音に何等かの癖があり、この雑音と
送信信号の符号化に用いている系列との間に相関が有っ
た場合、雑音も圧縮されるので、この雑音によって生じ
た圧縮パルスを、試験体Ｓの欠陥によって生じた圧縮パ
ルスとして誤認する問題点がある。従来の相補系列では
、２つの系列しか用いていないので、どちらか一方の系
列と雑音との間に相関があれば、第１及び第２の圧縮パ
ルスを加算平均して最終結果として表示すると、表示段
階では雑音による圧縮パルスのレベルは２分の１倍にし
かならない。これに対して、この発門の第１実施例は、
４つの系列を用いているのでどれか１つの系列と雑音と
の問で相関がイｆったとしても、第１、第２、第３及ひ
第４の圧縮パルスを加′！：１′Ｆ均して最終結東とし
て表示すると、表示段階では雑音による圧縮パルスのレ
ベルは、４分の１倍となり．　ｆｅｅ来の相捕系列を用
いた場きよりも小さくなる。すなわち、複数ｔｌｌｉ系
列を用いたこの発明の第１実施例は、相補系列を用いた
従来の検査装置に比べて、雑音によって生じた圧縮パル
スを欠陥によって生じた圧縮パルスとして誤５２シてし
まう確率を小さくできるという第４の利点がある。

複数補系列を用いるとさらに次の利点もある。

超音波を用いた非破壊検査では、例えば第３図に示した
ように、送信信号をある一定の周期で繰り返して超音波
探触子（６）を励振する。このとき、試験体Ｓ内て超音
波が何回も多重反射を繰り返し、送信イ３号を発生した
送信繰り返し周期よりも後の送信繰り返し周期において
、エコーとして受信されることがある。このようなエコ
ーは、残晋エコーと呼ばれる。

第１１図は、この発明の第１実施例おける残響エコーを
示す波形図である。

第１１図において、残響エコーが送信信号を発生した送
信繰り返し周期の次の送信繰り返し周期で受ｆ３された
場合を図示している。この場合が、残響エコーのレベル
が最も高い。何故なら、送信信号の発生時から、より遅
れて受信される残響エコーほど、より長い伝搬経路を通
った後受信されるので、レベルが小さくなるからである
。以下，第ｉ番口の送信信号により生じた残響エコーを
第ｉ番目の残響エコーと呼ぶことにする。残響エコーは
、試験体Ｓ内の反射体により１回反射され、送信信号を
発生した送信繰り返し周期において受信されたエコーと
区別がつかない。従って、残響エコーは検査の妨害とな
るものである。

この発明の第１実施例と、従来の超音波を用いた検査装
置との間で、残響エコーが検査へ及ぼす妨害度を第１２
図を参照しながら比較してみる。

第１２図は、従来の超音波を用いた検査装置における残
響エコーを示す波形図である。

従来ＨＥとして、以下に示す長さが４の相補系列を用い
た場きについて考えてみる。

第１の系列一（＋、＋、＋、〜） 第２の系列一（＋、＋、一、十〉 ここでは、残響エコーのレベルが最も高く、最も問題と
なる場合、すなわち、残響エコーが送信信号を発生した
送信繰り返し周期の次の送信繰り遅し周期において受信
された場合について検討してみる。

まず、従来装置の場合には、残響エコーは第１２図に示
すように現れる。すなわち、第１の残響エコーは第２の
送信信号を発生する送信繰り返し周期において受信され
、第２の残響エコーは第１の送信信号を発生する送信繰
り返し周期において受信される。従って、エコーの信号
処理過程において、第１の残響エコーは第２の送信信号
との間で相関演算が実施されることになる。同様に、第
２の残響エコーは第ｌの送信信号との間で相関演算が実
施さｉｚる８さらに−これら２つの相関演算結？が加算
されて、最終結果として表示されることになる。

第１及び第２の残響エコーは、それぞれ第１及び第２の
系列により振幅符号化した送信信号に係わって生じたエ
コーである。従って、もし第１の系列と第２の系列の相
互相関関数（以下、相互相関関数ρ，２と呼ぶ。）と、
第２の系列と第１の系列の相互相関関数（以下、相互相
関関数ρ２，と呼ぶ．）との加算結果ρ１■＋ρ２、（
以下、合戒相互相関関数と呼ぶ。）のレベルが、合成自
己相関関数ρ．＋ρ２■の主ローブのピーク値に比べて
小さければ小さいほど、残響エコーが検査へ及ぼす妨害
度は小さくなるものと考えられる。

そこで、第１の系列＝（＋、＋、＋、一）と第２の系列
＝（＋、＋、一、十）について、上述した合成相互相関
関数を計算し、次にこれを合成自己相関関数の主ローブ
のピーク値である８て割る計算を行った。その結果は、
（Ｏ、１／８、３／８、３／８、３／８、１／８、０）
となった．この結果においてーピーク値は３／８＝０．
３７５である。

なお、相互相関関数は、文献Ｄの第４７６頁に示されて
いる式（１７．８）を修正した次式がら計算した。

ρ．．（ｋ＞＝Σａ　Ｊ＋ｋ　ｂ　Ｊ　　　・　■（和
は、ｊについて０〜ｎ−１までとる。）式■において、
ρ．は同じ長さｎを有する系列ａと系列ｂの相互相関関
数であり、添字Ｊ．ｌ（については、式のと同一である
。式■は、自己相関関数の計算に用いた式のとの統一性
をとるため、文献Ｄ中の式（１７．８）の右辺を、単に
ｒｌ倍しただけてある。

上述した計算結果と比較するため、第ｌ１図に示したこ
の発明の第１実施例の場身についても、同様の計算を行
った。

第１１図にＩ３いて、第１の残響エコーＣ１、第２の送
（Ｍ　（Ｔｈ　’Ｔ）を允生ずる送信繰り返し周期て叉
（Ｑされ、第２の残響エコーは、第３の送信信号を発生
する送信繰り返し周期で受信され、第３の残饗エコーは
、第４の送信信号を発生する送信繰り返し周期で受信さ
れ、第４の残響エコーは、第１の送信信号を発生する送
信繰り返し周期において受信されている。従って、エコ
ーの信号処理過程において、第１の残響エコーは第２の
送信信号との間で、第２の残響エコーは第３の送信信号
との間で、第３の残響エコーは第４の送信信号との間で
、第４の残響エコー（ま第１の送信信号との間で、それ
ぞれ、相関演算が実施される。そして、これら４つの相
関演算結果が加算されて、最粁結果として表示されるこ
とになる。そこで、この発明の第ｌ実胤例で用いている 第１の系列一（一、一、一、＋、−）、第２の系列−（
一、一、一、＋、＋〉、第３の系列＝（−、一、＋、一
、一）、第４の系列一（−、一、＋、一、→−）、につ
いて、第１の系列と第２の系列の相互相関関数（以下、
相互相関関数ρｌ２と呼ぶ。）、第２の系列と第３の系
列の相互相関関数（以下、相互相関関数ρ２３と呼ぶ。

）、第３の系列と第４の系列の相互相関関数（以下、相
互相関関数ρ，４と呼ぶ。

？、第４の系列と第１の系列の相互相関関数（以下、相
互相関関数ρ４，と呼ぶ。）を計算し、さらに、これら
４つの相互相関関数を加算して合成相互相関関数ρ１■
＋ρ２３＋ρ，，＋ρ，１を求めた。そして、上述した
合成相互相関関数を、合成自己相関関数ρ，１＋ρ２■
＋ρ，，＋ρ４，のピーク値である２０で割る計算を行
った。

その結果は、（０．０．Ｏ、１／５、１／５、１７′５
、０、Ｏ、０）となった。この計算結果に才３けるピー
ク値は、１／５＝０．２であり、従来装置の同様の計算
結果におけるピーク値０．３７５に比べ小さい。従って
、この発明の第１実施例の方が、残響エコーの検査へ及
ぼす妨害度が小さいことが期待できる第５の利点がある
。

以上は、この発明の第１実施例について説明したが、複
数補系列は上述した以外にも存在する。

複数補系列の他の例を第１３図（ａ＞及び（ｂ）を参照
しながら説明する。

第１３図（ａ）及び（ｂ）は、４つ及び６つの系ｒｌｌ
ｉ’ｎｌ’−７’＞ＸｍＶケ七儒五万＋Ｉ４Ｆニート９
Ｍｒｌｌｌｒ；’７１％責．２第１３図（ａ）は、４つ
の系列の自己相関関数を加算すると、レンジサイドロー
ブが無くなる複数補系列の例である。系列は次の対応関
係を用いて、数値で表している。すなわち、まず、符号
十に１を対応させ、符号一にＯを対応させて、例えば系
列（＋、十、十、一）を［１１１０］と表す。次に、［
１１１０．１を２進法で表記した数を表すものとみなし
、この数を１０進法て表した数値に変換する。すなわち
、［１１１０］を［１４］に直す。これにより、１つの
系列と１つの数値とを対応付けている。

なお、文献Ｄの第４７６頁に記述されているように、あ
る２値系列に対し、その符号十と−を反転させた系列、
及び戊分の順序を逆転させた系列は、同一の自己相関関
数をもつ。例えば、〈＋、＋、＋、一〉に対し、（一、
一、一、＋〉、（一、＋、＋、＋）及び（＋、一、一、
一）は、いずれも同一の自己相関関数をもつ。これら４
つの系列を、上述した対応関係を用いて数値で表すと、
［１４コｒ　１１ｒ　”’Ｐ　］ｒ　ｏ１１−　４−　
９　ＪＬｆ被＋　Ｑ藺／　−　％では、このような場合
、最小値［１コを用いることにより他の３つを代表させ
ている。

第１３図（ｂ）は、６つの系列の自己相関関数を加算す
ると、レンジサイドローブが無くなる複数補系列の例で
ある。数値の見方は、第１３図（ａ）と同一である。第
１３図（ｂ）に示す複数補系列を川いる場合には、各々
の系列により振幅符号化した６つの送信信号を、順次繰
り返して発生させ、これらの送信信号にそれぞれ対応す
る６つのエコーを、それぞれ対応する送信（５　呼を用
いて相関処理して６つの圧縮パルスを樗る。そして、こ
れらを加算して合成圧縮パルスを得て、これを表示すれ
ば、第１実施例の場合と同様の作用、効果が得られる。

第■３図（ａ）及び（．ｂ）は、複数補系列の数列であ
り、我々は、第１３図（ａ）及び（ｂ）以外力祝数補系
列を多数見つけている。例えば、４つの系列からなる複
数補系列としては、長さｎか２の場合には１通り、ｎが
３の場合には１通り、ｎが７の場合には３４通り、ｎが
８の場合には５６通り、ｎが９の場合には４７７通りの
組み合わせがあることがわかっている．ここで、「組み
合わせ」と呼ぶ言葉の意味は、第１３図中に記載してい
る意味と同一である。また、組み合わせの数は、ある系
列に対し、その符号を反転させた系列、成分の順序を逆
転させた系列、及び、上記２つの操作を続けて行って得
られる系列は、同一の系列と見なして数えている。以下
、同様である。６つの系列からなる複数補系列としては
、ｎが２の場合には１通り、ｎが６の場合には４８通り
の組み合わせがあり、さらに、ｎが３、５及び７の場合
には、６つの系列からなる複数補系列は存在しないこと
もわかっている。また、８つの系列からなる複数補系列
としては、ｎが２の場合には１通り、ｎが３のＰ：Ｊ含
には１通り、ｎが４の場合には５通り、ｎが５の場合に
は３５通り、ｎが６の場合には５１７通りの組み合わせ
があることなどもわかっている。

なお、長さｎの４つの系列からなる複数補系列を、 （ａｏ，ａ口“゜゜，ａｎ−＋ｌ、 （ｂｏ，ｂ＋，　　・・・，ｂｎ−＋）　　、Ｉ　Ｃｏ
，　Ｃ＋＋　−，　Ｃｎ−１）、（ｄｏ，ｃｌ＋，　　
・・・．ｄｏ−＋ｌ　　、とすると、 Ｉ　ａｏ，　　ｂｏ＋　　ａｔ，　　ｂ　ｌ＋　’−＋
　　ａ．，−１，　　ｂｎ−＋）Ｉ　ａｏ，　一ｂｙ，
　　ａＨ．　−ｂ　＋，　”’，　　ａ６−１１　−ｂ
ｎ−＋）｛Ｃ　ｏｒ　　ｄ　ｆｌ，　　Ｃ　１，　　ｄ
　ｌ＋　・・・＋　　Ｃ　ｎ−ｔ　＋　　ｄ　ｎ−１　
１（　Ｃ　Ｏｒ　−ｄ（１＋　　Ｃ　Ｉ＋　　ｄ　ｌ＋
　”’＋　　Ｃｎ−１＋　−ｄｎ−１）は長さが２０の
複数補系列となる。６つ以上の系列からなる複数補系列
からも、同様に、長さが２倍の新たな複数補系列を作れ
る。

以上は、複数補系列を用いて、送信信号の振幅を符号ｒ
ヒする方式について説明したが、この発明はこれに限ら
ず、送信信号の位相を符号化する方式にも適用できる。

この発明の第２実施例の構成を第１４図を参照しながら
説明する。

第１４図は、この発明の第２実施例を示すプロ・ン＋　
門−ｚ　＋　　ｒＪ−Ｊｌ−１　紳ｒｗ　ｚ＋−　＋ｕ
　μｐｘ−口契ルＩＬＩＩ／１０＼Ｎ外は上記第１実施
例のものと全く同一である。

第１４図において、この発明の第２実施例は、上述した
第１実施例と全く同一のものと、超音波探触子（６）及
び相関器（７八）に接続された位相符号化送信信号発生
器（１Ｂ）とから横成されている。

つぎに、上述した第２実施例の動作について第１５図（
ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）を参照しながら説明す
る。

第１５図（ａ）〜（ｄ）は、この発明の第２実施例の位
相符号化送信信号発生器（１Ｂ）により発生された送信
信号を示す波形図である。

第１５図（ａ）〜（ｄ）において、送信信号は、上述し
た第１実施例の場合と同一の４つの系列を用いて、位相
を符号化した信号である。４つの系列と送信信号の位相
符号化との間の関係をわかりやすくするために、図中に
系列の符号を合わせて記入してある。

なお、位相符号化の方法については、この発明と関連す
る特願平１−４５３１６号に詳細に述べられてこの発明
の第２実施例では、第１実施例の第２図（ａ）〜（（』
）に示した送信信号を、それぞれ第１５図（ａ）〜（ｄ
）に示した送ｆ３信弓で置き換えて超音波深触子（６）
を励振する。エコーの１言号処理は、第１実施例と同一
である。

つづいて、上述した第２実胤例の効果について説明する
。

この発明の第２実施例では、第１実施例の場合と同様の
作用、効果が得られるととちに、この允明と関連する１
♂願平１−４５３１６号からわかるように、送ｆ３信号
の周波数特性を、超音波探触子（６）の周波数応答特性
に近づけることができる。＆ｊって、送信エネルギーの
利用効率を高くできることが期待できる。

以上の第１及び第２実胞例では、エコーと送信信号との
間で相関洟算を行い、圧縮パルスを↑｝る方式について
説明したが、この発明はこれに限らず、この発明と関連
する特願平１−４５３１６号に述べているように、超音
波探触子（６）が送受総合で有する周波数応答特性をも
つフィルタを用意し、送信１言３をこのフィルタに通し
て参照信号を発生させ、この参照信号とエコーとの間の
相関演算を行うことにより、圧縮パルスを得る方式に適
用してもよい。

この方式を適用した、この発明の第３実施例について第
１６図を参照しながら説明する。

第１６図は、この発明の第３実施例を示すブロック図で
あり、参照信号発生器（１１〉以外は上記第１実施例の
ものと全く同一である。

第１６図において、この発明の第３実施例は、上述した
第１実絶例のものと全く同一のものと、入力側が振幅符
号化送信信号発生器（１八）に接続され、かつ出力側が
相関器（７＾）に接続された参照信号発生器（１１）と
から構成されている。

参照信号允生器（１ｌ）は、超音波探触子（６）が送受
総合で有する周波数応答１，７性をもつフィルタとして
働き、エコーを相関処理するのに用いる参照ｆ３号を発
生する。

この第３実施例は、特願平１−４５３１６号からわかる
ように、送信信号を用いてエコーを相関処理する方式に
比べて、Ｓ／Ｎ比をさらに改善できることが期待できる
。何故なら、超音波探触子（６）の帯域幅が有限である
ため、超音波の送信時と受信時に、超音波探触子（６）
のフィルタ作用が信号に対して働くので、送信信号の波
形と、エコーの波形とは一致しない。しかし、この第３
実施例では、エコーと同じ波形を有する波形を、参照信
号発生器（ｌ１）を用いて参照信号として発生させ、こ
の参照信号を用いてエコーを相関処理している。

これは、エコーを整合フィルタに通す信号処理を行って
いることに相当し、整合フィルタは雑音に埋もれた信号
を最大のＳ／Ｎ比で受信する効果をもっているからであ
る。

この発明の第３実施例は、上述した作用、効果が、第１
実施例の作用、効果に相乗することが期待できる。

なお、試験体Ｓ中を超音波が伝搬するときの伝搬持性に
周波数特性があると、これによるフィルタ作用も同時に
は号に対して働く。このような場へ１−　１＋　　＃ｃ
ｒ　／−ｒ　Ｅ−　ｎル把／１１ＳＩ↓　初立塘ケｍｋ
ヱ（６）が送受総合で有する周波数応答特性と、試験体
Ｓの周波数特性とを合わせもった周波数特性を有するフ
ィルタで置き換えれば良い。

この発明の第４実施例を第１７図を参照しながら説明す
る。

第１７図は、この発明の第４実施例を示すブロック図で
あり、参照信号発生器（１１）以外は第２実施例のもの
と全く同一である。

第１７図において、この発明の第４実施例は、上述した
第２実施例のものと全く同一のものと、入力側が位相符
号化送信信号発生器（ＩＢ）に接続され、かつ出力側が
相関器（７＾）に接続された参照信号発生器（１１）と
から構成されている。

この第４実施例は、上述した第３実施例と同様の作用、
効果を奏するとともに、上述した第２実組例の効果も相
乗されることが期待できる。

この発明の第５実施例を第１８図を参照しながら説明す
る。

第１８図は、この発明の第５実施例を示すブロッ々Ｆｊ
＋　ｆ＋叡１’ｌ　　ｔａ　立姶ケ鮎エ／　Ｑ　Ａ＼ｘ
フｅｔａｏ＼Ｎｂ１は上述した第４実施例の乙のと全く
同一である。

第１８図において、この発明の第５実施例は、上述した
第４実施例のものと全く同一のものと、入力側が位相符
号化送信信号発生器（ＩＢ）に接続された送ｆ３用の超
音波探触子（６八）と、出力側が相関器（７Ａ）に接続
された受信用の超音波探触子（６Ｂ）とから｛１４成さ
れている。

この第５実施例では、参照信号発生：′：ｉ（１１）の
同波数１Ｙ性として、送信用の超音波探触子（６八）の
送信時の周波数応答特性と、受信用の超音波探触子（６
Ｂ）の受信特の周波数応答特性とを、兼ね合ｊ）せて？
１られる周波数特性を用いる。

この第５実施例は、上述した第４大Ｂｉｔ例と同様の作
用、効果を奏する。

もちろん、送信用の超音波探触子（６＾）と、受ｆ３用
の超音波探触子（６Ｂ）とをこの発明の第ｌ第２及び第
３実施例に適用してもよい。

また、この発明は上述した各実施削に限らず、送信信号
の振幅や位相の符ぢ化に、・１つ以上の系列からなる複
数補系列と、従来の相補系列とを組み合わせて用いても
よい。

例えば、長さ４の相補系列と、この発明の第１実施例で
用いた４つの系列からなる長さ５の複数補系列とを組み
合ｊ）せる場合、合計６つの系列を用いて、この発明の
第１及び第２実施例と同様に振幅や位相を符号化した６
つの送信信号を繰り返して発生させ、エコーはこの発明
の第１、第２、第３、第４及び第５実施例と同様に信号
処理を実施すればよい。この場合は、式■の右辺におけ
るＮが６となるから、Ｓ　／’　Ｎ比はより大きくなる
利点がある。また、送信信号の符号化に用いる相補系列
の長さと複数補系列の長さとは、同一でも、上述の場合
のように異なっていても楕わない。

また、複数の複数補系列と複数の相補系列とを組み合わ
せて上述と同様に送信信号の符号化に用いてもよい。こ
の場合は、式■の右辺におけるＮが大きくなるので、Ｓ
／Ｎ比がより大きくなる利点があるとともに、用いる系
列の種類が多いので、第ｉ番目の送信信号の符号化に用
いる系列と第（ｉ＋１）番目の送信信号の符号化に用い
る系列の相互相関関数が小さい組み合わせを選べる自由
度が大きくなる。従って、残響エコーが検査に及ぼす：
形普をより軽減できる効果もある。

ところて上記説明では、超音波探傷装置に利用ずる場合
について述へたが、その他の波動、例えば電磁波を用い
た装置等にも利用できることはいうまでもない。

また、上記説明では、超音波探触子を試験体に接触させ
ている場合について述べたが、超音波探触子は試験体に
接触させなくてもよい。この場合、超音波探触子と試験
体との間の超音波の送受信は、水なと゛のカツプリ〉ク
媒体を介して行えばよい。

さらに、この発明は、超音波アレイ探触子を楕成ずる個
別の素子の超音波の送受信回路系に適用しても上い。

さらに、この発明は、相関器（相関手段）をＮ個の各エ
コーごとに個別に独立に設けてもよい。

上記実施例に！３いては、複数補系列の単位ビッ１ヘ（
正ｎ号又は負符号）に、−矩形波、あるいは、：Ｔ：７
←　゛山　ｔ　→　Ｃ７　火　↓Ｌ　　Ｊ．−Ｍ　　Ｐ
÷　Ｅ÷　９　ナー　ロコ　ー＼　フ　本四　八　一今
　一へ　１１て説明したが、この発明はこれに限らず、
正符号に単位波形を割り当て、負符号に上記単位波形の
振幅に−１を掛算して得られる波形を割り当てて、これ
ら２種類の波形を、正負の符号の表れる順番にしたがっ
て時間軸上に配列した波形を有する信号を送信信号とし
て用いてもよい。上記単位波形は、矩形又は矩形に類似
の波形であってもよい。

また、上記単位波形は、滑らかな曲線部を含む波形又は
振動波形であってもよい。

また、上記実施例においては、参照信号として、送信信
号そのもの、又は送信信号を、超音波探触子が送受総合
で有する周波数応答特性をもつフィルタを通した信号を
用いたが、次に掲げる信号を参照信号として用いてもよ
い。

１．対応する送１２信号により超音波探触子（送信手段
）を励振したとき、同一又は別の超音波探触子（受信手
段）により得られる対象物からのエコーの波形と同一又
は類似の波形を有する信号。

２．対応する送信信号により超音波探触子を励忙１　　
ａ−　　Ｌ　　起　　　閂　　育ν上ロ１１＾初竹？＾
御ｈ』．−フ　一　し　い　ｉ四られる試験体の表面又
は底面からのエコーの波形と同一又は類似の波形を有す
る信号。

３．対応する送１２信号により超音波探触子を励振した
とき、同一又は別の超音波深触子により↑｝られる対象
物とは別の試験体からのエコーの波形と同一又は類似の
波形を有する信号。

４　Ｎ応する送信信号により超イ波探触子を励振したと
き、振幅又は位相符号化送信信号発生器（送信信号発坐
手段）の出力端から送信手．段としての超音波探触子、
対象物、及び受信手段としての超音波探触子を介して相
関器（相関手段）の入力端に至る１３号伝搬経路の周波
数応答ｉＩ性と、送（Ｌ；信号とに基づいて算出された
波形をイｆする１二号。

な！３、上記周波数応答特性は、対象杓の反射体の反射
に関する同波数特性を含む。

［発明の効果］ この発明は、以上説明したとおり、複数補系列に基づい
て複数個の送信信号を発生する送信信号発生手段と、前
記複数個の送信信号により励振されて波動を対象物に送
信する送信手段と、前記複数個の送１言信号にそれぞれ
対応する複数個のエコーを受信する受信手段と、前記複
数補系列により規定される複数個の参照信号を用いてそ
れぞれ前記複数個のエコーを相関処理する相関手段と、
複数個の相関処理の結果を加算する加算手段とを備えた
ので、 第１に、合成圧縮パルスのレンジサイドローブを全く無
くずることができ、 第２に、Ｓ／Ｎ比とデッドゾーンの選択自由度を広げる
ことができ、 第３に、受信回路系のダイナミックレンジ要求値を軽減
することができ、 第４に、誼音が検査に及ぼす影響を軽減することができ
、 第５に、残響エコーが検査に及ぼす影響を軽減すること
ができるという効果を奏する。

また、送信信号の位相を符号化した場合は、送（警エネ
ルギーの利川効率を向上でき、より大きいＳ／Ｎ比て検
査することができるという効果を奏する。

さらに、超音波探触子及び試験体がもっている周波数応
答特性を有する参照信号発生器に送信信号を通した場合
は、より大きいＳ　／　Ｎ比で検査することがてきると
いう効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第ＩＩ２！はこの発明の第１実施例を示すブロック図、 第２図（ａ＞、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の送信信号を示す波形図、第３図はこの発明
の第１実施例の４つの送信信号を示す波形図、 第４図はこの発明の第１実施例の４つのエコーを示す波
形図、 第５図（ａ．）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明
の第１実施例の第ｌ、第２、第３及び第４の系列の自己
相関関数の計算結果を示す波形図、第６図はこの発明の
第１実施例の４つの自己相関関数の加算結果を示す波形
図、 第７［２ｌはこの発明の第１実施例の超音波探触子のイ
ンパルス応答を示す波形図、 第８図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）はこの発明の
第１実施例の第１、第２、第３及び第４の圧縮パルスの
計算結果を示す波形図、第９（２Ｉはこの発明の第１実
施例の合成圧縮パルスの計算結果を示す波形図、 第１０図はクロック周波数とＳ／Ｎ比との関係を示す特
性図、 第１１図はこの発明の第１実施例の残響エコーを示す波
形図、 第１２図は従来装置の残響エコーを示す波形図、第１３
図（ａ）及び（ｂ）は４つ及び６つの系列からなる複数
補系列を示す説明図、 第１４図はこの発明の第２大施例を示すブロック図、 第１５図（ａ）、（ｂ）．（ｃ）及び（ｄ）はこの発明
の第２実施例の送信信号を示す波形図、第１６図はこの
発明の第３実施例を示すブロック図、 第１７図はこの発明の第４実方便例を示すブロック図、 ？１８［２Ｉはこの発明の第５尖施例を示すブロック図
、 第１９図は従来の超音波非破壊検査装置を示ずブロノク
図、 第２０図は従来の超音波非破壊検査装置の送信信ひを示
す波形図、 第２１図は従来の超音波非破壊検査装置の圧縮パルスを
示す波形図、 第２２図は従来の超音波非破壊検査装置の有限長系列の
自己｛■関関数を示す波形図、 第２３図（ａ）及び（ｂ）は従来の超音波非破壊検ｈ｝
ｔ置の相袖系列の自己相関関数を示す波形図第２４図は
｛ノ′〔来の超音波非破壊倹査｝ｔ置の相浦系列の自己
相関関数の加’４Ｈ％′■果を示ナ波形図、第２５図（
：ｉ）及び（ｂ）は従来の超音波非破壊検杏袈置の圧縮
パルスを示す波形図、 第２６図は従来の超音波非破懐検査装置の合成圧縮パル
スを示す波形図てある。 図にＪ３いて、 （ＩＡ）　　・・・　振幅符号化送信信号発生器、（Ｉ
Ｉ） （６ （６＾ （６１３ （７八 （８ （１０ （１１ な才３、 を示す。 位相符号化送信信号発生器、 超音波探触子、 送信用の超音波探触子、 受信用の超音波探触子、 相関器、 表示器、 ・・　加算器、 ・・・　参照信号発生器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　複数補系列に基づいて複数個の送信信号を発生する送
   信信号発生手段、 前記複数個の送信信号により励振されて波動を対象物に
   送信する送信手段、 前記複数個の送信信号にそれぞれ対応する複数個のエコ
   ーを受信する受信手段、 前記複数補系列により規定される複数個の参照信号を用
   いてそれぞれ前記複数個のエコーを相関処理する相関手
   段、 及び 複数個の相関処理の結果を加算する加算手段を備えたこ
   とを特徴とする検査装置。