JPH0267811A

JPH0267811A - ２次アクテイブフイルタ

Info

Publication number: JPH0267811A
Application number: JP22110488A
Authority: JP
Inventors: Mitsumi Honma; 本間　三巳
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1988-09-01
Filing date: 1988-09-01
Publication date: 1990-03-07

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は半導体集積回路に適用されるアクティブフィ
ルタに関する。

［従来の技術］第３図は例えばＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏ
ｎ［：ｏｎｓｕｍａ＋ｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｌｃｓ、
Ｖｏｌ、ＧＥ−３２，ＮｏＪ　Ａｕｇｕｓｔ１９８６年
６４４〜６５０頁の論文の第６図に示された従来の半導
体集積回路に適用されたアクティブフィルタを、高域通
過フィルタに適用した回路図である０図において、（り
は入力信号源、（２１）は入力信号（１）の入力端子、
（３１）は電圧源ＶＢに接続された第１の可変利得アン
プ、（３２）は第１の可変利得アンプ（３１）の出力端
に接続された第１のコンデンサで、可変利得アンプ（３
１）とコンデンサ（３２）とで第１の１次フィルタ回路
（６１）を構成する。（３３）は１次フィルタ（６１）
の出力端に接続された第２の可変利得アンプ、（３４）
は第２の可変利得アンプ（３３）の出力端に接続された
第２のコンデンサで、第２の可変利得アンプ（３３）と
、コンデンサ（３４）とで第２の１次フィルタ回路（６
２）を構成する。

（２２）は第２の１次フィルタ（６２）の出力端に接続
された出力端子で、この出力は第１および第２の可変利
得アンプ（３１）および（３３）の負側入力端にそれぞ
れ帰還された回路構成となっている。第１および第２の
可変利得アンプ（３１）　、　（３３）は、同様に構成
された回路で、図では同一部分には同一符号を付し、補
助符号ａ、ｂにより分別している。

第１．第２の可変利得アンプ（３１）　、　（３３）は
、それぞれ２つの差動アンプ（４１ａ）　、　（４２ａ
）　、　　（４１ｂ）（４２ｂ）から構成されている。

以下、第１の可変利得アンプ（３１）について説明する
。

（Ｑ　ｔａ）　、　（Ｑ　２ａ）は第１の差動アンプ（
４１ａ）の入力トランジスタ、（Ｒｌａ）、　（Ｒ２ａ
）はこの入力トランジスタ（Ｑ　ｌａ）　、　（Ｑ　２
ａ）のエミッタ側に接続された等価な値の抵抗　　（Ｑ
　３ａ）　、　（Ｑ　４ａ）はこの抵抗（Ｒｌａ）、（
Ｒ２ａ）にベースおよびコレクタが接続されたダイオー
ド特性を有するトランジスタ、（Ｑ５ａ）はこのトラン
ジスタ（Ｑ　３ａ）　、　（Ｑ　４ａ）の共通のエミッ
タに接続され、第１の差動アンプ（４１ａ）の定電流Ｉ
Ｎを供給するトランジスタ、　（Ｑ　［ｉａ）　、　（
Ｑ　７ａ）は第１の差動アンプ（４１ａ）のトランジス
タ（Ｑ　３ａ）、　（Ｑ　４ａ）のベースおよびコレク
タに、ベースが接続された第２の差動アンプ（４２ａ）
の入力トランジスタ、（Ｑ　８ａ）は第２の差動アンプ
（４２ａ）の定電流ＩＸを供給するトランジスタ、（Ｑ
　９ａ）は第２の差動アンプ（４２ａ）の負荷になると
ともに、トランジスタ（Ｑ　８ａ）のコレクタ電流ＩＸ
の１／２を供給するトランジスタである。

第２の可変利得アンプ（３３）も同様に構成されている
ので説明は省略する。

第１の可変利得アンプ（３１）の第１の差動アンプの（
Ｑ５ａ）のコレクタ電流ＩＮと、第２の可変利得アンプ
（３３）の第１の差動アンプの（Ｑ　５ｂ）のコレクタ
電流ＩＮは、共通のカレントミラー回路（Ｑ　１０）に
より供給される。このカレントミラー回路（ＱＩＯ）の
電流は、電源（２３）の電圧と抵抗（ＲＮ　）により決
定される。また、第１の可変利得アンプ（３１）の第２
の差動アンプの（Ｑ８ａ）。

（Ｑ　９ａ）のコレクタ電流と、第２の可変利得アンプ
（３３）の第２の差動アンプ（Ｑ８ｂ）　、（Ｑ９ｂ）
のコレクタ電流ＩＸ、ＩＸ／２は、共通のカレントミラ
ー回路　（Ｑ　ＩＩ）　、　（Ｑ　［）および（Ｑ　１
４）により供給される。このカレントミラー回路の電流
は、電源（２３）の電圧と可変抵抗（ＲＸ　）により決
定される。

第４図（ａ）は第３図の等価ブロック回路図を示し、同
一符号は同一機能である。　（７１）　、　（７２）は
バッファであり、（ｒｘ　）は可変抵抗（ＲＸ　）で決
定される定電流電源である。

この回路は基本的に相互コンダクタンス帰還形のアクテ
ィブフィルタの２次高域通過フィルタである。

第３図のフィルタ回路は、信号の入力端子（２１）をト
ランジスタ（Ｑ　ｌａ）のベースに変更すると、低域通
過フィルタとなり、第１のコンデンサ（３２）を入力端
子とすると、バンドパスフィルタとなる。第４図（ｂ）
は、低域通過フィルタに構成した場合の等価ブロック回
路図を示している。

次に第３図のフィルタの動作について説明する。

第１および第２の可変利得アンプ（３１）、　（３３）
は、第２の差動アンプ（４２ａ）　、　ｍｂ）の供給電
流ＩＸを変えることにより、可変利得アンプの相互コン
ダクタンスｇｍ、すなわち出力電流を変えることができ
る。第１の差動アンプ（４１）で入力信号電圧を電圧／
電流変換し、更にダイオード特性を有するトランジスタ
（Ｑ３　）　、　　（Ｑ４　）でｔ流／電圧変換し、第
２の差動アンプ（４２）でこれらの差動出力電圧を増幅
し、更にカレントミラー回路により、信号電流のみをコ
ンデンサに供給している。このコンデンサの１端より出
力を導出するのである。

第１の可変利得アンプ（３１）の相互コンダクタンスｇ
ｍｌおよび第２の可変利得アンプ（３３）の相互コｆｏ
と回路の良さＱを求める。

（３）式より、共振周波数ｆｏは、第１および第２の相
互コンダクタンスｇＩＩｌｌ、ｇＩ１１２の乗算値と、
コンデンサ（３２）　、　（３４）の値Ｃ１と０２の乗
算である。

次に第４図（ａ）の等価回路の人出電圧の関係式は次の
（２）式で表わされる。

但し、Ｃ１：コンデンサ（３２）の値Ｃ２：コンデンサ（３４）の値 ω　：角周波数である。伝送式（２）よりこの特性の共振周波数Ｑは、
第１および第２の相互コンダクタンスのＨｍｌ、ｇ■２
の比（ｇ　ｍｌ／　ｇ　ｍ２）と、コンデンサの値Ｃ２
と０１の比（Ｃ２／Ｃ１）により決定されることが分る
。

半導体集積回路に適用されるアクティブフィルタでは、
半導体集積回路内の抵抗、コンデンサ等の素子バラツキ
によって生じる共振周波数ｆｏのずれの微調整や、仕様
による共振周波数ｆｏ特性の切換えによる調整が必要と
なる場合が多い、この場合、共振周波数ｆｏを変えても
、回路の良さＱの特性が不変でなければならないことが
要求されることが多い。

ここで上記伝送式（２）の共振周波゛数ｆｏ対回路の良
さＱを理論式（３）から求めた関係図を第５図に示す、
同図（ａ）は高域通過フィルタの場合であり、同図（ｂ
）は低域通過フィルタの場合で、共振周波数ｆＯをｆｏ
ｌとｆ０２の２段階で可変した場合と、それぞれをΔｆ
ｏだけ変化させた場合を示している。理論式（３）から
明らかな様に、Ｑ特性はコンデンサの比（ｃ２／ｃｌ）
と相互コンダクタンスの比（ｇ　ｍｌ／　ｇ　ｓ２）で
決定されるから不変である。しかし実際の回路の特性は
、第６図（ａ）　、（ｂ）の様に、Ｑが変化する。つま
り共振周波数ｆｏを高くするとＱが高くなり、共振周波
数ｆｏを低くするとＱが低くなる現象を生ずる。

［発明が解決しようとする課題］従来のアクティブフィルタでは、以上のように共振周波
数ｆｏを可変すると、高い周波数ではＱ特性が上り、低
い周波数ではＱ特性が下るという問題点かあフた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、共振周波数ｆｏを変えてもＱ特性の変動の補
正することのできるアクティブフィルタを得ることを目
的とする。

［課題を解決するための手段］この発明に係るアクティブフィルタは、第１の可変利得
アンプの利得と第２の可変利得アンプの利得（相互コン
ダクタンス）とを、互いに逆方向に増減させるように変
化させる第１の利得調整手段と、この第１の利得調整手
段による利得変化特性の勾配を変化させる第２の利得調
整手段とを備えた点を特徴とする。

［作用］この発明における第１の利得調整手段は、差動対を構成
するトランジスタからなり、この差動対入力トランジス
タのベースに印加する電圧を変えることにより、第１お
よび第２の可変利得アンプの利得を決定する差動アンプ
の出力電流値を互いに反対方向に、変化させて、当該第
１および第２の可変利得アンプの利得を互いに逆方向に
増減するように変化させる。

また、第２の利得調整手段は、第１の利得調整手段によ
って調整される差動アンプの出力電流値の和の値を増減
させることにより、第１および第２の可変利得アンプの
利得変化特性の勾配を変化させる。これにより、アクテ
ィブフィルタの共振周波数ｆｏを変えても、Ｑが変らな
いように第１および第２の可変利得アンプの相互コンダ
クタンスの値を調整することができる。

〔発明の実施例］以下この発明を高域通過フィルタに適用した一実施例を
図について説明する。

第１図において第３図の従来回路と同一部分には同一符
号を付して説明を省略し、この実施例において追加した
構成のみを説明する。第１および第２の可変利得アンプ
（３１）　、　（３３）の構成は従来例と同様であるが
、利得を可変するための第１および第２の可変利得アン
プ（３１）　、　（１３）の第２の差動アンプ（４２ａ
）　、　（４２ｂ）へ供給する定電流回路は分離してい
る。　（５１）は可変利得アンプ（３１）　、　（３３
）の利得調整手段で、（Ｑ　２１）　、　（Ｑ　２２）
は利得調整手段（５１）の差動対を構成する入力トラン
ジスタ、　（Ｒ１１）　、　（Ｒ１２）はトランジスタ
（Ｑ２１）（Ｑ２２）のエミヅタ側にそれぞれ接続され
た同一値の抵抗で、この抵抗　（Ｒ１１）　、　（Ｒ１
２）の他端は互いに接続されている。　　（Ｑ２３）、
　（Ｑ２４）はトランジスタ（Ｑ２１）、　（Ｑ２２）
のコレクタ側にベースとコレクタが接続されたダイオー
ド特性を有するトランジスタで１．これらは入力トラン
ジスタ（Ｑ　２１）　、　（Ｑ　２２）のベースに印加
される電圧差Ｖ　ｂｌ−Ｖ　ｂ２による電流分流比のＩ
ＸａとＩＸｂとを第１と第２の可変利得アンプ（３３）
の第２の差動アンプ（４２ａ）　、　（４２ｂ）に供給
するカレントミラー回路を構成している。

また、（Ｒ２１）、　（Ｒ２２）は電源（２３）と接地
間に直列に接続され、利得調整手段（５１）の入力トラ
ンジスタ（Ｑ　２１）のベース電位を抵抗比によって与
える抵抗、（Ｒ２３）　、　（Ｒ２４）は電源（２３）
と接地間に直列に接続され、入力トランジスタ（Ｑ　２
２）のベース電位を抵抗比によって与える抵抗、（Ｒ２
４）は外部から調整可能な外付可変抵抗で、トランジス
タ（Ｑ　２１）、　（Ｑ　２２）、　（Ｑ　２３）。

（Ｑ２４）、抵抗（Ｒ１１）、　（Ｒ１２）、　（Ｒ２
１１゜（Ｒ２２）　、　（Ｒ２３）および（Ｒ２４）で
、第１．第２の可変利得アンプ（３１）　、　（３２）
の相互コンダクタンスｇ　ｍｌ、　ｇ　ｍ２を互いに逆
方向に増減させるように変化させる第１の利得調整手段
（５３）を構成している。

また、（Ｑ２５）、　（Ｑ２６）は抵抗（Ｒ１１）（Ｒ
１２）の共通接続端にコレクタが接続され、利得調整手
段（５１）の出力定電流２ＩＸｌまたは２ＩＸ２値を供
給するトランジスタ、（Ｑ２７）、（Ｑ２８）は電源（
２３）の電圧と抵抗（Ｒ２５）、（Ｒ２６）とで決定さ
れる電流を供給するカレントミラー回路のトランジスタ
、（５２）は利得調整手段（５１）の差動対に供給する
定電流値を２ＩＸ１と２ＩＸ２とに切換えるためのスイ
ッチで、トランジスタ（Ｑ２５）、　（Ｑ２６）、（Ｑ
２７）、（Ｑ２８）　、抵抗（Ｒ２５）、　（Ｒ２６）
およびスイッチ１５２）テ、第１の利得調整手段（５３
）によって変えられる第２の差動アンプ（４２ａ）　、
　（４２ｂ）の出力電流Ｉ　Ｘａｔｘｂの加算値を２１
Ｘ１と２ＩＸ２とに切換え、第１および第２の可変利得
アンプ（３１）　、　（３３）の利得の変化幅を変えて
、第２図中に太い実線と細い実線で示すように、ＩＸａ
ｌＸｂの変化特性の勾配を変え、第１および第２の可変
利得アンプのｇｍｌとｇ＋ａ２の変化特性の勾配を変え
る第２の利得調整手段（５４）を構成している。

次に動作について・説明する。

第１図において第３図に示した従来の回路と同一符号を
記しである部分の動作機能は同一であるので、ここでは
説明を省略し、異なる部分の動作を詳細に説明する。

この実施例の基本的な作用は、共振周波数ｆＯを変化さ
せた場合、周波数の高い領域ではＱを下げる方向に利得
調整手段（５１）で調整し、周波数の低い領域ではＱを
上げる方向に利得調整手段（５１）で調整することによ
り、Ｑの変動を極力抑えるようにした点にある。即ち、
理論式（３）で考えると、共振周波数ｆｏを決定する（
　ｇ　ｍｌｘ　ｇｍ２）をほぼ一定に保ちながら、Ｑ特
性の（ｇ　ａ＋２／　ｇ　ｍｌ）比のみを変えることに
他ならない。

利得調整手段（５１）は、差動対で構成されているため
、出力特性は、第２図に示すような関係がある。横軸に
トランジスタ（Ｑ　２１）と（Ｑ　２２）のベース電位
差（Ｖ　ｂｌ−Ｖ　ｂ２）をとり、縦軸にトランジスタ
（Ｑ　２１）　　と（Ｑ　２２）のコレクタ電流（ＩＸ
ａ）　、　　（ＩＸｂ）をとったもので、太い実線はス
イッチ（５２）をＡ端子側に閉じ、細い実線はスイッチ
（５２）をＢ端子側に閉じた場合を示している。

第１図から明らかな様に、可変抵抗（Ｒ２４）の抵抗値
を変化させるとＶｂ２が変化し、Ｖｂｌは一定であるの
でベース電位差（Ｖｂｌ−Ｖｂ２）が変化し、（Ｑ　２
１）のコレクタ電流ＩＸｂと、トランジスタ（Ｑ２２）
のコレクタ電流ＩＸａとは、第２図に示すように逆方向
に増減し、第１．第２の可変利得アンプ（３１）　、　
（３３）の相互コンダクタンスｇ　ｉｆ。

ｇｍ２を逆方向に増減させる。この関係は、スイッチ（
５２）を切換えて、定電流２１Ｘ１と２１Ｘ２とを供給
するトランジスタ（Ｑ　２５）と（Ｑ　２６）を切換え
ても同様である。抵抗（Ｒ１１）、　（Ｒ１２）は（ｖ
ｂｌ−ｖｂｌ）の直線領域を増大するために入れたもの
で、直線領域を大きくするためには抵抗値を大きくすれ
ば良い。

利得調整手段（５１）の入力トランジスタ（Ｑ２１）。

（Ｑ２２）のコレクタ電流ＩＸａ　、ＩＸｂと、トラン
ジスタ（Ｑ　２５）、（Ｑ　２６）　ノコレクタ電流２
１　ＸＩ。

２１Ｘ２との関係は、次の式が成立する。

２１ＸＩ−ＩＸａ＋　ＩＸＢ　（ＩＸ２−　ｔｘａ＋　
ＩＸｂ）−（４）ここで、Ｖｂｌ−Ｖｂ２＋７）場合Ｉ　Ｘａ＝　Ｉ　Ｘｂ＝　Ｉ　ＸＩＶ　ｂｌ＋　Ｖ　ｂ２＋７）場合と置換えると、第１の可変利得アンプ（３１）の相互コ
ンダクタンスｇｉｌおよび第２の可変利得アンプ（６）
式よりＩＸＩ’）ΔＩ２という条件下では、共振周波数
ｆｏはほとんど変化なく、となる。

・・・（６）る。

この実施例は上記関係を利用してｇ■ｌおよびｇ閣２の
補正を行うものである。共振周波数ｆｏを大幅に変更す
る場合には、スイッチ（５２）を切換えてトランジスタ
（Ｑ２５）、　（Ｑ２６）のコレクタ電流値２１Ｘ１と
２！ｘ２を切換え、さらに抵抗（Ｒ２４）を調節するこ
とによって第５図に示した特性に近いＱ特性を得ること
ができる。

なお、上記実施例は、高域通過フィルタについて述べた
が、低域通過フィルタ、さらにはバンドパスフィルタに
ついても同様に適用でき、同様の効果が得られる。

また、上記実施例では可変利得アンプ（３１）。

（３３）の利得調整を第２の差動アンプ（４２）に供給
する定電流値−ＩＸを変えることにより調整するように
したものを示したが、第１の′差動アンプ（４１）に供
給する定電流値ＩＮを変えることにより調整するように
してもよい。

また、上記実施例では全帰還形のフィルタを示したが、
一部分帰還形でもよい。

また、上記実施例では可変利得アンプ（３１）（３３）
の第１の差動アンプ（４１）の入力トランジスタ（Ｑｌ
）、（Ｑ２）のエミッタ側に抵抗（Ｒ１）　、（Ｒ２）
を設けたが、０Ωとしても良い、この場合は入力トラン
ジスタ（Ｑｌ）、（Ｑ２）の動抵抗が、エミッタ抵抗と
同一の作用を行う。

また、相互フンダクタンス可変形の可変利得アンプ（３
１）　、　（３３）は、上記実施例以外の回路構成、例
えば　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　［
：ｏｎｓｕｍｅｒＥＩｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、Ｖｏｌ、Ｇ
Ｅ−２９Ｎｏ、４　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　１９８３年４７
６頁に記載されているものでもよい。

また、上記実施例では、第２の利得調整手段（５４）を
、２段階で切換る構成としたものを示したが、・２段以
上でも良く、また連続的に変えるように構成しても良い
。

また、上記実施例では可変利得アンプ（３１）。

（３３）をｎｐｎ　）−ランジスタで構成し、第１．第
２の利得調整手段（５３）、（５４）をｐｎｐ　ｌ−ラ
ンジスタで構成したが、可変利得アンプ（３１１、Ｃ３
３）はｐｎｐ　トランジスタ又はｎｐｎ　トランジスタ
とｐｎｐ　ｔ−ランジスタの混在回路であってもよいが
、利得可変手段は、可変利得アンプ（３１）　、　（３
３）の構成に応じて、ｐｎｐ又はｎｐｎ　トランジスタ
を遭択することが必要である。

また、上記実施例では利得可変手段の人力段トランジス
タ（Ｑ　２１）、　（Ｑ　２２）のエミッタ側に抵抗（
ＲＩｌｌ、　（Ｒ１２）を設けたが、０Ωとしても良い
。

［発明の効果］以上のように、この発明によれば、高域通過フィルタを
構成している第１．第２の１次フィルタの可変利得アン
プの相互コンダクタンスを、共振周波数ｆＯを変えるの
に合わせて（ｇ　ａ＋１／　ｇ　１１２）の比を変えて
回路のＱを一定に調整する利得調整手段を設けたので、
当該高域通過フィルタの共振周波数を変えても、回路Ｑ
を一定値に調整することのできるアクティブフィルタが
得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の回路図、第２図はこの実
施例の利得可変手段の出力特性図、第３図は従来の高域
通過アクティブフィルタの回路図、第４図は第３図の等
価ブロック回路図、第５図は従来のアクティブフィルタ
理論特性図、第６図は実際の特性図である。（３１）・・・第１の可変利得アンプ、（３２）・・・
第１のコンデンサ、（３３）・・・第２の可変利得アン
プ、（３４）・・・第２のコンデンサ、（４１ａ）　、
　（４２ｂ）・・・第１の差動アンプ、（４２ａ）　、
　　（４Ｎ＋）　・・・第２の差動アンプ、（５１）・
・・利得調整手段、（５３）・・・第１の利得調整手段
、（５４）・・・第２の利得調整手段、（６１）・・・
第１の１次フィルタ、（６２）・・・第２の１次フィル
タ。なお、各図中同一符号は同一　または相当部分を示す。Ｉｘａ、Ｉｘｂ第２図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）可変利得アンプと、この可変利得アンプの出力端
に一端が接続されているコンデンサと、上記可変利得ア
ンプの出力電流の大きさを変えて当該可変利得アンプの
利得を制御する定電流源とで構成された１次フィルタを
２段に縦続接続し、当該２段目の１次フィルタの出力を
１段目の１次フィルタの入力端に帰還するように構成さ
れた２次アクティブフィルタにおいて、上記１段目の１
次フィルタの可変利得アンプの利得と上記２段目の１次
フィルタの可変利得アンプの利得とを互に逆方向に増減
させる第１の利得制御手段と、当該２つの可変利得アン
プの利得を同方向に増減させる第２の利得制御手段とを
備えたことを特徴とする２次アクティブフィルタ。