JPH03117921A - ディジタル信号符号化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタル信号の符号化を行うディジタ
ル信号符号化装置に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明は、入力ディジタル信号を？Ｊｆｉｔの周波数帯
域に分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広
く選定し、各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単
位の許容ノイズレベルを設定し、各バンドのエネルギと
設定された許容ノイズレベルの差のレベルに応じたビッ
ト数で各バンドの成分を量子化するディジタル信号符号
化装置において、■子化後の出力情報量を検出し、この
検出出力と目標値の誤差に応じて量子化の際の割当てピ
ント数を補正するようにして、所定期間における情９１
！ｌを一定化するようにしたことにより、簡単な構成で
、信号劣化の目立たないビットレート調整（ビットバッ
キング）を行うことが可能なディジタル信号符号化装置
を提供するものである。

〔従来の技術〕

オーディオ、音声等の信号の高能率符号化においては、
オーディオ、音声等の入力信号を時間軸又は周波数軸で
複数のチャンネルに分割すると共に、各チャンネル毎の
ビット数を適応的に割当てるビットアロケーション（ビ
ット割当て）による符号化技術がある。例えば、オーデ
ィオ信号等の上記ビット割当てによる符号化技術には、
時間軸上のオーディオ信号等を複数の周波数帯域に分割
して符号化する帯域分割符号化（サブ・バンド・コーデ
ィング：５ＢＣ）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号
に変）Ａ　（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し
各帯域毎で適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化
（ＡＴＣ）　、或いは、上記ＳＢＣといわゆる適応予測
符号化（ＡＰＣ）とを組み合わせ、時間軸の信号を帯域
分割して各帯域信号をベースバンド（低域）に変換した
後複数次の線形予測分析を行って予測符号化するいわゆ
る適応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等の符号化技術が
ある。

ここで、例えば上記帯域分割符号化においては、圧縮効
率を上げるために、一定の単位時間ブロック毎のビット
レートを一定に保ちながら、帯域分υ１した各バンドに
与えるビット数を信号スペクトル強度の時間変動に応じ
てダイナミックに（適応的に）変化させている。また、
上記適応変換符号化においては、周波数軸上でダイナミ
ックに割当てビット数を変化させている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述のようなビット数を適応的に割当てる高能率符号化
においては、ピント数の割当ての仕方しだいで単位ブロ
ンク（単位時間ブロック或いは単位周波数ブロック）当
たりのビットレートが一定にならない場合が生し、ピン
トの過不足が起こる場合がある。すなわち、与えられた
ピントレートに対して、時間軸上或いは周波数軸上で信
号レベルの低い所ではビットが余り、信号レベルの高い
所ではビットが足りないという現象が起こることがある
。

このようなビット数の過不足があった場合には、効果的
にビット数を調整するようなビットレート調整（いわゆ
るビットバッキング）の手法を用いる必要があった。

このビットレート調整とは、単位ブロックでビットが余
ったときには、該単位ブロンクに与えるビット数を凍ら
し、ビットが足りないときには与えるビット数を増加さ
せるようにすることにより、全体のピントレートを一定
に調整するものである。

当該ビットレート調整は、例えば第９図に示すような機
能ブロックを用いて行うことができると考えられる。こ
の第９図において、入力ディジタル信号に対して、割当
てビット数決定機能ブロック９０で量子化の際の割当て
ビット数を決定し、ビットレート調整機能ブロック９１
で、入力ディジタル信号の単位ブロックのスペクトル強
度に応じたビットレートの調整（ビットバッキング）を
行う、その後、ピントレート調整されて決定されたビッ
ト数を用いて符号化機能ブロック９２で符号化（再量子
化）が行われて出力される。

ところが、上記ビットレート調整機能ブロック９２で行
われるビットレートの調整としては、未だ、簡単でかつ
信号の劣化が目立たない効果的な方法がな（、このため
、従来より、効果的なビットレート調整の方法の確立が
望まれている。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、簡単な構成で、信号の劣化の目立たない
ビットレート調整（ビットバッキング）を行うことがで
きるディジタル信号符月化装置を提供することを目的と
するものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のディジタル信号符号化装置は、上述の目的を達
成するために提案されたものであり、例えば、第１図に
示すように、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に
分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選
定し、当該各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単
位の許容ノイズレベルを設定するノイズレベル設定手段
とじての総和検出回路１４及びフィルタ回路１５と、上
記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段の差
のレベルに応じたビット数で上記各バンドの成分を量子
化する量子化回路２４とを有するディジタル信号符号化
装置において、上記量子化回路２４の出力情報量を検出
し、該検出出力と目標値の誤差に応じて上記量子化回路
２４の割当てビット数を補正するようにして、所定期間
における情報量を一定化するようにしたものである。

［作用］ 本発明によれば、量子化手段の出力情報量の検出出力と
目標値の誤差に応じて量子化の際のδＩＩ当てビット数
を一定１増減することで、全体のビットレー１・が一定
に保たれている。

〔実施例〕

以下、本発明を適用した実施例について図面を参照しな
がら説明する。

本実施例のディジタル信号符号化装置は、オーディオ或
いは音声等の入力ディジタル信号を、例えば、帯域分割
符号化（ＳＢＣ）や、適応変換符号化（ＡＴＣ）、適応
ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等により高能率符号化す
るものである。そのため、本実施例装置では、入力ディ
ジタル信号を複数の周波数帯域に分割すると共に、高い
周波数帯域ほどバンド幅を広く選定している。すなわら
、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域
幅（クリティカルバンド）で上記人カディジタル信七を
分割している。また、第１図に示すように、当該クリテ
ィカルバンドの各バンド毎のエネルギ（又はピーク値、
平均値）に基づいて各バンド単位の許容ノイズレベルを
設定するノイズレベル設定手段としての総和検出回路１
４及びフィルタ回路１５と、上記各バンドのエネルギと
上記ノイズレベル設定手段の差のレベルに応して割当て
られたビット数で上記各バンドの成分を量子化する量子
化回路２４とを有するものである。ここで、上記量子化
回路２４の出力情報量を後述するデータ量演算回路−２
６で検出し、該検出出力と端子３からの所定の目標値（
ビットレート調整のためのビットレートの目標値）との
誤差が後述する誤差検出回路２７で検出される。その後
、割算器２８でこの誤差出力を割り込むことにより、本
実施例装置では、当該誤差出力に応して上記量子化回路
２４の割当てビット数を補正するようにして、所定期間
における情報量を一定化（ビットレートの調整）を行う
ようにしている。

ところで、このビットレート調整を行った結果、例えば
、ビット数が不足してピントを取り上げた（減らした）
場合にはオーディオ信号のＳ／Ｎは悪化し、逆に、ビッ
ト数が余ってビット数を増やした場合にはＳ／Ｎは良く
なる。すなわち、ビットレートａ整を行うことで、信号
スペクトルに対するノイズスペクトルの形状が変化して
しまうために、Ｓ／Ｎの良い所と悪い所が発生してしま
う。

このため、本実施例のディジタル信号符号化装置では、
このオーディオ信号のＳ／Ｎの変化の周波数軸上での変
化を一定に保つことにより、再量子化時に発生するノイ
ズスペクトルの形状が変化しないようにしている。

換言すれば、第２図に示すように、信号スペクトルＳＳ
に対して、ノイズスペクトルＮＳは図中−点鎖線で示す
ようになるが、グイナミソクなビット割当てにより、単
位ブロックでビットレートが一定にならないときに３亥
ピント割当てのａ周部を周波数軸上で行っているもので
ある。例えば、信号の周波数分析を行って、ノイズスペ
クトルＮＳから均等にビットを取り上げたり増やしたり
することで、第３図に示すように、ビット数を取り上げ
た（減らした）場合には第３図中の点線で示すノイズス
ペクトルＮＳ−のように補正され、ビット数を増やした
場合にはノイズスペクトルＮＳやのように補正される。

その後、上記量子化回路２４からの量子化出力は、バッ
ファメモリ２５を介して本実施例のディジタル信号符号
化装置の出力端子２から出力されるようになる。

ここで、第１図に示す実施例のディジタル信号符号化装
置は、オーディオ信号、音声信号等を高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）ｌ、て、時間軸の信号を周波数軸に変換し、
符号化（再量子化）を行うものである。

第１図において、入力端子ｌには、オーディオ信号が供
給されており、該時間軸上のオーディオ信号が高速フー
リエ変換回路１１に伝送される。

この高速フーリエ変換回路１１では、該時間軸上のオー
ディオ信号が所定時間毎に周波数軸上の信号に変換され
、実数成分値Ｒｅと虚数成分値１ｍとからなるＦＦＴ係
数が得られる。これらＦＦＴ係数は振幅位相情報発生回
路１２に伝送され、当該振幅位相情報発生回路１２では
上記実数成分値Ｒｅと虚数成分値１ｍとから振幅値Ａｍ
と位相値とが得られて、この振幅値Ａｍの情報が出力さ
れるようになる。すなわち、一般に人間の聴覚は周波数
領域の振幅（パワー）には敏感であるが、位相について
はかなり鈍感であるため、本実施例では上記振幅位相情
報発生回路１２の出力から上記振幅値Ａｍのみを取り出
し、これを本発明実施例での入力ディジタル信号として
いる。

このようにして得られた振幅値Ａｍ等の人力ディジタル
信号は、帯域分割回路１３に伝送される。

この帯域分割回路１３では、上記振幅値Ａｍで表現され
た入力ディジタル信号をいわゆる臨界帯域幅（クリティ
カルバンド）に分割している。当該クリティカルバンド
とは、人間の聴覚特性（周波数分析能力）を考慮したも
のであり、例えばＯ〜１６ｋｌ（ｚを２４バンドに分け
、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定しているもの
である。すなわち人間の聴覚は、一種のバンドパスフィ
ルタのような特性を有していて、この各フィルタによっ
て分けられたバンドを臨界帯域と呼んでいる。ここで、
第４図に上記クリティカルバンドを示す。

ただし、この第４図では図示を簡略化するため、上記ク
リティカルバンドのハン（数を１２バンド（Ｂｌ〜Ｂ１
□）で表現している。

上記帯域分割回路１３でクリティカルバンドに分割され
た各バンド（例えば２４バンド）毎の上記振幅値Ａｍは
、各々上記総和検出回路１４に伝送される。該総和検出
回路１４では、上記各バンド毎のエネルギ（各バンドで
のスペクトル強度）が、各バンドのそれぞれの振幅値Ａ
ｍの総和（振幅（ｉ　Ａ　ｍのピーク又は平均或いはエ
ネルギ総和）をとることにより求められる。該総和検出
回路１４の出力すなわち各バンドの総和のスペクトルは
、一般にパークスペクトルと呼ばれ、この各バンドのパ
ークスペクトルＳＢは例えば第５図に示すようになる。

ここで、上記ハークスペクトルＳＢのいわゆるマスキン
グに於ける影響を考慮するため、該パークスペクトルＳ
Ｂに所定の重みづけの関数を畳込む（コンボリューショ
ン）。このため、上記総和検出回路１４の出力すなわち
該ハークスペクトルＳＢの多値は、フィルタ回路１５に
送られる。該フィルタ回路１５は、第６図に示すように
、入力端子１００からの入力データを順次遅延させる遅
延素子（Ｚ−’）　１０１＋、　１０１ｇ　”１０１ｍ
−ｚ〜１０１．．３　・・・・１０１２３．１０１□４
（クリティカルバンドに対応した例えば２４個の遅延素
子）と、各遅延素子１０１１〜１０１ｇ４からの出力に
対してフィルタ係数（重みづけの関数）を乗算する例え
ば２４個の乗算器１０２．．１０２□・・・・１０２−
−ｓ〜１０２．．３・・・・１０２□３．１０２２４と
、総和加算器１０４とから構成されるものである。

この時、上記乗算器１０２．、〜１０２．，３において
、例えば、乗算器１０２．−ｉでフィルタ係数０．００
０００８６を乗算し、乗算器１０２□２でフィルタ係数
０．００１９を、乗算器１０２□１でフィルタ係数０ｏ
１５を、乗算器１０２．でフィルタ係数１を、乗算器１
０２．、、でフィルタ係数０．４を、乗算器１０２．１
．２でフィルタ係数０．０６を、更に乗算器１０２、、
、でフィルタ係数０．００７を各遅延素子の出力に乗算
することにより、上記パークスペクトルＳＢの畳込み処
理が行われる。この畳込み処理により、第５図中点線で
示す部分の総和がとられる。

なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特性により
、ある信号によって他の信号がマスクされて聞こえなく
なる現象をいうものであり、このマスキング効果には、
時間軸上のオーディオ信号に対するマスキング効果と周
波数軸上の信号に対するマスキング効果とがある。すな
わち、該マスキング効果により、マスキングされる部分
にノイズが合ったとしても、このノイズは間こえないこ
とになる。このため、実際のオーディオ信号では、この
マスキングされる部分内のノイズは許容可能なノイズと
される。

その後、上記フィルタ回路１５の出力は引′ＪＸ器１６
に送られる。当該引算器１６は、上記畳込んだ領域での
後述する許容可能なノイズレベルに対応するレベルαを
求めるものである。なお、当該許容可能なノイズレベル
（許容ノイズレベル）に対応するレベルαは、後述する
ように、逆コンボリューション処理を行うことによって
、クリティカルバンドの各バンド毎の許容ノイズレベル
となるようなレベルである。ここで、上記引算器１６に
は、上記レベルαを求めるための許容関数（マスキング
を表現する関数）が供給される。この許容関数を増減さ
せることで上記レベルαの制御を行っている。当該許容
関数は、後述する関数発生回路２９から供給されている
ものである。

すなわち、許容ノイズレベルに対応するレベルαは、ク
リティカルバンドのバンドの低域から順に与えられる番
号をｉとすると、第（１）弐で求めることができる。

α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）・・・・・・・（１）この第（１
）式において、ｎ、ａは定数でａ＞Ｑ、Ｓは畳込み処理
されたパークスペクトルの強度であり、第（１）式中（
ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実施例ではｎ−３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。

このようにして、上記レベルαが求められ、このデータ
は、割算器１７に伝送される。当該側ｌγ器１７では、
上記畳込み処理された領域での許容ノイズスペクトルを
逆コンボリューションするためのものである。したがっ
て、この逆コンボリューション処理を行うことにより、
上記レベルαからマスキングスペクトルが得られるよう
になる。

すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノイズスペ
クトルとなる。なお、上記逆コンポリューシゴン処理は
複雑な演算を必要とするが、本実施例では、簡略化した
割算器１７を用いて逆コンポリューシジンを行っている
。

次に、上記マスキングスペクトルは、合成回路１８を介
して減算器Ｉ９に伝送される。ここで、当該・減算器１
９には、上記総和検出回路１４の出力すなわち前述した
総和検出回路１４からのバークスベク１−ルＳＢが、遅
延回路２１を介して供給されている。したがって、この
減算器１９で上記マスキングスペクトルとハークスペク
トルＳＢとの減算器ｌγが行われることで、第７図に示
すように、パークスペクトルＳＢは、該マスキングスペ
クトルＭＳの各レベルで示すレベル以下がマスキングさ
れることになる。

当ｊｆｆ　Ｎ算器１９の出力は、ＲＯＭ２０を介して量
子化回路２４に供給されており、上記量子化回路２４で
は、この減算器１９の出力に基づいて割当てられたビッ
ト数で、遅延回路２３を介して供給されている振幅値Ａ
ｍの量子化を行うことになる。すなわち、換言すれば、
当該量子化回路２４では、上記クリティカルバンドの各
バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段の差のレ
ベルに応じて割当てられたビット数で上記各バンドの成
分を量子化することになる。なお、上記遅延回路２１は
上記合成回路１８以前の各回路での遅延量を考慮して上
記総和検出回路１４からのパークスペクトルＳＢを遅延
させ、上記遅延回路２３は上記ＲＯＭ２０以前の各回路
での遅延量を考慮して上記振幅値Ａｍを遅延させるため
に設けられている。また、上記ＲＯＭ２０は量子化の際
の所定時間毎の上記減算器１９の出力を一時格納して送
り出すために設けられている。

ここで、上記量子化回路２４の量子化の際には、前述し
たように、上記量子化回路２４の出力情ｆ［２量を検出
し、該検出出力と目標値の誤差に応して量子化の際の割
当てビット数を補正するようにして、所定期間における
情報量を一定化するようにしている。

このようなことを行うため、本実施例装置においては、
上記バッファメモリ２５からのデータは、データ量演算
回路２６によってデータ量が求められた後、誤差検出回
路２７に送られる。当該誤差検出回路２７では、上記デ
ータ量と端子３からの所定の目標値（ピノトレー１−調
整のためのビットレートの目標値）との誤差が検出され
、その誤差データは割算回路２８に伝送される。当該割
算回路２８では、所定期間としての単位時間ブロック（
１フレーム）内の総サンプル数で上記誤差データがυ１
り込まれ、この割算データが、足算器３１に伝送される
。したがって、当該足算器３１では、上記ＲＯＭ２０の
出力に上記割算データが加算されることで、量子化の際
の割当てビット数の補正（ピントレートの調整）が行わ
れることになり、上記所定期間における情報量を一定化
するようになる。ここで、当該足算器３１の出力は、四
捨五入回路３２を介して上記量子化回路２４に供給され
ているため、ビット数の細かな変化が矯正されている。

なお、上述した合成回路１８での合成の際には、最小可
聴カーブ発生回路２２がら供給される第８図に示すよう
な人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カーブ（等ラ
ウドネス曲線）ＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。したがって、
この最小可聴カーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳと
を共に合成することで、許容ノイズレベルは図中斜線で
示す部分までとすることができるようになり、量子化の
際に図中斜線で示す部分の割当てビット数を凍らすこと
ができるようになる。なお、この第８図は、前述の第４
図に示したクリティカルバントで表されており、信号ス
ペクトルｓｓも同時に示している。

ただし、本実施例においては、上述した最小可聴カーブ
の合成処理を行わない構成とすることもできる。すなわ
ち、この場合には、最小可聴カーブ発生回路２２１合成
回路１８が不要となり、上記引算器１６からの出方は、
割算器１７で逆コンボリューションされた後、すぐに減
算器１９に伝送されることになる。

すなわち、本実施例のディジタル信号符号化装置におい
ては、オーディオ信号を符号化する際に、上述したよう
にビットレート調整を行い、この時、ノイズスペクトル
の形状が変化しないので、ビット数を凍らした場合でも
、聴感上の劣化が少なくてすむ。また、ビットレートｉ
整のアルゴリズムが容易なのでハードウェアを簡単に構
成することができる。

本発明は、上述した第１図の実施例のように、入力ディ
ジタル信号を高速フーリエ変換して処理するいわゆる適
応変換符号化の他に、例えば、帯域分割符号化（ＳＢＣ
）を行う装置にも適用することができる。この場合は、
信号をバンドパスフィルタ等で帯域分割して、この各チ
ャンネルに割り当てるビット数を量子化手段の出力情報
量の検出出力と目標値の誤差に応して一定増減させるも
のとなる。当該帯域分割符号化の場合も上述同様の効果
を得ることができる。

〔発明の効果〕

本発明のディジタル信号符号化装置においては、担子化
後の出力情報量を検出し、この検出出力と目標値の誤差
に応じて量子化の際の割当てピント数を補正するように
して、所定期間における情報量を一定化するようにした
ことにより、簡単な構成でかつ信号の劣化の目立たない
ビットレート調整（ビットバッキング）を行うことが可
能となる。

したがって、例えば、量子化のビット数を減らしても聴
感上の劣化を少なくすることができるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実力桓例のディジタル信−号符号化
装置の概略構成を示すブロック回路図、第２図はピント
レート：Ａ整する前のノイズスペクトルを示す特性図、
第３図はビットレート調整後のノイズスペクトルを示す
特性図、第４図はクリティカルバンドを示す図、第５図
はパークスペクトルを示す図、第６図はフィルタ回路を
示す回路図、第７図はマスキングスペクトルを示す図、
第８図は最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図、第９図はビットレート調整のための機能ブロッ
ク図である。 工・・・・・・・・高速フーリエ変換回路２・・・・・
・・・振幅位相情報発生回路３・・・・・・・・帯域分
割回路 ４・・・・・・・・総和検出回路 ５・・・・・・・・フィルタ回路 ６・・・・・・・・引算器 ７．２８・・割算器 ８・・・・・・・・合成回路 ９・・・・・・・・減算器 ０・・・・・・・・ＲＯＭ １．２３・・遅延回路 ２・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路４・・・・
・・・・量子化回路 ５・・・・・・・・バッファメモリ ６・・・・・・・・データ量演算回路 ２７・・・・・・・・誤差検出回路 ２９・・・・・・・・関数発生回路 ３１・・・・・・・・足算器 ３２・・・・・・・・四捨五入回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割すると共
   に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定し、当該各
   バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単位の許容ノイ
   ズレベルを設定するノイズレベル設定手段と、 上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段の
   差のレベルに応じたビット数で上記各バンドの成分を量
   子化する量子化手段とを有するディジタル信号符号化装
   置において、 上記量子化手段の出力情報量を検出し、該検出出力と目
   標値の誤差に応じて上記量子化手段の割当てビット数を
   補正するようにして、所定期間における情報量を一定化
   するようにしたことを特徴とするディジタル信号符号化
   装置。