JPH0234488B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ 周波数選択性フエーデイングを生じさせる伝
送路を等化する装置であつて、 (a) 縦続に接続された複数Ｎのフイードフオワー
ド段１，２，…，Ｎより成る等化器１１であつ
て、 各段が： 第１の可変減衰器２０−１，２０−２，…，
２０−Ｎを含む第１の並行信号波路１−１，１
−２，…，１−Ｎと； 第２の可変減衰器２１−１，２１−２，…，
２１−Ｎおよび遅延手段２２−１，２２−２，
…，２２−Ｎを含む第２の並行信号波路２−
１，２−２，…，２−Ｎと； 第１の（Ｎ−１）段の並行信号波路の各々の
中の信号を組み合わせ、該組み合わされた信号
を該等化器の次段に結合する手段２３−１，２
３−２，…，２３−（Ｎ−１）と； 第Ｎ番目等化器段の並行信号波路中の信号を
組み合わせ、該組み合わされた信号を等化器出
力端子に結合する手段２３−Ｎとより成るもの
である等化器１１、 (b) 入力信号中の信号フエーデイング・ノツチ周
波数（n）を該等化器のバンプ周波数（e）
と一致させるための手段３２，３３，３４，３
９，４０，５０、及び (c) 該等化器の出力信号から信号状態の変化を検
出して該検出された状態変化に応答して該第１
と第２の可変減衰器を再調整する手段３２，３
３，３４，３６，３７，３８，５０とからなる
伝送路等化装置。 ２ 請求の範囲第１項の伝送路等化装置におい
て、 該等化器の第１段の組み合せ手段２３−１は差
をとる回路であり、他の段Ｎ−１の各々の組み合
せ手段は加算回路である伝送路等化装置。 ３ 請求の範囲第１項記載の伝送路等化装置にお
いて、 該等化器の各段中の遅延手段の遅延TiはT₁を
第１段の遅延、Ｎを段数とする場合１ｉＮに
対しTi＝2^(i-1)T₁で与えられる定数であることを
特徴とする伝送路等化装置。 ４ 請求の範囲第３項記載の伝送路等化装置にお
いて、該等化器の各段中の第１の減衰器は利得因
子biを有し； 該等化器の各段中の第２の減衰器は利得因子ai
を有し； a₁およびb₁を該等化器の各段の第１の減衰器の
利得因子とするとき１ｉＮに対しai／bi＝
（a₁／b₁）^2(i-1)であることを特徴とする伝送路等化
装置。 ５ 請求の範囲第４項記載の伝送路等化装置にお
いて、更にフエーデイングが非最小位相フエーデ
イングであるか最小位相フエーデイングであるか
を決定する位相解析器５１を含み、 該一致させるための手段は、フエーデイング・
ノツチ周波数を決定し、該フエーデイング・ノツ
チを遅延T₁によつて規定される等化器の利得バ
ンプ周波数と一致する周波数にシフトさせる手段
３２，３３，３４，５０からなり； 該再調整する手段は、前記位相解析器の決定に
応動して前記フエーデイングによつて発生された
帯域内の振幅分散を最小化するため等化器段の利
得因子aiおよびbiを調整する手段３２，３３，３
４，３５，３７，３８，５０からなることにより
特徴づけられる伝送路等化装置。 技術分野 本発明は信号等化器に、更に詳しくは適応フエ
ーデイング等化器に関する。 発明の背景 マルチパス・フエーデイングに起因する振幅お
よび遅延歪はある条件下ではデイジタルおよび
FM無線通信システムにおける伝送劣化の主要原
因となり得ることが分つている。実験および解析
によると、この現象（則ち周波数選択性フエーデ
イング）によつて引き起された広帯域デイジタ
ル・システムの劣化はシステムの許容限界を越す
ことがあることが見出されている。このことは例
えばAGCの如きフラツト・フエーデイングを取
扱う技術では満足すべき広帯域デイジタル伝送を
保持するには十分でなく、付加的な補正が必要な
ことを意味している。空間ダイバシテイ技法を使
用しても選択性フエーデイングと関連する問題を
完全に除去することは出来ない。システムの特性
を所望のレベルとするためには更に何らかの等化
を行う必要がある。 しかし、問題となるのはマルチパス伝送に起因
する信号フエーデイングは基本的には予測出来な
いということである。従つてフエーデイング等化
器によつて導入される補償は時間的に変化する信
号の状態に自動的に適応する能力を有していなけ
ればならない。フイードバツク技法を使用するあ
る種の適応等化器は振幅歪を補償することが出来
る。しかし該等化器は非最小位相フエーデイング
の場合遅延等化を行うことは出来ない。実際には
最小位相フエーデイングの場合、遅延歪は二倍さ
れる。他のフイードバツク等化器では実現が更に
困難な全域通過回路を使用して最小位相フエーデ
イングおよび非最小位相フエーデイングの両者に
対して遅延歪の補償を行つている。 発明の要旨 本発明に従う適応等化器はその最も一般的な形
態としては縦続接続されたフイードフオワード段
より成り、各段は：第１の調整可能な減衰器を含
む第１の並行信号波路と；第２の調整可能な減衰
器と調整可能な遅延回路網を含む第２の並行信号
波路と；２つの信号波路中の信号を組み合わせる
手段を含んでいる。 適応フエーデイング等化器として使用される場
合には、フエーデイング特性の変化に応動して等
化器のパラメータを調整する制御手段が設けられ
ている。 本発明において、異なる等化器段の素子間に特
有の関係を有しておりそのため全ての段は同時に
調整が可能となる。特に、減衰器素子がフエーデ
イングの際に動的に調整される必要があることが
示される。遅延素子は固定的であり得そしてフエ
ーデイング・ノツチは等化器の隆起（バンプ）周
波数と一致する周波数へ移される。 更に、最小および非最小位相フエーデイングの
両者に対し受信信号の振幅等化と遅延等化が同時
に行なわれる。フイードバツクの代りにフイード
フオワード・セクシヨンのみを使用することによ
り非最小位相フエーデイング期間中の不安定性の
問題が回避される。

【図面の簡単な説明】

第１図はマルチパス伝送媒質を含む無線通信シ
ステムの一部分を示す図、第２図は本発明に従う
適応型等化器、第３図は第２図の等化器のパラメ
ータを自動的に制御する装置のブロツク図、第４
図はフエーデイング・ノツチ検出器および発振器
制御電圧発生器の実施例を示す図、第５図は本発
明の説明に有用な最小位相および非最小位相の場
合に対する周波数選択性フエーデイングの遅延応
答を示す図、第６図は位相解析器の実施例、第７
図は等化器の利得調整回路の実施例、第８および
９図は説明に有用な種々の利得調整を行つた場合
の等化器の入力信号および出力信号を示す図、第
１０および１１図は等化器の利得パラメータを調
節するためのフローチヤート、第１２図は第２図
のフイードフオワード等化器と等価な別のトラン
スバーサル・フイルタを示す図である。 詳細な説明 本発明は信号を等化したい場合のいずれにも適
用可能であるが、以下では本発明をマルチパス・
フエーデイングに対して使用する場合について説
明する。 第１図は伝送信号源９、マルチパス伝送媒体１
０および受信器８側に設けられた適応等化器１１
を含む無線通信システムの一部分を示している。
通常の広帯域システムにあつては、伝送媒体１０
は２パス・モデルで良く表現される。従つて第１
図において媒体１０は伝送信号源と受信器間の直
接パス１５と間接パス１６を有するものとして示
されている。直接パスは利得フアクタａで特徴づ
けられ、間接パスは相対遅延τおよび利得フアク
タαで特徴づけられる。ここでτ、αおよびａは
時間の関数である。 受信器において受信される信号Ｒ（jω）は直接
パス成分と間接パス成分を含み、次式で与えられ
る。 Ｒ（jω）＝ａ（１＋be^-j〓〓）Ｔ（jω） (1) 但しここで ａはスケール・パラメータ ｂは形状パラメータ τはチヤネルの一定遅延差 ab＝α であり、受信信号Ｒ（jω）および送信信号Ｔ（jω）
は複素関数である。 遅延された信号の振幅が直接信号の振幅以下
（即ちｂ＜１）の場合には、伝送媒体は所謂「最
小位相推移回路網」と呼ばれる。遅延された信号
の振幅が直接パス信号の振幅より大である場合に
は、媒体は「非最小位相推移回路網」の特性を有
すると言われる。（最小位相推移回路網の議論に
関しては、H.W.Bode著「回路網解析と帰還増幅
器の設計」、D.Van Nostrand社、ニユーヨーク、
第４刷、頁242以後を参照されたい。） フエーデイング・ノツチは２つの受信信号成分
が破壊的に相互干渉するときに生じる。等化器の
機能は、等化器の出力の等化された信号E_N（jω）
が送信された信号Ｔ（jω）と実質的に同一となる
ようフエーデイングにより生じた帯域内振動およ
び遅延歪を減少させることである。 第２図はＮ段のフイードフオワード段より成る
本発明に従う適応型等化器を示す。各段は例えば
PINダイオードの如き第１の調整可能な減衰器２
０−１，２０−２，…２０−Ｎを含む第１の並行
信号波パスと；第２の調整可能な減衰器２１−
１，２１−２，…，２１−Ｎおよび調整可能な遅
延手段２２−１，２２−２，…，２２−Ｎを含む
信号波パス２−１，２−２，…，２−Ｎと；２つ
の信号波パス中の信号を組合わせる手段２３−
１，２３−２，…，２３−Ｎより成る。最初のＮ
−１段では組合わされた信号は等化器中の次段に
加えられる。最終段からの組合わされた信号E_N
（jω）は等化器出力信号である。 信号組合せ装置２３−１が差信号を形成するの
に対し、組合せ装置２３−２，…，２３−Ｎは和
信号を形成するという点で初段は他のＮ−１段と
異なつていることに注意されたい。この差異は以
下の議論から明らかとなろう。 入力信号をＲ（jω）とすると、等化器の初段の
出力信号E₁（jω）は２つのパス１−１および２−
１の信号の差であつて次式で与えられる。 E₁（jω）＝b₁R（jω）−a₁e^-j〓^T1Ｒ（jω）(2) ここでa₁およびb₁は夫々の信号波パスの減衰器
の利得フアクタである。 式(1)のＲ（jω）を代入すると、次式を得る。 E₁（jω）＝ab₁（１−Ke^-j〓^T）（１＋be^-
j〓〓）Ｔ（jω）(3) ここで Ｋ＝a₁／b₁、Ｔ＝T₁ である。 式(3)を展開すると次式を得る。 E₁（jω）＝ab₁（１＋be^-j〓〓−Ke^-j〓^T−K
be^-j〓^(T+〓⁾）Ｔ（jω）(4) Ｋ＝ｂ、Ｔ＝τとすると式(4)は次のようにな
る。 E₁（jω）＝ab₁（１−K²e^-j〓^2T）Ｔ（jω） (5) この簡単化は第１段の差を形成する組合せ装置
を使用することにより実現される。このために式
(5)では差号を導入したが、残りの組合せ装置は和
を形成する装置である。 同様に、第２段からの出力は次のように表わさ
れる。 E₂（jω）＝（b₂＋a₂e^-j〓^T2）E₁（jω） (6) 式(5)を代入すると次式を得る。 E₂（jω）＝ab₁b₂（１−K⁴e^-j〓^4T）Ｔ（jω） (7) ここで K²＝b²＝a₂／b₂ T₂＝2T＝2τ である。 一般に第Ｎ段の出力は次のように表わされる。 E_N（jω）＝aC〔１−K^(2N)e^-j〓^2NT〕Ｔ（jω） (8) 但し ai／bi＝（a₁／b₁）^2(i-1)＝K^2(i-1) ＝b^2(i-1) （１ｉＮ） (9) および Ti＝2^(i-1)T₁ （１ｉＮ） (10) である。ここでＣ＝b₁b₂…b_Nであり、これは周波
数には無関係である。 最小位相フエーデイングの場合、ｂ＝Ｋ＜１で
あり、K^2Nは極めて小となり、式(8)は次のように
なる。 E_N（jω）＝aCT（jω） (11) ａおよびＣは周波数とは無関係なパラメータで
あるので式(11)で与えられる等化器出力信号は伝送
された信号を適当にスケーリングしたもの（即ち
完全に等化されたもの）となつている。これは受
信器のAGCシステムによつて補償可能なフラツ
ト・フエーデイングと等価である。 非最小位相フエーデイングの場合、ｂ＝Ｋ＞１
であり、K^2Nなる項は１よりずつと大であり、式
(8)は次のようになる。 E_N（jω）＝−aCK^2Ne^-j〓^2NTＴ（jω） (12) ここでaCK^2Nは周波数とは無関係な頃であり、
e^-j〓^2NTは線形位相項である。このようにして最小
位相、非最小位相のいずれに対しても、等化器は
マルチパス伝送による伝送媒体の周波数選択性を
除去することになる。 等化器中に含まれる段数はシステムの要件に依
存する。例えば40dBの最小位相選択性フエーデ
イングを仮定する。これはａ＝1.0、ｂ＝0.99に
相当する。必要とされる段数は次式で与えられ
る。 K^2N≪１ K^2N0.1と仮定し、更にＫ＝ｂ＝0.99であるこ
とに注意すると Ｎ7.84 を得る。これは最小８段が必要なことを意味す
る。 前述の例は、ａ＝１、ｂ＝0.99のときにフエー
デイングが２つの信号成分に専ら破壊的相互干渉
を与えると仮定している点で最悪条件に相当して
いる。40dBのフエーデイングは例えばａ＝0.1、
ｂ＝0.9のような媒体パラメータの他の値に対し
ても得られる。この場合20dBのフラツト・フエ
ーデイングと20dBの選択性フエーデイングより
成る40dBのフエーデイングが得られる。この場
合には40dBの選択性フエーデイングに対して作
用する８段の等化器と同程度の等化作用が５段の
等化器により実現される。W.D.Rummler著「新
らしい選択性フエーデイング・モデル：伝播デー
タへの適用」、The Bell System Technical
Journal、1979年５−６月号において、平均して
殆んどのフエーデイングはフラツト・フエーデイ
ングと選択性フエーデイングの両方の成分を含む
ことが示されている。フラツト・フエーデイング
は受信器のAGC作用によつて補償出来るから、
比較的少数（即ち５又は６）段のフイードフオワ
ード等化器で十分な等化を行うことが出来る。前
述と同じW.D.RummlerのBell System
Technical Journalの論文はチヤネル遅延τは一
定の6.3nsecとして取扱い得ることを示している。
しかしτとして他の値も可能である。 前述の如く、信号フエーデイングは動的な現象
であり、従つて変化する信号の状態を検出し、こ
の変化に応動して等化器を再調整する手段を設け
る必要がある。第３図には等化器がマルチパス・
フエーデイングを補償するのに使用されるときに
前述の如き変化する信号の状態に適応するよう等
化器のパラメータを調整する装置の一実施例のブ
ロツク図が示されている。チヤネル遅延τは一定
として取扱い得るので、制御アルゴリズムは遅延
素子２２−１，２２−２，…，２２−Ｎを固定す
ることにより簡単化される。その結果、等化器の
利得隆起部は一定周波数のところで生じる。この
ことは、いずれの場合でもフエーデイング・ノツ
チの場所（即ち周波数）を検出して、該ノツチ周
波数が等化器の利得隆起周波数と一致するよう変
化させる必要があることを意味している。このた
め、等化器の利得はフエーデイングの選択性部分
の大きさに等しくなるよう調整される。従つて、
等化器１１は入力周波数コンバータ４３と出力周
波数コンバータ４４の間に設けられており、これ
によつて信号フエーデイングのノツチ周波数は等
化器の隆起周波数と一致するよう変化され、次い
で再びIF帯域内に入るよう戻される。両方のコ
ンバータは共通の電圧で制御された局部発振器４
５からの信号を受信する。ここで発振器４５の出
力周波数は制御装置５０から取り出された周波数
誤差信号によつて決定される。 フエーデイングのノツチが等化器利得の隆起部
と正確に一致していないと、等化されたスペクト
ラムは“Ｓ”字型の振幅特性を呈する。これを検
出するため、等化器の出力のスペクトラムは等化
器の隆起周波数eの近傍の周波数において検査さ
れる。これは周波数_e+および_e-に同調した２つ
の帯域通過フイルタ３９および４０によつて実行
される。ここで_e-は_eより下の周波数であり、
_e+は_eより上の周波数である。フイルタ出力は
発振器の周波数を変化させる適当な補償誤差信号
を発生する制御装置に結合されている。 フエーデイング・ノツチの場所は対象とする帯
域内にある３つの周波数₁、₂および₃において
入力信号をサンプルする（サンプリング）ことに
より決定される。ここで₂は帯域の中央周波数で
あり、₁および₃は帯域の両端に出来るだけ近く
なるような値を有している。サンプリングは入力
信号の一部分を夫々₁、₂および₃に同調した３
つの帯域通過フイルタ３２，３３および３４の
各々に加えることにより実行される。３つのフイ
ルタ出力は制御装置５０に加えられる。 第２に決定すべきことは最小位相または非最小
位相フエーデイングが存在するか否かということ
である。この情報は等化器段の相対利得フアクタ
｛ai｝および｛bi｝を設定するために制御装置に
より要求される。最小位相フエーデイング期間
中、｛ai｝は１に設定され、｛bi｝は１以下の値に
設定される。非最小位相フエーデイングに対して
は、｛bi｝は１に設定され、｛ai｝は１以下に設定
される。この決定を行うのに必要な情報は等化器
の入力において信号をサンプルすることにより得
られる。決定は位相解析器５１で行なわれ、該解
析器５１は決定の結果を制御装置５０に伝える。 最後に３つのサンプルされた周波数₁、₂およ
び₃が出力コンバータの出力において比較され、
このようにして得られた情報は利得係数｛ai｝お
よび｛bi｝を更新するのに使用される。出力信号
は帯域フイルタ３６，３７および３８によつてサ
ンプルされ、このようにして得られたサンプル信
号は制御装置に加えられる。 以下では前述の制御機能を実現する種々の回路
について述べる。これらの回路はこれまで制御装
置と呼んでいた装置を構成するものである。 １ フエーデイング・ノツチ検出器および発振器
制御電圧発生器 第４図は、フエーデイング・ノツチを等化器
の隆起周波数eと一致した周波数にシフトする
ようフエーデイング・ノツチ周波数nを決定
し、局部発振器４５の周波数を調整する制御装
置５０の部分をブロツク図として示すものであ
る。 前述の如く、フエーデイング・ノツチ周波数
を決定するために、入力信号のスペクトル電力
が３点で測定される。これら測定に基づき、フ
エーデイング・ノツチ周波数は近似的に次式で
与えられることが示される。 nc＋△／２A₁ ²−A₃ ²／A₁ ²＋A₃ ²−2A₂ ² （13） ここでcは帯域の中心周波数であり、A₁ ²、
A₂ ²およびA₃ ²は周波数₁＝c−△、₂＝cお
よび₃＝c＋△を夫々中心とするスペクトル
のサンプルの電力に比例する。 nに比例する発振器４５の周波数変化を生
じさせる制御電圧を発生させるのがフエーデイ
ング・ノツチ検出器および発振器の制御電圧発
生器の機能である。従つて帯域通過フイルタ３
２，３３および３４からの出力は夫々電力検出
器７２，７１、および７０に加えられ、該検出
器は出力A₁ ²，A₂ ²およびA₃ ²を発生する。信号
A₁ ²およびA₃ ²は差動増幅器７５で組み合わさ
れて信号A₁ ²−A₃ ²が発生される。信号A₂ ²は増
幅器７３で増幅・反転され、信号−2A₂ ²とな
る。該信号−2A₂ ²は次に加算回路７４で信号
A₁ ²およびA₃ ²と組合わされ、信号A₁ ²＋A₃ ²−
2A₂ ²が発生される。増幅器７５の出力は次に
割算器７６において加算回路７４からの出力に
よつて割られ、次式で与えられる信号成分Ａが
発生される。 Ａ＝A₁ ²−A₃ ²／A₁ ²＋A₃ ²−2A₂ ² （14） 信号成分Ａは次に乗算器７７において△／
２に比例する電圧v△_/2が乗じられ、その結果
得られた積は加算回路７８でcに比例する第２
の電圧v_cに加算される。その結果加算回路７８
の出力に得られるvは次式で与えられる。 v＝v_c＋Av△_/2 （15） ここでvは式（13）で与えられる_oに比例す
る。 発振器４５の初期調整において、電圧
v_{( e- p)}が発振器に加えられ、それによつて周
波数コンバータ４３および４４に加えられる局
部発振周波数oは次式で与えられる。 o＝e−c （16） ここでeは等化器の隆起周波数であり、cは
帯域の中心周波数である。 発振器の制御電圧の機能は、周波数をc−
nだけシフトさせ、それによつて帯域の中心
周波数ではなくフエーデイング・ノツチが等化
器の隆起周波数と一致するようにすることであ
る。従つて、c−nに比例した増分電圧△ｖ
が要求される。（議論の便宜上、発振器の出力
周波数は対象とする周波数全域にわたつて制御
電圧に比例するものと仮定する。）この制御電
圧は乗算器７９においてvに−１を乗じ、そ
の結果に加算器８０において電圧vcを加える
ことにより得られる。するとその結果得られる
信号△ｖは次式で与えられる。 △ｖ＝v_c−v （17） これは所望の如くc−nに比例している。 この１次的な周波数制御に加えて、等化器の
隆起周波数eのまわりの２つの周波数_e+およ
び_e-においてスペクトル電力を検出すること
により２次的な発振器制御が行なわれる。この
ようにして第４図において、帯域通過フイルタ
３９および４０からの出力は１対の電力検出器
８１および８２に加えられる。その出力P_e+お
よびP_e-は積分器８３に加えられ、該積分器は
ある時間周期にわたつて積分された信号電力の
差に比例する信号を発生する。この積分された
信号は加算回路網８０に加えられ、発振器制御
電圧△ｖの微調整を行う。 ２ 位相解析器 夫々の等化器段中における利得フアクタaiお
よびbi（ｉ＝１、２、…、Ｎ）の相対的な調整
は最初フエーデイングの位相特性によつて決定
される。フエーデイングが最小位相フエーデイ
ングの場合、すべてのｉに対してaiは１に等し
くされ、biは１より小とされる。逆に非最小位
相フエーデイングの場合、すべてのｉに対しbi
は１に等しくされ、aiは１以下とされる。従つ
て、信号を調べて必要な決定を行う位相解析器
５１の形をした手段が提供されている。ここで
最小位相および非最小位相フエーデイングの遅
延応答は周波数の関数として反対方向に変化す
ることを示すことができる。例えば、第５図の
曲線８４で与えられる振幅応答を有するフエー
デイングを考える。もしこれが最小位相フエー
デイングであると、遅延応答は曲線８５に示す
ようにノツチ周波数で最大となり、周波数の関
数として対称的に減少する。他方、非最小位相
フエーデイングであると、遅延応答は曲線８６
に示すようにノツチ周波数において最小とな
り、周波数の関数として増大する。このように
して、フエーデイング・ノツチ周波数nにお
ける遅延τ（n）が、帯域の中心周波数cを対
称の中心として一方の側に位置する周波数
n′における遅延τ（n′）と比較されると、フ
エーデイングの性質を決定することが出出来
る。即ち τ（n）＞τ（n′） であるならば最小位相フエーデイングであり、 τ（n）＜τ（n′） ならば非最小位相フエーデイングである。 このようにして周波数nおよびn′における
遅延を決定するために、位相解析器は第６図に
示すように２つの遅延センサ１０５，１０６を
含んでいる。遅延は位相角を周波数で微分した
ものに等しいことに注意すると、遅延センサ１
０５，１０６はフエーデイング・ノツチ周波数
nおよび周波数n＋δ（ここでδは比較的小）
において位相角を評価し、次いで遅延の尺度を
得るためその差をとる。n′においても同じこ
とを行い２つの遅延を比較する。 φ（n）を決定するために、信号Ｒ（jω）の
成分は遅延センサ１０５中に設けられたミキサ
９１中で局部発振器９２から取り出された信号
cos2πntと乗算される。フエーデイング・ノツ
チ周波数はシフトされ、等化器の隆起周波数e
と一致することに注意されたい。従つて発振器
９２は単にeに同調していればよい。信号Ｒ
（jω）はまたミキサ９３において信号sin2πnt
と乗算される。この信号sin2πntは発振器９２
からの信号を90゜位相シフタ８９に通すことに
より得られる。乗算器の出力は低域通過フイル
タ（LPF）９４および９５（即ち１Hzに遮断
周波数を有している）を通り、次いで割算器９
６で割られてtanφ（n）に比例する信号が形成
される。該信号tanφ（n）は次に回路網９７に
加えられる。この回路９７の出力はその入力信
号の逆正接に比例している。 この過程は周波数n±δにおいても実行さ
れ、第２の回路網９８の出力にφ（n±δ）に
比例した第２の信号が発生される。２つの回路
網９７および９８からの信号は差動増幅器９９
に加えられ、nにおける遅延τ（n）に比例し
た差信号φ（n）−φ（n＋δ）が形成される。 同一の過程が遅延センサ１０６において周波
数n′およびn′±δのところで実行される。ノ
ツチ周波数は等化器の周波数eと一致するが、
周波数n′は変数である。従つて、制御装置で
発生される発振器制御信号V_{( e- c)}、△Ｖ、Vc
は発振器の第２の対１００および１０１の周波
数を制御するのに使用される。発振器１０１は
δに比例した付加的な微調制御電圧V〓を有し
ている。その他すべての点に関して第２の遅延
センサ１０６の動作は前述したことと同一であ
る。周波数n′における遅延に比例している出
力信号τ（n′）はセンサ１０５からの出力信号
τ（n）と共に差動増幅器１０７に加えられ
る。該差動増幅器１０７はその出力に差信号を
形成する。出力信号が正、即ちτ（n）＞τ
（n′）であると、フエーデイングは最小位相フ
エーデイングであり、論理レベル“１”に等し
い信号が０レベル比較器１０８の出力に発生さ
れる。他方、差信号が負であると、フエーデイ
ングは非最小位相フエーデイングであり、論理
レベル“０”の信号が発生される。 ３ 等化器利得の調整 等化器の各段における利得調整aiおよびbiは
対象とする帯域内の３つの周波数において等化
器の入力信号と等化器の出力信号の両者をサン
プリングすることにより行なわれる。入力信号
をサンプリングする理由は(1)マルチパス周波数
選択性フエーデイングが生じたか否かを決定す
るため、ならびに(2)帯域中央のいずれの側にフ
エーデイング・ノツチが位置しているかを決定
するためである。出力信号は適当な利得設定値
を決定するためにサンプリングされる。 第７図は等化器の利得調整と関連する制御装
置５０の部分を示している。変換器４３の入力
端において入力信号は中心周波数がc−△、
cおよびc＋△（ここでcは帯域の中央、c
±△は帯域の端に相応）である帯域通過フイ
ルタ３２，３３および３４によつて対象とする
帯域内の３つの周波数においてサンプルされ
る。フイルタ出力がA₁ ²，A₂ ²およびA₃ ²である
電力検出器１１０，１１１および１１２に加え
られる。 マルチパス・フエーデイングが生じたか否か
を決定するために差動増幅器１１３および１１
４で差信号A₂ ²−A₃ ²およびA₁ ²−A₂ ²が形成さ
れ、これら差信号は振幅比較器１１５および１
１６で指定された閾値信号V_Tと比較される。 差信号の意義は２つの異なるフエーデイング
条件に対する信号の帯域幅にわたつての振幅の
変化を示す。第８および９図を参照することに
より理解されよう。第８図の曲線１３１で示さ
れるように、フエーデイングのノツチがcより
上側に来ると（即ちcとc＋△間、またはc
＋△以上）A₁ ²は典型例ではA₂ ²よりずつと
大となり、従つてA₁ ²−A₂ ²の振幅は閾値レベ
ルV_Tを超すことになる。第９図の曲線１３２
に示すようにフエーデイング・ノツチがcより
下側に来ると（即ちcとc−△の間、または
c−△以下）、A₃ ²−A₂ ²の振幅はV_Tを越す。
最後に、フエーデイング・ノツチがc以下とな
ると、２つの差信号の振幅は共にV_Tを越す。
いずれの場合でも、これはマルチパス・フエー
デイングを示している。従つて比較器１１５お
よび１１６からの出力はORゲート１１７に加
えられる。該ORゲートの出力は前述の３つの
条件のいずれかが成立するときレベル“１”と
なる。 他方、差信号が指定された閾値V_Tを越さな
いような振幅変化しか生じない場合には、ゲー
ト１１７からの出力Ｍはレベル“０”であり、
これはマルチパス・フエーデイングが存在しな
いか、または無視し得る程のフエーデイングし
か存在しないことを意味する。 マルチパス・フエーデイングの存在が確定し
た場合、次にはその帯域中央から見てどの位置
に存在するかを知る必要がある。このため差信
号A₁ ²−A₃ ²が差動増幅器１１８で形成され、
該差信号は比較器１１９で０レベル基準信号と
比較される。第８図に示すようはA₁ ²がA₃ ²よ
り大であると、レベル“１”なる比較器出力信
号SLが発生される。他方第９図に示すように
A₁ ²＜A₃ ²であると、レベル“０”なる比較器
出力信号SLが発生される。 等化器の出力において、信号は再び帯域通過
フイルタ３６，３７および３８によつて周波数
cおよびc±△のところでサンプルされ、該
サンプルは電力検出器１２０，１２１および１
２２で検出され、信号B₁ ²，B₂ ²およびB₃ ²が発
生される。ここでの目的はこれら３つの信号成
分を調べて信号の補償が不足しているか過剰で
あるかを決定することである。適当に調整され
ている場合には等化器出力信号は信号帯域全般
にわたつて平坦となる。しかし、信号の補償が
不足していると、第８図の曲線１３３に示すよ
うな振幅分布を有することになる。もし過剰補
償された場合には曲線１３４で示すような形状
となる。従つて、出力信号の状態を決定するた
めに、帯域中央の信号B₂ ²が帯域の端のフエー
デイング・ノツチから最も遠いところにある信
号と比較される。フエーデイング・ノツチがc
より上に位置している場合にはB₂ ²はB₁ ²と比
較される。このようにしてB₁ ²とB₂ ²の差が差
動増幅器１２３で形成され、その結果得られた
差信号は０レベル比較器１２５で０レベル基準
信号と比較される。B₂ ²＜B₁ ²であると、比較
器出力信号△₁はレベル“０”であり、補償不
足状態であることを示す。この場合可変減衰器
の利得因子aiは最小位相の場合には増加され、
利得因子biは非最小位相の場合に増加される。
他方B₂ ²＞B₁ ²であると△₁＝“１”であり、この
場合にはaiは最小位相のときは減少され、biは
非最小位相のときに減少される。 フエーデイング・ノツチが第９図に示すよう
に帯域の中心より下（SL＝“０”）であると、
B₁ ²はB₃ ²と比較される。従つて差信号B₃ ²−
B₁ ²が差動増幅器１２４で形成され、この差信
号は０レベル比較器１２６で０レベルと比較さ
れる。差の符号に応じて、出力信号△₂はレベ
ル“０”またはレベル“１”となり、所望の利
得調整を表わす。可能な状態とそのときの利得
調整をまとめたものを表に示す。

【表】 種々の測定を行い、幾つかの制御信号Ｍ，SL，
△₁，△₂およびＰ（信号フエーデイングの特性を
表わすデジタル表現）を形成した後、等化器のパ
ラメータの実際の調整はBELLMAC8
（BELLMACはWestern Electric Company、
Incorporatedの登録商標である）マイクロプロセ
サまたはその同等品の如きマイクロプロセサの制
御の下で行なわれる。利得因子は式(9)で与えられ
るような関数を有していることを想起すると、利
得調整を行うためのアルゴリズムは比較的簡単で
ある。 第１０および１１図は等化器の利得パラメータ
aiおよびbiを調整するための前述の手順のアウト
ラインを示している。段数Ｎと帯域の中心周波数
cを定義した後、システムはai＝０、bi＝１（ｉ
＝１、２、…、Ｎ、Ｐ＝１）とおくことにより初
期化される。これらはマルチパス伝送がなく、等
化器が伝送信号に影響を与えない場合に対する利
得設定である。次にマイクロプロセサは制御信号
Ｍ，△₁，△₂，nおよびＰを読み出す。以下これ
ら制御信号の意味を要約して示す。 制御信号の要約 Ｍ＝１ 周波数選択性マルチパス・フエーデイン
グが存在することを示す。 Ｍ＝０ マルチパス・フエーデイングが存在しな
いことを示す。 SL＝１ フエーデイング・ノツチ周波数が帯域
の中央より上にあることを示す SL＝０ フエーデイング・ノツチ周波数が帯域
の中央以下であることを示す。 △₁＝０ SL＝１のとき等化された信号が補償不
足であることを示す。 △₁＝１ SL＝１のとき等化された信号が過剰補
償であることを示す。 △₂＝０ SL＝０のとき等化された信号が過剰補
償であることを示す。 △₂＝１ SL＝０のとき等化された信号が補償不
足であることを示す。 Ｐ＝１ 最小位相フエーデイングを示す。 Ｐ＝０ 非最小位相フエーデイングを示す。 n フエーデイング・ノツチ周波数 Ｍが“１”でないと、マルチパス・フエーデイ
ングは存在せずaiおよびbiはその以前の状態に留
まる。すべてのｉに対しbiは１であり、aiは０で
ある。他方Ｍ＝１であると、マルチパス・フエー
デイングが存在することを意味し、フエーデイン
グの位置はc−nを計算することにより調べら
れる。この値がチヤネルの帯域幅1/2より大であ
ると、フエーデイングは帯域外である。この場
合、フエーデイングの性質（即ち最小位相または
非最小位相）は不適切であり、Ｐの設定値は以前
の状態に保持される。帯域内の振幅分散の傾き
SLおよび△₁，△₂によつて表わされる過剰補償
または補償不足の度合い、ならびにＰで表わされ
るフエーデイングの性質に応じて利得因子aiおよ
びbiは増加および／または減少される。 フエーデイング・ノツチnが帯域内に入ると
（即ちo−nがチヤネル帯域幅の1/2以下である
と）、フエーデイングの位相特性が調べられる。
例えばＰが“１”、即ち最小位相フエーデイング
であると決定されると、biの設定値が調べられ
る。Ｐ＝１の場合にはｉ＝１、２、…、Ｎに対し
てbiは１に設定される。従つてb₁が１以下でない
ならば、利得の設定値を直ちに再調整する必要は
なく、傾きSLおよび補償の度合い△₁，△₂を再
チエツクすることによりaiの設定値が再び調べら
れることになる。 しかし、biが１以下であることが見出される
と、すべてのbiの利得の設定値はaiに移され、bi
は１に設定される。次に等しい設定値が出力され
る。 Ｐ＝０の場合にもaiが１に設定され、biが適当
に調整されることを除いて同様な調整が行なわれ
る。 第１２図は第２図のＮ段のフイード・フオワー
ド型等化器と等価な別のトランスバーサル・フイ
ルタを示している。この実施例は2^Nのタツプを有
する遅延線１６０より成り、この場合タツプ間隔
はＴである。2^Nのタツプ１６１−１，１６１−
２，…，１６１−２^Nの各々は加算回路網１６２
に接続されており、そこで2^N個の信号成分は加算
されて等化された出力信号が発生される。 第２図のフイードフオワード型の実施例を参照
すると、等化器の伝達関数Ｈ（jω）は次のように
表現される。 Ｈ（jω）＝b₁b₂…b_N〔１−a₁／b₁e^-j〓^T1〕〔１＋
a₂／b₂e^-j〓^T2〕…〔１＋a_N／b_Ne^-j〓^TN〕（18） 以前と同様に Ｃ＝b₁b₂…b_N とおくと K^2(i-1)＝ai／bi＝（a₁／b₁）^2(i-1)、１≦ｉ≦Ｎ（19
） および Ti＝2^(i-1)T₁＝2^(i-1)Ｔ、１≦ｉ≦Ｎ （20） であり Ｈ（jω）＝Ｃ_2N-1 〓ⁱ⁼¹ （−１）ⁱKⁱe^j〓^iT （21） となる。 しかし、式（21）はまたタツプ間隔Ｔ、タツプ
の重みＣ（−１）ⁱKⁱ（０ｉ2^N−１）を有する2^N
のタツプのトランスバーサル・フイルタの伝達関
数である。第２および１２図の等化器が等価であ
る限り、フイードフオワード等化器と関して前述
した制御アルゴリズムはマルチパス・フエーデイ
ングによつて生じた線形歪を最小化するトランス
バーサル・フイルタ等化器を制御するのにも同様
に適用出来る。 トランスバーサル・フイルタ等化器はベースバ
ンド（即ち復調された）信号に対してではなく変
調された搬送波信号RFまたはIFに対して作用す
ること（これは通常のトランスバーサル・フイル
タの使用法である）に注意されたい。