JPH0313005A - Multi-gain amplifier - Google Patents
Multi-gain amplifierInfo
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- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 22
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明は、利得を切り替えて使用する際に好適な多利得
増幅器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Field of Industrial Application" The present invention relates to a multi-gain amplifier suitable for use by switching gains.
「従来の技術」 従来の多利得増幅器の回路図を第4図に示す。"Conventional technology" A circuit diagram of a conventional multi-gain amplifier is shown in FIG.
図においてlはオペアンプであり、その出力信号電圧V
。を出力端子17に出力する。6.7.13および14
は双方向性のアナログスイッチであり、各々図において
Cの符号を付したコントロール端と、符号を付していな
い一対の入出力端とを具備する。これらのアナログスイ
ッチにおいては、コントロール端Cに″ 1″レベルの
信号を供給すると入出力端間が導通状態になり、 0”
レベルの信号を供給すると入出力端間が非導通状態にな
る。10は発振防止用コンデンサである。図においてS
CoおよびSC8は一方が” 1”レベルとなると、他
方が”0”レベルとなるように、相補的に人力される制
御信号である。制御信号SCoおよびSC1は各々アナ
ログスイッチ6および7のフントロール端Cに供給され
るとともに、各々インバータ11および12で反転され
て、アナログスイッチ13および14のコントロール端
Cに(1される。これにより、アナログスイッチ6およ
び13は相補的に導通または非導通状態になり、アナロ
グスイッチ7および14も同様に相補的に導通または非
導通状態になる。In the figure, l is an operational amplifier, and its output signal voltage V
. is output to the output terminal 17. 6.7.13 and 14
is a bidirectional analog switch, and each has a control terminal labeled C in the figure and a pair of input/output terminals not labeled. In these analog switches, when a "1" level signal is supplied to the control terminal C, the input and output terminals become conductive, and the signal becomes 0".
When a level signal is supplied, the input and output terminals become non-conductive. 10 is an oscillation prevention capacitor. In the figure, S
Co and SC8 are control signals that are manually input in a complementary manner so that when one becomes "1" level, the other becomes "0" level. The control signals SCo and SC1 are supplied to the control terminals C of the analog switches 6 and 7, respectively, and are inverted by the inverters 11 and 12, respectively, and are set to (1) at the control terminals C of the analog switches 13 and 14. , analog switches 6 and 13 become conductive or non-conductive in a complementary manner, and analog switches 7 and 14 similarly become conductive or non-conductive in a complementary manner.
16は入力端子であり、外部から人力信号電圧Viが印
加される。入力端子16と出力端子17との間には、抵
抗器2(抵抗値R4゜)と抵抗器4(抵抗値R2゜)と
が直列に介挿されており、同様に抵抗器3(抵抗値R0
)と抵抗器5(抵抗値R21)とが直列に介挿されてい
る。アナログスイッチ6および13は、オペアンプ1の
反転入力端とアースとの間に順次直列に介挿されており
、これらアナログスイッチ6と13との接続点は、抵抗
器2と4との接続点に接続されている。これと同様にア
ナログスイッチ7および14はオペアンプ1の反転入力
端とアースとの間に順次直列に介挿されており、アナロ
グスイッチ7と14との接続点は抵抗器3と5との接続
点に接続されている。16 is an input terminal to which a human power signal voltage Vi is applied from the outside. Resistor 2 (resistance value R4°) and resistor 4 (resistance value R2°) are inserted in series between input terminal 16 and output terminal 17. Similarly, resistor 3 (resistance value R2°) is inserted in series. R0
) and a resistor 5 (resistance value R21) are inserted in series. Analog switches 6 and 13 are inserted in series between the inverting input terminal of operational amplifier 1 and ground, and the connection point between these analog switches 6 and 13 is the connection point between resistors 2 and 4. It is connected. Similarly, analog switches 7 and 14 are inserted in series between the inverting input terminal of operational amplifier 1 and the ground, and the connection point between analog switches 7 and 14 is the connection point between resistors 3 and 5. It is connected to the.
上記構成要素2.4.6.11.13は利得設定回路5
0を構成し、構成要素3.5.7.12.14は利得設
定回路51を構成する。The above component 2.4.6.11.13 is the gain setting circuit 5
0 and the component 3.5.7.12.14 constitutes the gain setting circuit 51.
上記構成において、制御信号SCoを” 1゛レベル、
制御信号S01を”0゛ルベルに設定すると、アナログ
スイッチ6および14は導通状態になり、アナログスイ
ッチ7および13は非導通状態になる。したがって、抵
抗器2および4がアナログスイッチ6を介してオペアン
プ1の反転入力端に接続され、抵抗器3および5がアナ
9グスイノチ14を介してアースに接続された状態にな
るので、入力端子16から見た多利得増幅器の入力抵抗
R,および電圧利得G。は以下の通りになる。In the above configuration, the control signal SCo is set to "1" level,
When the control signal S01 is set to 0 level, the analog switches 6 and 14 become conductive, and the analog switches 7 and 13 become non-conductive. Since the resistors 3 and 5 are connected to the ground via the analog input terminal 14, the input resistance R and voltage gain G of the multi-gain amplifier as seen from the input terminal 16 are . is as follows.
Rr= Rlo / / R+1
=R1’0R11/ (R1[l+R11)−−−−
(1)Go=−R,、/R,、−・・ (2)また、信
号SCoを”0”レベル、信号SC1を°゛1”レベル
に設定すると、入力抵抗R1は(1)式と同じ値になり
、このときの電圧利得G、は、G 、= −R□1/R
1・・・・(3)になる。Rr= Rlo / / R+1 = R1'0R11/ (R1[l+R11)----
(1) Go=-R,, /R,, -... (2) Also, if the signal SCo is set to the "0" level and the signal SC1 is set to the °1 level, the input resistance R1 is calculated as the formula (1). The voltage gain G at this time is G, = −R□1/R
1...(3).
ところで第4図におけるアナログスイッチ6.7.13
および14はいわゆるC−MOS形のアナログスイッチ
であり、第2図に示すように構成されている。第2図に
おいて20.21は各々PチャンネルおよびNチャンネ
ルの電界効果トランジスタ(FET)であり、これらの
ソース端およびドレイン端が入出力端子23.24に接
続されている。また、FET20.21のバックゲート
端子には正電圧V。I)および負電圧vs8が各々印加
されている。26はコントロール端であり、外部から″
1″レベルまたは+1o′1 レベルの制御信号SC
が供給される。信号SCはFET20のゲート端に供給
されるとともに、インバータ25で反転されてFET2
0のゲート21に供給される。By the way, analog switch 6.7.13 in Figure 4
and 14 are so-called C-MOS type analog switches, which are constructed as shown in FIG. In FIG. 2, reference numerals 20 and 21 are P-channel and N-channel field effect transistors (FETs), respectively, whose source and drain ends are connected to input/output terminals 23 and 24, respectively. In addition, a positive voltage V is applied to the back gate terminal of FET20.21. I) and a negative voltage vs8 are each applied. 26 is a control end, which is connected from the outside.
1" level or +1o'1 level control signal SC
is supplied. The signal SC is supplied to the gate end of the FET 20, and is inverted by the inverter 25.
0 gate 21.
上記構成において1、コントロール端26にパ0”レベ
ルの信号SCが供給されると、FET21のゲート端に
”0″レベルの信号SCが供給されるとともにFET2
0のゲート端に” ■”レベルの信号が供給される。こ
れにより、FET20.21が非導通状態になるから、
アナ9グスイノチが非導通状態になる。一方、コントロ
ール端26に1”レベルの信号SCが供給されると、F
ET21のゲート端に” ■”レベルの信号SCが供給
されるとともにFET20のゲート端に°°0°“レベ
ルの信号が供給される。これにより、FET20.21
が導通状態になるから、アナログスイッチが導通状態に
なる。In the above configuration, 1. When the control terminal 26 is supplied with the signal SC of the "0" level, the signal SC of the "0" level is supplied to the gate terminal of the FET 21, and the FET 2
A signal of "■" level is supplied to the gate end of 0. This causes FETs 20 and 21 to become non-conductive, so
Ana9gusinoch becomes non-conductive. On the other hand, when a 1" level signal SC is supplied to the control terminal 26, F
A signal SC of "■" level is supplied to the gate end of ET21, and a signal SC of level "°0°" is supplied to the gate end of FET20.Thereby, FET20.21
becomes conductive, so the analog switch becomes conductive.
ところで、アナログスイッチへの入力電圧の電位とアナ
ログスイッチのソースの電位との関係がソースとバック
ゲート(基盤)との間を逆バイアスにする状態では、M
OS トランジスタの閾電圧■1の実効値が大きくな
り、アナログスイッチのオン抵抗が大きくなるという効
果(基盤電圧効果)があり、入力電圧により、オン抵抗
の変動が大きくなるということがあった。この結果、第
4図において、アナログスイッチ13と6および14と
7の接続点の電位が、流入電流によるオン抵抗部の電圧
降下により、接地電位より大きく上昇し、変動も大きく
なる。一方、アナログスイッチ6または7が導通状態で
は、オペアンプ1の反転入力端への流入電流が小さいの
で、電圧降下は小さ(、上記スイッチの接続点の電位は
ほとんど接地電位である。この結果、アナログスイッチ
の切替え時にアナログスイ・ノチの接続点の電位が大き
く変動するため、増幅器の応答が遅くなるという問題が
あった。By the way, in a state where the relationship between the potential of the input voltage to the analog switch and the potential of the source of the analog switch creates a reverse bias between the source and the back gate (base), M
This has the effect of increasing the effective value of the OS transistor's threshold voltage (1) and increasing the on-resistance of the analog switch (substrate voltage effect), resulting in large fluctuations in the on-resistance depending on the input voltage. As a result, in FIG. 4, the potential at the connection point between the analog switches 13 and 6 and 14 and 7 rises significantly above the ground potential due to the voltage drop in the on-resistance section due to the inflow current, and the fluctuation becomes large. On the other hand, when the analog switch 6 or 7 is conductive, the current flowing into the inverting input terminal of the operational amplifier 1 is small, so the voltage drop is small (the potential at the connection point of the switch is almost the ground potential. When the switch is switched, the potential at the connection point of the analog switch fluctuates greatly, causing a problem in that the response of the amplifier becomes slow.
この問題を解決するために第3図に示すアナログスイッ
チが開発された。なお第3図において第2図の各部に対
応する部分には、同一の符号を付し、説明を省略する。In order to solve this problem, an analog switch shown in FIG. 3 was developed. In FIG. 3, parts corresponding to those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and explanations thereof will be omitted.
図において39は基盤電圧効果補償回路であり、FET
32.33.34とインバータ30とにより構成されて
いる。FET32.33のドレイン端、FET34のソ
ース端およびFET21のバックゲート端は相互に接続
されている。また、コントロール端26はFET34の
ゲート端に接続されるとともに、インバータ30を介し
てFET32.33のゲート端に接続されている。FE
T33.34のソース端は入出力端24に接続されてお
り、FET’32のソース端およびバックゲート端には
負電圧V55が印加されている。また、FET’33の
バックゲート端には正電圧■。Dが印加されている。In the figure, 39 is a substrate voltage effect compensation circuit, and the FET
32, 33, 34 and an inverter 30. The drain ends of FETs 32 and 33, the source ends of FET 34, and the back gate end of FET 21 are connected to each other. Further, the control terminal 26 is connected to the gate terminal of the FET 34 and, via the inverter 30, to the gate terminals of the FETs 32 and 33. FE
The source ends of T33 and T34 are connected to the input/output end 24, and a negative voltage V55 is applied to the source end and back gate end of FET'32. In addition, a positive voltage ■ is applied to the back gate end of FET'33. D is applied.
上記構成によれば、コントロール端26に1”レベルの
信号SCが供給されると、FET33.34が導通状態
になり、入出力端24に印加された電圧V、がFET3
3.34を介してFET21のバックゲート端に印加さ
れる。これにより、FET21の基盤電圧効果によるイ
ンピーダンスの増加を補正することができる。また、コ
ントロール端26に”0”レベルの信号を供給すると、
FET33および34は非導通状態になり、FET32
は導通状態になる。したがって、)<2クゲート端31
には負電圧VS5が印加される。According to the above configuration, when the 1" level signal SC is supplied to the control terminal 26, the FETs 33 and 34 become conductive, and the voltage V applied to the input/output terminal 24 is applied to the FET 3.
3.34 to the back gate end of FET21. Thereby, an increase in impedance due to the substrate voltage effect of the FET 21 can be corrected. Moreover, when a "0" level signal is supplied to the control terminal 26,
FETs 33 and 34 become non-conductive, and FET 32
becomes conductive. Therefore, )<2 gate end 31
A negative voltage VS5 is applied to.
上記動作によれば、第4図におけるアナログスイッチ6
.7.13および14を、第3図に示すように構成すれ
ば、前述した基盤電圧効果による影響を小さくすること
ができる。すなわち、人力信号電圧v1が変化したとき
の、アナログスイッチ13および14のインピーダンス
の値とその変動が小さくなる。このため、アナログスイ
ッチ6と13.7と14の接続点の電位が接地電位にほ
ぼ近く、変動が小きくなるので、アナログスイッチの切
替り時の増幅器応答が速くなる。According to the above operation, the analog switch 6 in FIG.
.. 7. If 13 and 14 are configured as shown in FIG. 3, the influence of the substrate voltage effect described above can be reduced. That is, when the human input signal voltage v1 changes, the impedance values of the analog switches 13 and 14 and their fluctuations become smaller. Therefore, the potential at the connection point between the analog switches 6, 13, 7, and 14 is almost close to the ground potential, and fluctuations are small, so that the amplifier response when switching the analog switches becomes faster.
「発明が解決しようとする課題」
ところで第3図に示すアナログスイッチにおいては、コ
ントロール端26に供給する制御信号SCを”0″レベ
ルから”1”レベルに変化させると、FET21のバッ
クゲート端に印加される電圧が、電圧V ssから■、
に急激に変化する。急激に変化することにより、FET
21のゲート・チャンネル間の接合容量に蓄えられた電
荷が急激に放電されるから、入出力端23および24に
スパイク状のノイズが現れるという問題があった。"Problem to be Solved by the Invention" By the way, in the analog switch shown in FIG. 3, when the control signal SC supplied to the control terminal 26 is changed from the "0" level to the "1" level, the The applied voltage is from voltage Vss to ■,
changes rapidly. By changing rapidly, FET
Since the charge stored in the junction capacitance between the gate and the channel of 21 is rapidly discharged, there is a problem in that spike-like noise appears at the input/output terminals 23 and 24.
すなわち、第4図に示す多利得増幅器においては、アナ
ログスイ;46.7、’13および14を第2図で示す
ように構成すると、アナログスイッチのオン抵抗の値と
その変動が大きくなり、その結果、アナログスイッチ6
と13および7と14の接続点の電位がアナログスイッ
チの導通、非導通時に変化するという問題があり、これ
らのアナログスイッチを第3図に示すように構成すると
、スパイク状のノイズが発生するという問題があった。That is, in the multi-gain amplifier shown in FIG. 4, if the analog switches 46.7, '13 and 14 are configured as shown in FIG. As a result, analog switch 6
There is a problem in that the potential at the connection points between There was a problem.
本発明の目的は、アナログスイッチ6と13および7と
14との接続点の電位がスイッチの導通、非導通時でほ
ぼ一定であるとともに、スパイクノイズを発生しない多
利得増幅器を提供することである。An object of the present invention is to provide a multi-gain amplifier in which the potential at the connection point between analog switches 6 and 13 and between analog switches 7 and 14 is approximately constant when the switches are on and off, and does not generate spike noise. .
「課題を解決するための手段」
本発明は上記課題を解決するために、入力端子と、反転
入力端に供給された信号を反転増幅して出力端子に出力
する増幅器と、前記入力端子と前記出力端子との間に順
次直列に介挿された第1および第2の抵抗器と、アース
と前記反転入力端との間に順次直列に接続された第1お
よび第2のスイッチとを具備し、前記第1および第2の
抵抗器の接続点と前記第1および第2のスイッチの接続
点とを各々接続して成る複数の利得設定回路とを具備し
、前記第2のスイッチのいずれかを択一的にオンとし、
これに接続される前記第1のスイッチを相補的にオフと
するように構成した多利得増幅器において、前記第1の
スイッチにその入出力端間のインピーダンスの値とその
変動を補正する基盤効果補償回路を具備するアナログス
イッチを使用し、前記第2のスイッチに、前記基盤効果
補償回路を具備しないアナログスイッチを使用したこと
を特徴としている。"Means for Solving the Problems" In order to solve the above problems, the present invention includes an input terminal, an amplifier that inverts and amplifies a signal supplied to an inverting input terminal and outputs the inverted and amplified signal to an output terminal; It includes first and second resistors sequentially inserted in series between the output terminal and first and second switches sequentially connected in series between ground and the inverting input terminal. , a plurality of gain setting circuits configured by connecting the connection points of the first and second resistors and the connection points of the first and second switches, respectively; Selectively turn on,
In a multi-gain amplifier configured to complementarily turn off the first switch connected to the multi-gain amplifier, base effect compensation is provided for correcting the value of impedance between the input and output terminals of the first switch and its fluctuation. The present invention is characterized in that an analog switch equipped with a circuit is used, and an analog switch not equipped with the base effect compensation circuit is used as the second switch.
「作用」
いずれかの利得設定回路の第2のスイッチをオンとする
と、他の利得設定回路の第2のスイ・ソチはオフとなる
。また、各部1のスイ・ノチは対応する第2のスイッチ
と相補的にオン/オフする。そして、オンとなった第2
のスイッチに接続された第1および第2の抵抗器は増幅
器の反転入力端子に接続された状態になり、これら第1
および第2の抵抗器の抵抗値の比によって多利得増幅器
の利得が設定される。また、他の利得設定回路に接続さ
れた第1の抵抗器は、各々対応する第1のスイッチを介
してアースに接続される。"Operation" When the second switch of any gain setting circuit is turned on, the second switch of the other gain setting circuit is turned off. Further, the switch of each part 1 is turned on/off complementary to the corresponding second switch. And the second one turned on
The first and second resistors connected to the switch become connected to the inverting input terminal of the amplifier, and these first and second resistors are connected to the inverting input terminal of the amplifier.
The gain of the multi-gain amplifier is set by the ratio of the resistance values of the second resistor and the second resistor. Further, the first resistors connected to the other gain setting circuits are each connected to ground through a corresponding first switch.
本発明にあっては、第2スイツチは基盤効果補償回路を
具備していないから、ここでスパイク状のノイズは発生
しない。一方、第1スイツチは基盤効果補償回路を具備
しているので、そのインピーダンスの値とその変動が小
さい。また、第1のスイッチは基盤効果補償回路を具備
していることにより、スパイク状のノイズを発生するこ
ともあるが、これら第1のスイッチは増幅器に接続され
ていないので、増幅器にノイズが印加されない。In the present invention, since the second switch is not equipped with a base effect compensation circuit, no spike-like noise is generated here. On the other hand, since the first switch is equipped with a base effect compensation circuit, its impedance value and its fluctuation are small. In addition, the first switches are equipped with a base effect compensation circuit, which may generate spike-like noise, but since these first switches are not connected to the amplifier, noise is applied to the amplifier. Not done.
「実施例」 次に本発明の実施例を図面を参照し説明する。"Example" Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
第1図は本発明の第1の実施例の電気的構成を示すブロ
ック図である。なお、図において第4図の各部に対応す
る部分には、同一の符号を付し、その説明を省略する。FIG. 1 is a block diagram showing the electrical configuration of a first embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals are given to the parts corresponding to those in FIG. 4, and the explanation thereof will be omitted.
図において6および7は基盤効果補償回路を具備しない
アナログスイッチ(第2図参照)であり、8および9は
基盤効果補償回路39を具備するアナログスイッチ(第
3図参照)である。上記以外の構成は第4図と同じであ
る。In the figure, 6 and 7 are analog switches not equipped with a base effect compensation circuit (see FIG. 2), and 8 and 9 are analog switches equipped with a base effect compensation circuit 39 (see FIG. 3). The configuration other than the above is the same as that in FIG. 4.
また、構成要素2.4.6.8、llは利得設定回路5
2を構成し、構成要素3.5.7.9.12は利得設定
回路53を構成している。In addition, component 2.4.6.8, ll is a gain setting circuit 5.
2 and components 3.5.7.9.12 constitute a gain setting circuit 53.
上記構成において信号SCoを″ 1”レベル、信号s
c、を°′O″レベルにすると、第4図と同様にアナロ
グスイッチ6および9は導通状態となり、アナログスイ
ッチ7および8は非導通状態となる。このときアナログ
スイッチ8および9は、基盤効果補償回路39を具備し
たことにより、スパイク状のノイズを発生することもあ
る。しかし、これらのアナログスイッチはオペアンプl
には接続されていないので、オペアンプlにはこのノイ
ズが入力されない。また、アナログスイッチ9は基盤効
果補償回路39を具備しているので、アナログスイッチ
9のオン抵抗の値と変動は小さく、そのため、アナログ
スイッチ8と6.9と7の接読点の電位は、はとんど接
地電位に近く、変動も小さくなる。一方、抵抗器2に接
続されたアナログスイッチロは、基盤効果補償回路を具
備していないから、入力電圧V、によって、そのインピ
ーダンスが変化する。しかし、オペアンプ1の入力抵抗
が大きいから、アナログスイッチ6に流れる電流は希少
である。したがって、アナログスイッチ8と6.9と7
の接続点の電位は、はとんど仮想接地電位の値に近くな
っている。したがって、上記構成によれば、アナログス
イッチの切替えによる接続点の電位変動が少ないので、
応答が速いメリットがある。In the above configuration, the signal SCo is set to "1" level, and the signal s
When c is set to °'O'' level, analog switches 6 and 9 become conductive, and analog switches 7 and 8 become non-conductive, as in FIG. 4. At this time, analog switches 8 and 9 The provision of the compensation circuit 39 may generate spike-like noise. However, these analog switches
Since this noise is not connected to the operational amplifier l, this noise is not input to the operational amplifier l. Furthermore, since the analog switch 9 is equipped with a base effect compensation circuit 39, the value and fluctuation of the on-resistance of the analog switch 9 are small, and therefore the potentials at the contact points of the analog switches 8, 6, 9, and 7 are It is close to ground potential and fluctuations are small. On the other hand, since the analog switch connected to the resistor 2 does not have a base effect compensation circuit, its impedance changes depending on the input voltage V. However, since the input resistance of the operational amplifier 1 is large, the current flowing through the analog switch 6 is scarce. Therefore, analog switches 8 and 6.9 and 7
The potential at the connection point is almost the same as the virtual ground potential. Therefore, according to the above configuration, there is little potential fluctuation at the connection point due to switching of the analog switch.
It has the advantage of fast response.
なお、本実施例は(2)式および(3)式で示す2利得
G。およびG、を随時選択して使用するものであるが、
抵抗器およびアナログスイッチ等を適宜追加することに
より、3段以上の利得を選択できるように構成すること
もできる。Note that this embodiment has two gains G shown in equations (2) and (3). and G are selected and used at any time,
By appropriately adding resistors, analog switches, etc., it is also possible to configure a structure in which three or more stages of gains can be selected.
「発明の効果」
以上説明した通り、本発明によれば、入力インピーダン
スがほぼ一定であるとともに、スパイクノイズを発生し
ない多利得増幅器を提供できる。"Effects of the Invention" As explained above, according to the present invention, it is possible to provide a multi-gain amplifier whose input impedance is substantially constant and which does not generate spike noise.
第1図は本発明の一実施例の回路図、第2図は第1図に
おけるアナログスイッチ6および7の回路図、第3図は
第1図におけるアナログスイッチ8および9の回路図、
第4図は従来の多利得増幅器の回路図である。
l・・・・・・オペアンプ(増幅器)、2.3・・・・
・・抵抗器(第1の抵抗1)、4.5・・・・・・抵抗
器(第2の抵抗器)、6.7・・・・・・アナログスイ
ッチ(第2のスイッチ)、89・・・・アナログスイッ
チ(第1のスイッチ) 、’L 6・・・・・・入力端
子、17・・・・・・出力端子、39・・・・基盤効果
補償回路、5253・・・利得設定回路。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of analog switches 6 and 7 in FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit diagram of analog switches 8 and 9 in FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional multi-gain amplifier. l...Operational amplifier (amplifier), 2.3...
...Resistor (first resistor 1), 4.5...Resistor (second resistor), 6.7...Analog switch (second switch), 89 ...Analog switch (first switch), 'L6...Input terminal, 17...Output terminal, 39...Base effect compensation circuit, 5253...Gain Setting circuit.
Claims (1)
端子に出力する増幅器と、 (c)前記入力端子と前記出力端子との間に順次直列に
介挿された第1および第2の抵抗器と、アースと前記反
転入力端との間に順次直列に接続された第1および第2
のスイッチとを具備し、前記第1および第2の抵抗器の
接続点と前記第1および第2のスイッチの接続点とを各
々接続して成る複数の利得設定回路と を具備し、前記第2のスイッチのいずれかを択一的にオ
ンとし、これに接続される前記第1のスイッチを相補的
にオフとするように構成した多利得増幅器において、 前記第1のスイッチにその入出力端間のインピーダンス
の変動を補正する基盤効果補償回路を具備するアナログ
スイッチを使用し、前記第2のスイッチに、前記基盤効
果補償回路を具備しないアナログスイッチを使用したこ
とを特徴とする多利得増幅器。[Claims] (a) an input terminal; (b) an amplifier that inverts and amplifies a signal supplied to an inverting input terminal and outputs the amplified signal to an output terminal; (c) between the input terminal and the output terminal first and second resistors connected in series in sequence between the ground and the inverting input terminal;
a plurality of gain setting circuits each connecting a connection point between the first and second resistors and a connection point between the first and second switches; In the multi-gain amplifier configured to selectively turn on one of the two switches and complementary turn off the first switch connected to the multi-gain amplifier, the input and output terminals are connected to the first switch. A multi-gain amplifier characterized in that an analog switch equipped with a base effect compensation circuit for correcting impedance fluctuations between the first and second switches is used, and an analog switch not equipped with the base effect compensation circuit is used as the second switch.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP1148008A JP2976439B2 (en) | 1989-06-09 | 1989-06-09 | Multi-gain amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
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JPH0313005A true JPH0313005A (en) | 1991-01-22 |
JP2976439B2 JP2976439B2 (en) | 1999-11-10 |
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-
1989
- 1989-06-09 JP JP1148008A patent/JP2976439B2/en not_active Expired - Fee Related
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