JPH03158033A

JPH03158033A - 暗号化された音声を解読するためのデコーダ

Info

Publication number: JPH03158033A
Application number: JP2264896A
Authority: JP
Inventors: Van Suu Maurice Le; モーリス　ル　ヴァン　スー
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1989-10-02
Filing date: 1990-10-02
Publication date: 1991-07-08
Also published as: EP0424201B1; DE69000257D1; FR2652698A1; DE69000257T2; EP0424201A1; US5144666A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明の目的は、暗号化された音声、特に、解読する手
段を持たないリスナには容易に解読または翻訳すること
のできないように暗号化された音声を解読するためのデ
コーダである。これらの手段は、通常、デコーダと呼ば
れる。デコーダは、特に、暗号化された音声を使用して
、加入者放送チャンネルの聴取が加入者に限定される放
送の分野で使用される。放送の分野でも、特に、テレビ
放送に関するものである。

従来の技術加入者放送チャンネルが知られている。これらのチャン
ネルは、クリアな形または暗号化した形で画像を示す無
線電気信号を伝送する。これらの画像及び音声が、少な
くとも１つのアンテナと復調手段を備えるいかなるテレ
ビセットでも受信される時、画像及び音声は、クリアな
形であると言われる。反対に、画像及び音声が暗号化さ
れた形で伝送される時、デコーダの所有者だけが伝送さ
れた無線電気信号を復調して、それらを完全に復調する
ことができる。問題の解読は、通常、伝送された無線電
気信号の高周波復調後に行われる。

画像の描写のため、暗号化エンコードは、テレビ局の標
準線トリガ用同期信号に対して水平走査線ビデオ信号の
出現の遅延を変化させることに関する。音声を示す電気
信号では、暗号化は、聴取されるべき音声による搬送波
の、通常、５ＳＢ（単側波）型の変調に関するものであ
る。言い換えれば、加入者テレビ放送チャンネルは、高
周波（ＨＦ）復調の後に、それが暗号化されているかい
ないかによって、ＳＳＢ型の追加振幅変調を含んだり含
んでいない音声を伝送する。

テレビ放送チャンネルがクリアな形で伝送する時、例え
ば、コマーシャルを送っている時、この伝送は暗号化さ
れない。これらの条件下では、だれでも、コマーシャル
を受信し、理解することができる。反対に、娯楽番組ま
たはニュース番組が伝送される時、無線電気信号は暗号
化される。デコーダを持たない視聴者は、音声が聞き取
れなくなると同時にその画像が混乱することに気付くが
、デコーダを所有する者にとっては、この変化は、全く
問題ではない。言い換えれば、デコーダは、暗号化の存
在を認識し、その解読動作を実行することができる。

音声の追加変調はその特徴が単純であるので、加入者ネ
ットワークは、高周波数復調後に振幅復調を受けさせる
だけでクリアな音声を受信しようとする不正を働こうと
する者の作業を複雑化することを目的とする。これらの
加入者ネットワークは、未知の周波数の搬送波を有する
信号を使用することによって、暗号化を行う。また、こ
の未知の周波数は、１つの同じ伝送中に、時間によって
変化することがある。従って、不正を働こうとする者は
、単純な振幅変調器を使用して音声を解読することがで
きる。

しかし、この音声を未知の周波数によって変調すること
による追加暗号化によって、加入者テレビ放送チャンネ
ルに設けられたデコーダにおいて単純な復号を実施しな
せればならない。暗号化の状態がどのようであれ、デコ
ーダの所有者には音声が聞こえるようにするためにこれ
らのデコーダに備えられる公知の装置がある。この装置
は、主に、受信した信号について、搬送波の周波数の計
算を実行するマイクロプロセッサを備える。このマイク
ロプロセッサは、発振器の周波数を制御して、この発振
器は、搬送波の周波数が暗号化された音声の未知の搬送
波の周波数に等しいように再構成された搬送波信号を発
信する。そのような装置の欠点は、マイクロプロセッサ
の存在を必要とすることであり、このようなマイクロプ
ロセッサは、その使用範囲は広がっておりそれ自体のコ
ストは低いが、それを加えるコストによってデコーダの
コストを高くすることである。従って、同様に高い程度
に機能を果たしながら、同時にコストがより低いデコー
ダを製造することが求められている。実際、マイクロプ
ロセッサはプログラミングできるので、復調パラメータ
のプログラミングが可能となる。

本発明が解決しようとする課題さらに、この信号の周波数が未知であるとしても、単一
信号による復調位相は、巧妙な不正を働こうとする者を
思いとどまらせるのに充分ではないので、実際には、単
側波変調された音声に第２の追加変調をかけている。こ
の第２の追加変調もまた単側波変調であるが、別の搬送
波周波数である。この別の搬送波周波数は、それ自体で
過度に事を複雑にすることがないように、一定周波数で
ある。

これは、結局、音声を三回変調することを意味する。す
なわち、−回目に、音声が一定周波数搬送波信号を変調
し、二回目に、この第１の変調の結果が周波数が未知で
あるとされる搬送波を変調し、三回目に、この第２の変
調に由来する信号が、ＨＦ搬送波の周波数変調を実施し
て、それが無線で送信される。これによって、マイクロ
プロセッサの存在が正当化される。すなわち、マイクロ
プロセッサは、クリアな伝送と暗号化した伝送との２つ
の状態間ではなく、クリア、単一暗号化、二重暗号化さ
れた伝送の３つの状態の間の差を伝えることができなく
てはならない。従って、このようなマイクロプロセッサ
は殆ど必要不可欠であるように思われるが、本発明は、
マイクロプロセッサを使用しないで行うことに成功した
。

課題を解決するための手段本発明では、上記の問題を解決するために、暗号化され
た信号すなわち未知の周波数を変調した信号と、電圧制
御発振器によって生成された信号とを受ける復調器にお
いて、周波数が未知の搬送波を変調した信号のデコード
、復調を全く単純に行うことを提案している。発振器に
よって発生された信号は、暗号化された信号（受信され
た搬送波）と復調器中の（基準）復調信号に対応する信
号との間で位相比較が行われるロックループから発生す
る。２つの位相が同一の時（すなわち、基準信号の位相
と周波数が復調されるべき暗号化された信号の位相と周
波数と等しい時）、発振器はその復調周波数に維持され
、暗号化された信号の変調周波数がそれ自体変化する時
だけ、その復調周波数を変化させる。

従って、本発明によるならば、搬送波の未知の周波数で
発振する交流信号を音声によって変調させることによっ
て暗号化された音声を解読するデコーダであって、暗号
化された信号を示す電気信号と、周波数が未知の搬送波
の周波数に等しい交流電気信号とを受ける復調器を備え
、前記音声を表す復調した電気信号を出力から出力し、
該デコーダは更に、ロックループによって制御される発
振器を備え、該ロックループは、未知の搬送波を示す電
気信号を形成するために位相比較器を備え、該位相比較
器に、暗号化された音声の搬送波を示す電気信号と、上
記発振器の出力から出力されて未知の搬送波を示す信号
に対応する電気信号とを入力に受けることを特徴とする
デコーダが提供される。

本発明は、添付図面を参照して行う以下の説明によって
より明らかとなろう。但し、これらの添付図面は、例と
して図示されたものであり、本発明の範囲を何ら限定す
るものではない。

実施例第１ｒＸＪは、本発明によるデコーダの概略図である。

このデコーダは、各々参照番号２及び３で示した２つの
入力を備える復調器ｌを備える。第１の入力２は、暗号
化された音声を示す電気信号を受ける。実際、この信号
は、暗号化されている時（すなわち、単側波変調されて
いる時つまりＳＳＢ変調の時）、高周波復調器の出力か
ら低域通過フィルタ４を介して入力２に転送される。復
調器１の第２の入力３では、交流電気信号を受ける。

その交流電気信号の周波数は、未知の搬送波の周波数で
ある。復調器１は、その出力５から、復調された電気信
号を出力する。この復調された電気信号は、解読く復調
）された後、音声を表す。この復調器は乗積復調器が好
ましい。

本発明の主な特徴によると、復調器ｌは、電圧制御発振
器６に接続されている。電圧制御発振器６は、主に位相
比較器７を備えるロックループによって電圧を制御され
る。位相比較器７は、時間と発振器６の制御状態に応じ
て未知の搬送波の周波数を示すエラー信号Ｖｅを形成す
る。比較器７は、２つの入力８及び９を備える。第１の
入力８には、暗号化された音声を示す電気信号を受ける
。

第２の入力９には、発振器の出力から出力された未知の
搬送波を示す信号に対応する電気信号を受ける。

この回路は、以下のように動作する。第２図ａは、信号
ｌＯ１すなわち、受信されるべき音声の周波数曲線を示
す。この音声は、周波数ｆ、の未知の搬送波周波数での
信号（破線で図示）の振幅変調のために使用されて、ス
ペクトル１１を形成している。復調器１における復調の
間、周波数ｆ、の信号が入力３に人力されると、出力５
で再度信号が得られる。この出力５で得られた信号のス
ペクトルを第２図す中に波形１２で示すようにベースバ
ンドに現れる。実際、復調器からの出力信号は、音声の
有効スペクトル成分だけではなく、また、復調周波数で
の成分も有するものと考えられる。

ｔＩ調同周波数正確に周波数ｆ１である時、このスペク
トル成分１３は周波数ｆ、に出現する。

位相比較器７の人力８及び９に入力される前に、変調器
ｌの人力２及び３に現れる信号は、各々、同じ性質の波
形整形回路１４及び１５によって形成される。波形整形
回路１４だけを詳細に図示したが、この波形整形回路は
、縦続接続された増幅器１６を有する。この振幅器１６
には、リミッタ１７が接続されている。実際、リミッタ
１７は、単一のダイオードからなる。このダイオードは
、増幅器１６の出力とアースとの間に並列接続されてい
る。コンデンサ１８は、増幅器１６の出力に直列接続さ
れている。

このコンデンサ１８によって、直流成分を除去すること
ができる。これらの条件下で、波形整形回路１４の出力
に現れる信号は、第３図ａに図示した信号の形を有する
。この信号は、矩形波信号であり、そのデニーティー比
は正確に１である。もちろん、他の形態の波形整形回路
１４を備えることもできるが、説明を簡単にするために
この形態を使用した。

まず、波形整形回路１４及び１５から出力された信号は
、各々、第３図ａ及び第３図すに図示したように、直接
、位相比較器７の人力に人力されると仮定する。１実施
例では、この位相比較器７は、その原理によって、排他
的ＯＲゲートを備える。

■実施例では、その入力から出力された２つの信号がど
ちらも負であるか、または、どちらも正で有る時、この
ゲートの出力が０に等しい。他の場合は、排他的ＯＲゲ
ートの出力は１に等しい。

第３図Ｃに、比較器７の排他的ＯＲゲートの出力が１と
なるパルス１９〜２３を示した。

排他的ＯＲゲートの出力は積分器回路２４−２５に接続
されている。単純化した実施例では、積分器回路２４−
２５は、直列の抵抗器２４と、抵抗器２４とアースとの
間に接続されたコンデンサ２５とを備える。

積分器回路の出力は、このＲＣ回路の中点から取り出さ
れ、このＲＣ回路の時間定数は、パルス１９〜２３の期
間より大きい。例えば、１０倍大きい。積分器回路２４
−２５は、パルス信号１９〜２３をほとんど平らな信号
２６（第３図Ｃ）に変換する。この信号２６は、信号Ｖ
０、すなわち、発振器の入力に入力されるエラー信号で
ある。

第３図ａ及び第３図すを検討すると、比較器８及び９の
入力に入力される信号間の位相差が大きいほど、信号２
６が高く、発振器６が到達しなければならない周波数ｆ
、に近づ（速度が大きくなる。

ｔＩ調器１の出力に現れる信号が周波数ｆ１に等しい周
波数であり、その位相がまた復調器の入力２に人力され
る信号の位相と同一の時、排他的ＯＲゲートの２つの入
力に入力される信号は、同時にＯとなり、または、同時
に１となる。積分器２４２５で積分されたこの信号は、
ゼロエラー信号として転送される。発振器６は、発振器
６が到達した周波数を維持する。

入力３の信号の周波数が人力２に入力される信号の周波
数より大きい可能性を考慮すると、排他的ＯＲゲートは
僅かに異なる。実際、このゲートは、２つの信号（復調
器１０入力からの信号と、その出力からの信号と）のど
ちらが最初に到達するかを決定するように設計された逐
次回路に縦続接続されている。これによって、このよう
にして検出した位相進みまたは位相遅れの方向によって
、信号Ｖ、に正または負の有効を与えることができる。

これらの条件下では、信号ｖ０は周波数ｆ、のままであ
る。排他的ＯＲ回路及び上述した逐次回路の両方を備え
る回路は、従来技術において、ＰＬ　Ｌ（ｐｈａｓｅ　
１ｏｃｋ　１ｏｏｐ）回路として公知であり、位相ロッ
クループを設定するために使用される。

ｌ実施例では、このようなＰＬＬ回路に、アールシーニ
ー（ＲＣＡ）社の微小電力位相ロックループＣＤ４０〜
４６Ａを使用する。

実際、周波数ｆ１は、約１０ＫＨｚである。この場合、
時間の単位で示した可能な位相差の最大値は約４０マイ
クロ秒になる。ロック動作が開始され、発振器６の固有
周波数と未知の周波数が互いに大きく異なる時、その固
有周波数が未知の周波数ｆ！との一致点に変化するにつ
れて、発振器は、１つの極性、次に、上記の逐次回路が
１つの信号またはその前の別の信号の位相に変化を検出
したかどうかによって逆の極性を有するエラー信号を受
ける。

その結果は、発振器６は誤動作となることがある。

そのような状態を防止するために、比較器７の入力８及
び９に入力される信号の周波数を１／ｎに除算すること
を利用することができる。結局、これによって、位相逆
転の状態が起きる頻度を少なくすることができる。すな
わち、周波数ｆ１の発振器６によるロックインは、同時
により速く、スムーズになる。実際、数値ｎは、上記の
使用法では約１０であるのが好ましい。

電圧制御発振器６は、通常、安定しておらず、実際には
、発振器２８の端子に接続された水晶発振子２７によっ
て作動される。発振器２８は、それ自体子ｍ除算器に接
続されている。水晶発振子２７が、その付近で電圧制御
発振器６を作動するのに必要な約１２ＫＨｚの周波数と
は大きく異なる、極めて高い固有周波数を発生させるた
めに、その十ｍ除算器が必要である。

復調器１の出力５から出力された信号は、訂正増幅器２
９を介して、選択回路３１の入力３０に送られる。また
、選択回路３１は、復調器１の入力２に現れる信号を受
けるもう１つの入力３２を備える。この選択回路は、本
発明によるデコーダの出力３３でクリアな形の音声を出
力するように設計される。

選択回路３１は、特に、非変調信号またはｆｌによる第
１の復調を受けた信号の変更を可能にするスイッチを備
える。選択回路３１は、決定回路３４から出力された命
令Ｎ、ＭまたはＰを受ける。この決定回路３４は、受信
された音声信号の暗号化、二重暗号化、または非暗号化
の状態を示す電気信号を受ける。

１実施例では、決定回路３４は、アドレスデコーダに類
似したデコーダである。この決定回路は、また、ダイオ
ードのマトリックスまたは他のワイヤード回路によって
構成することもできる。暗号化状態を示す信号は、信号
Ｖ及びＷであり、各々、回路３５または３６等の制御回
路によって生成される。

これらの制御回路３５及び３６は、それらが果たすであ
ろう機能を説明するために、単に例として示したに過ぎ
ない。当業者は、容易に、他の回路を本発明の範囲内で
製造することができる。ｌ実施例では、制御回路３５は
、電圧制御発振器６の入力と信号Ｖを受ける決定回路３
４の入力との間に設置されている。信号Ｖは、論理信号
である。この信号は、テレビジョン放送チャンネルによ
って音声がクリアな形で伝送される時、常に１であると
仮定される。この場合、搬送波はそこでは検出されず、
÷ｎの除算後では、この低周波数信号（ベースバンド内
）の周波数は低いので、℃である考えられる。これらの
条件下では、位相比較器７は、発振器２８から供給され
る駆動ドライブ周波数にデフォルトにより固定された発
振器６が生成する信号と、一定信号とを受ける。すなわ
ち、位相比較器は、発振器６の固有の発振のリズムで、
＋１〜−１の間で振動する信号を送る。

この＋１〜−１の間で振動する信号は、ダイオード３７
によって制御回路３５中で検出され、抵抗器３８及びコ
ンデンサ３９によって形成された回路によって濾波され
る。これらの条件下では、制御回路３５の出力は、■で
ある。反対に、音声信号が未知の搬送波の振幅を変調し
、ロックループがその役割を果たす時、エラー信号Ｖ、
は存在しない。従って、制御回路３５の出力信号も存在
せず、Ｖ＝Ｑである。

決定回路３４は、それが受ける命令Ｖ及びＷの数値によ
って、第５図に図示した決定表に示したＮ１Ｍ及びＰに
よって命令を転送する。■が１の時、Ｎは１であり、Ｍ
とＰは０である。この場合、選択回路３１ＯＮ形トラン
ジスタ４０の制御ゲートに入力される信号Ｎによって、
この回路の人力３２に現れたクリアな形の信号がこの選
択回路３１を通過できるようになる。次に、このクリア
な形の信号は、クロストークを防ぐ低域通過フィルタ４
１に転送される。低域通過フィルタ４１は、出力増幅器
４２に接続されている。

第４図ａ〜第４図ｄは、二重変調を受けており、二重復
調を受けなければならない音声信号のスペクトルグラフ
である。しかし、上記のように、二重復調は、過度にｖ
ｌ雑化されていない。この復調は、多数の制約によって
支配されなければならない。例えば、既知の搬送波周波
数は、ある範囲内、例えば、１２〜１４．８ＫＨｚの範
囲内にあるべきであることが認められている。また、周
波数ｆ２は既知であり、好ましい実施例でも１２．８Ｋ
）Ｉｚであるから、二重復調の場合、周波数ｆ、は、別
の範囲内でなければならない。１実施例では、２４．８
〜２７．６にＨｚの範囲でなければならない。従って、
スペクトル成分は、スペクトル周波数ｌｆ＋　　ｆ２１
で出現するように形成される。このスペクトル周波数は
、また、第１の範囲１２〜１４．８ＫＨ２内である。二
重変調が暗号化のために実施される命令が何であれ、実
行される第１の動作は、（単一変調の時）未知の搬送波
ｆ、による、または未知の搬送波の組み合わせ（他の）
場合の１ｆ１−ｆａｌによる復調である。従って、第４
図ａでは、周波数ｆ２の搬送波を最初に変調する信号１
０は、変調信号４７を生成する。未知の搬送波ｆ１を変
調する変調信号４７は、有効バンドの外に位置する１つ
の成分４８と有効バンド内に位置するもう１つの成分４
９とを有する二重変調信号を形成する。受信時、低域通
過フィルタ４では、信号４８が除去さ拉、信号４９が復
調される。

当然、電圧制御発振器６は、周波数１ｆｌ−ｆ２にロッ
クされる。従って、変調信号４９を復調する。

復調器１の出力５には、−度復調された信号５０が出力
される。この−度復調された信号は、周波数ｆ、のあた
りに位置する。復調器ｌの出力に配置された低域通過フ
ィルタ５１によって、この第１の復調によって形成され
た不必要な高周波数成分を排除する。低域通過フィルタ
５１によって出力された信号と、発振器２８によって形
成された周波数ｆ２の搬送波信号とを受ける第２の復調
器５２がフィルタ５１の下流に配置され、第２の復調器
５２が最終的な復調を実行する。復調器５２の出力５３
に、クリアな形で音声が再現される。

復調器５２の出力５３から出力された信号は、選択回路
３１の入力４５に入力される前に、好ましくは整流用コ
ンデンサを備えるフィルタ５４によって濾波され、復調
ノイズを除去し、帯域重複の問題を防止する。

■が存在しない時、必然的にＮも存在せず、この時、Ｍ
及びＰは相互に逆の値を取り、各々、Ｎ形トランジスタ
ゲート４３及び４４に入力されて、入力３０に入力され
た一度復調された信号の通過、または選択回路３１の入
力４５に入力された二重に復調された信号の通過を可能
にする。信号Ｗは、例えば、周波数「２に中心がある帯
域通過フィルタ４６に接続された制御回路３６によって
生成される。帯域通過フィルタ４６は、信号が二重に変
調されている時、従って、第１の変調後になお高周波数
成分が存在する時、存在するであろう高周波数成分を抽
出する。この信号は、制御回路３５と同様にして検出さ
れ、信号Ｗは、二重の変調がある時、１であり、二重の
変調がない時、０である。

ここに記載した装置によって、単一復調または自動二重
復調を可能にし、従って、聴取者は、特定の場所で行動
する必要はない。変調の１つが未知の搬送波の周波数の
場合でさえ二重復調または単復調が可能である。マイク
ロプロセッサを使用せず、従って、前記の従来技術の装
置より製造コストが低いことが分かる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による暗号化された音声のデコーダの
慨略図であり、第２図ａ及び第２図すは、暗号化された信号及び本発明
によるデコーダを使用して簡単に解読された信号の周波
数スペクトルを示し、第３図ａから第３図Ｃは、本発明による回路で動作する
信号のタイミングチャートであり、第４図ａから第４図
Ｃは、本発明によるデコーダによって解読された、二重
照号化変調を受けた信号のスペクトル図であり、第５図は、その暗号化の状態によって、受けなければな
らなかった情報処理操作に応じた音声の放送の受信を可
能にする多重化回路の真理値表である。（主な参照番号）１・・・復調器　　　４・・・低域通過フィルタ６・・
・発振器　　　７・・・位相比較器１４．１５・・・波
形整形回路１７・・・リミッタ１９〜２３・・・パルス２５・・・コンデンサ３４・・・決定回路１６・・・増幅器１８・・・コンデンサ２４・・・抵抗器３１・・・選択回路３５．３６・・・制御回路３８・・・抵抗器　　３９　　・・・コンデンサ４６・
・・帯域通過フィルタ５１．５４・・・低域通過フィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）搬送波の未知の周波数で発振する交流信号を音声
によって変調させることによって暗号化された音声を解
読するデコーダであって、暗号化された信号を示す電気
信号と、周波数が未知の搬送波の周波数に等しい交流電
気信号とを受ける復調器を備え、前記音声を表す復調し
た電気信号を出力から出力し、該デコーダは更に、ロッ
クループによって制御される発振器を備え、該ロックル
ープは、未知の搬送波を示す電気信号を形成するために
位相比較器を備え、該位相比較器に、暗号化された音声
の搬送波を示す電気信号と、上記発振器の出力から出力
されて未知の搬送波を示す信号に対応する電気信号とを
入力に受け、上記位相比較器は逐次回路と直列接続の排
他的ＯＲ論理ゲートを備えることを特徴とするデコーダ
。
（２）上記周波数制御発振器は、一定の公知の周波数の
信号で作動され、この周波数の数値は上記の未知の搬送
波の周波数とほぼ等しいことを特徴とする請求項１に記
載のデコーダ。
（３）上記の暗号化された音声を示す電気信号の波形整
形回路を備え、該波形整形回路は、上記比較器の対応す
る出力と上記暗号化された音声を示す電気信号の入力端
子との間に配置されていることを特徴とする請求項１ま
たは２に記載のデコーダ。
（４）上記位相比較器は、積分器によって上記の周波数
制御発振器に接続されており、上記積分器の時間定数は
未知の搬送波の交流信号の周期の最大時間の少なくとも
２倍であり、該位相比較器は、その各入力の前に、信号
分割器を備え、これらの分割器の入力に入力された信号
より周波数の低い信号だけの位相を比較することを特徴
とする請求項１または２に記載のデコーダ。
（５）上記位相比較器は、逐次回路（ＰＬＬ）に直列接
続された排他的ＯＲ論理ゲートを備えることを特徴とす
る請求項１または２に記載のデコーダ。
（６）上記デコーダの出力を音声拡散回路の方に向ける
ように２つの制御回路に接続された選択回路を備え、上
記制御回路は、上記暗号化された音声の暗号化特性に対
応する制御信号を生成する手段を制御することを特徴と
する請求項１または２に記載のデコーダ。
（７）音声が二重変調によって複雑な方法でさらに暗号
化され、第２の変調周波数の数値は、上記発振器を作動
させる一定の公知の周波数の信号の周波数の数値に等し
いことを特徴とする請求項１または２に記載のデコーダ
。