JPH0228811B2

JPH0228811B2 - Zankyotokuseisokuteisochi

Info

Publication number: JPH0228811B2
Application number: JP6210479A
Authority: JP
Inventors: Fukuji Kawakami
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1979-05-19
Filing date: 1979-05-19
Publication date: 1990-06-26
Anticipated expiration: 1999-05-19
Also published as: JPS55154423A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、伝送系例えばホール等の音場にお
ける残響時間等の残響特性を測定する装置に係
り、特に伝送系に生じる雑音の影響を補正して精
度の高い残響時間あるいは残響曲線を簡単に測定
し得る残響特性測定装置に関する。

一般に、音響的な見地から特定の室の種々の特
性を知るために目的に応じた特性測定を行なう必
要がしばしば生じていた。

例えば、１つのホールにて講演を行なう場合で
あるとか、楽団による音楽演奏を行う場合に、ス
ピーチあるいは音楽についての音響効果という点
が重要になつてくる。この場合に、１つの信号源
からの信号に対する減衰特性であるとか、あるい
は残響時間というような事項が明確に把握されて
いれば、催し物が行われる会場の構造であるとか
音響学的な特性から高い音響的効果を狙うことが
できる訳である。

種々の音響的特性のうち、残響特性を測定する
装置は従来いくつか考えられていた。その１つで
ある残響曲線を測定する方法としてはM.R.
Schroederのいわゆるインパルス二乗積分法が知
られている。その原理は、定常状態から音を断と
した場合の受音点の過渡特性の∞回の平均に相当
する本質的な過渡応答特性＜S²（ｔ）＞を音源・受
音点間のインパルスレスポンスγ（χ）から求め
んとするもので、それによると過渡特性のある時
点ｔにおける音圧レベルｓ（ｔ）は下記のように
表わされる。

＜S²（ｔ）＞＝N∫^∞ _tγ²（χ）dχ ……(1) 但しＮ：ノイズパワー γ（χ）：インパルスレスポンスしたがつて、積分区間〔ｔ、＋∞〕インパルス
レスポンスγ（χ）を二乗し積分すればｔ時点に
おける音圧レベルＳ（ｔ）の二乗の無限回の集合
平均が求められるというものである。

しかしながら、室（チヤンバー）などを含む伝
送系においては、音源からのインパルスレスポン
スγ（χ）の外に室内に暗騒音などのノイズｎ
（χ）が存在するので、これが上記インパルスレ
スポンスγ（χ）に重畳されてしまい測定が不正
確になつてしまう。すなわち、音源からのインパ
ルスレスポンスの正確な過渡特性（残響特性）が
測定できず、本来の特性と異なつた結果が生じて
しまうのである。特に時間と共に減衰してゆくイ
ンパルスレスポンスに対して、室内暗騒音等のノ
イズが積分区間のとり方によつて減衰曲線形状に
大きく影響してくる。

例えば積分区間が長すぎると、インパルスレス
ポンスに重畳するノイズの影響を大きく受け過ぎ
るため、正確な過渡特性の測定を行い得ず、また
逆に積分区間が短かすぎるとインパルスレスポン
ス自体の積分区間が短かすぎて積分されない大な
る区間が生じるため、適正な過渡特性の測定を行
い得ない。したがつて、積分区間の設定は長すぎ
ても短かすぎても正確な測定は期待できなくなつ
てしまうので特にＳ／Ｎの十分でないデータの場
合等は適正な積分区間の設定が重要な意味を持つ
てくる。

かかる積分区間が適正でないと、上記のように
して得られた過渡特性例えば残響特性の曲線の傾
斜自体が変化してしまい、その特性曲線の信頼性
は低下し、利用できる範囲も僅かで限られたもの
となつてしまう。

このような点に鑑み、伝送系に存在するノイズ
ｎ（χ）の実効値の二乗n² _effをインパルスレスポ
ンスγ（χ）と前記ノイズｎ（χ）の和の二乗R²
（χ）＝〔γ（χ）＋ｎ（χ）〕²から差引いた値のあ
る
積分区間での積分値∫^T _t〔R²（χ）−n² _eff〕dxを求
め、この積分値が零となつた時点を積分最終時点
とし前記ノイズｎ（χ）の影響を排除するものを
この発明の出願人は先に出願している（特願昭53
−127699号）。このものにあつては差引くノイズ
分はその実効値の二乗n² _effとしているが、本来ノ
イズｎ（χ）は時間的に変動する値であるため直
線減衰領域と不規則変動領域とが明確に区分でき
るという性質を備えている。

この発明は上記の性質を利用して残響特性の評
価区間を更に正確に、かつ自動的に設定し得る残
響特性測定装置を提供するもので、インパルスレ
スポンスγ（χ）が略ノイズレベルに達した時点
において、ノイズｎ（χ）の時間的変動により積
分値∫^T _t〔R²（χ）−n² _eff〕dχが単調減少から不規則
変動をし始めることに着目し、この不規則変動を
始める時点を検出することにより残響特性の評価
区間を設定し、これにより残響特性を正確にかつ
簡単に測定し得るようにしたものである。

以下、図面を参照しこの発明について詳述す
る。

最初に、この発明の原理を説明すると、第５図
に示す残響特性曲線はインパルスレスポンスγ
（χ）が略ノイズレベルに達した時点で図に示す
ように不規則変動を開始する。これは前述したノ
イズｎ（χ）の実効値の二乗n² _effが定数であるの
に対し、実際のノイズｎ（χ）は定常的ではある
が変動するノイズ信号であるためである。したが
つて、この不規則変動を検出して残響特性、例え
ば残響時間の評価区間の決定および残響時間の算
出が可能となるわけである。

しかしながら、実際の残響特性曲線はわずかで
はあるが単調減小曲線からはずれる場合があり、
この場合と上記不規則変動とを区別する必要があ
る。この区別の方法としては、予め基準レベル
を設定しておき、この基準レベルを越えて残響特
性が変化した場合不規則変動として検出する、
ある区間で平均化を行ないながら残響特性を測定
し、測定結果が単調減小から外れた時点を不規則
変動として検出する、等の方法が考えられる。後
に説明する第１の実施例（第２図、第３図）は上
記の考え方に基づいてなされたものであり、ま
た第２の実施例（第８図）は上記の考え方に基
づいてなされたものである。

次に、この発明による残響特性測定装置の基本
的構成を第１図を参照して説明する。

第１図において、符号１００は室（チヤンバ
ー）、１０１は音源制御部１０２から供給される
インパルス信号を音に変換するスピーカ、１０３
はスピーカ１０１から発生するインパルスを受音
するマイクロフオンである。そして、この図に示
す残響特性測定装置は、マイクロフオン１０３の
出力信号に基づいて残響特性を測定する。

この残響特性測定装置は、大別すると、波形処
理ブロツク１０４と、測定ブロツク１０５とに分
けられる。波形処理ブロツク１０４において、ノ
イズ算出部１０６は、インパルス発生前の室１０
０内のノイズの実効値n_effの二乗n² _effを算出し、
減算回路１０７へ出力する。二乗回路１０８は、
インパルス発生以後、ブロツク１０３の出力信
号、すなわちインパルスレスポンスγ（χ）とノ
イズｎ（χ）の和｛γ（χ）＋ｎ（χ）＝Ｒ（χ）｝を
二乗し、この演算結果、すなわち、 R²（χ）−｛γ（χ）＋ｎ（χ）｝² ……(2) を減算回路１０７へ出力する。減算回路１０７
は、二乗回路１０８の出力R²（χ）からノイズ算
出部１０６の出力n² _effを減算し、この減算結果
｛R²（χ）−n² _eff｝を第１、第２積分手段１０９，
１１０へ出力する。第１積分手段１０９は次の積
分を行い、その結果を出力する。

∫^T ₀〔R²（χ）−n² _eff〕dx ……(3) ここで、Ｔはインパルスレスポンスγ（χ）が
略ノイズレベルまで減衰する時間より大きく設定
される。一般には、残響特性測定の通常の測定時
間の数分の一から数倍程度となる。第２積分手段
１１０は次の積分を行い、その結果を出力する。

∫^t ₀｛R²（χ）−n² _eff｝dx ……(4) ここで、ｔは測定中における現在時刻を示す。
減算回路１１１は、第１積分手段１０９の出力か
ら第２積分手段１１０の出力を減算し、この減算
結果、すなわち、 ∫^T _t｛R²（χ）−n² _eff｝dx ……(5) を出力する。

対数圧縮回路１１８は、減算回路１１１の出力
を対数圧縮（101og）してその結果を測定ブロツ
ク１０５へ出力する。なお、時間制御部１１２
は、各構成部分の動作の時間的制御を行うもので
ある。

次に、測定ブロツク１０５において、符号１１
３は、波形処理ブロツク１０４の出力（上記第(5)
式参照）が不規則に変動した時これを検出する不
規則変動検出回路であり、遅延回路１１４と比較
回路１１５とから構成される。この場合、遅延回
路１１４は、波形処理ブロツク１０４の出力を一
定時間遅延させて比較回路１１５へ出力する。比
較回路１１５は、現在の波形処理ブロツク１０４
の出力と、遅延回路１１４の遅延時間前の波形処
理ブロツク１０４の出力とを比較し、両者の差が
一定値以上（または以下）の時、時間計測部１１
６へ信号を出力する。時間計測部１１６は、イン
パルス発生時点から、波形処理ブロツク１０４の
出力の不規則変動が検出されるまでの時間を計測
し、その結果を特性測定部１１７へ出力する。特
性測定部１１７は、波形処理ブロツク１０４の出
力および時間計測部１１６の出力に基づいて残響
特性の測定を行い、少なくとも、演算によつて残
響時間を求め、これを表示器に表示する。

次に、この発明の具体的実施例について説明す
る。第２図および第３図は共にこの発明の第１の
実施例の構成を示すブロツク図であり、第２図は
第１図における波形処理ブロツク１０４の具体的
構成例を、また、第３図は第１図における測定ブ
ロツク１０５の具体的構成例を各々示している。
なお、この実施例はデイジタル技術を用いて本発
明による残響特性測定装置を構成した例である。

最初に、第２図の構成を説明する。

まず、インパルス発生前に室（チヤンバー）２
内のノイズｎ（χ）がマイクロフオン４によつて
収音される。このマイクロフオン４の出力信号は
増幅器５およびローパスフイルタ６を介してホー
ルド回路７へ供給され、信号Ｃ−１（第４図イ参
照）のタイミングで逐次ホールドされる。そし
て、このホールドされた信号がＡ／Ｄ（アナロ
グ・デジタル変換回路８によつてＡ／Ｄ変換され
た後、二乗回路９によつて二乗される。この二乗
回路９の出力n²（χ）はアキユームレータ１１
（累算回路）によつて順次累算され（∫n²（χ）
dχ）、この累算結果が除算回路１５によつて累算
時間τ（第４図ロ参照で割られ、しかしてノイズ
ｎ（χ）の二乗の平均すなわちノイズｎ（χ）の実
効値の二乗n² _effが求められる。次に、短音発生装
置１によるインパルスγ（χ）がスピーカ３から
発生すると、マイクロフオン４がこのインパルス
γ（χ）とノイズｎ（χ）の和Ｒ（χ）＝γ（χ）＋ｎ
（χ）を収音する。このＲ（χ）はＡ／Ｄ変換回路
８によりＡ／Ｄ変換され、二乗回路９により二乗
され〔R²（χ）〕、減算回路１０により前記ノイズ
ｎ（χ）の実効値の二乗n² _effが減算され〔R²（χ）
−n² _eff〕、この減算結果がアキユームレータ１１
により順次累算される（∫^t ₀〔R²（χ）−n² _eff〕dχ）
。
この累算結果は信号Ｃ−３（第４図ハ）のタイミ
ングで順次RAM１２に送出されここに記憶され
る。そして、演算回路１８においてレジスタ１３
の内容、すなわち∫^T ₀〔R²（χ）−n² _eff〕dχから
RAM１２に順次記憶された累算結果∫^t ₀〔R²（χ）
−n² _eff〕dχが順次減算され、この結果、積分値∫^T _t
〔R²（χ）−n² _eff〕dχが求められる。しかして、こ
の求められた積分値がROM２０によつて対数圧
縮（10log）された後インターフエイス回路２１
を介して表示／記憶装置２２により表示記憶さ
れ、また、第３図に示す測定ブロツク１０５へ出
力される。なお、第２図における信号Ｃ−１乃至
Ｃ−５を第４図に示す。

次に、第３図に示す測定ブロツク１０５につい
て説明する。このブロツク１０５は、第５図に示
す残響特性曲線のｔ＝０におけるI_pをラツチ３２
によつて記憶し、残響特性曲線が不規則変動を開
始する時点ｔ＝T_Rにおける値I_TRをラツチ３３に
よつて記憶し、時間T_Rをカウンタ回路３４によ
つて計測し、これらの値I_p、I_TRおよび時間T_Rに
基づいて演算装置３５によつて残響時間を演算
し、求められた残響時間を表示装置３６によつて
表示するようにしたものである。なお、第５図に
おいて時刻ｔ＝ｏはインパルス発生時刻である。

以下詳細に説明すると、まず第２図における
ROM２０の出力がラツチ３２、ラツチ３３、減
算回路３７、レジスタ３８に供給されるようにな
つている。ラツチ３２はゲート３９を介して供給
される信号Ｃ−３（第４図、第６図参照）により
ROM２０の出力をラツチするもので、ゲート３
９はゲート制御回路４０の出力により、常時は
“開”となりまた後述する比較回路４１の出力が
送出された場合は“閉”となるように動作するも
のである。ラツチ３３は比較回路４１の出力によ
りROM２０の出力をラツチするものである。レ
ジスタ３８はタイミングパルス発生回路４２から
の信号Ｃ−６（第６図に示す）のタイミングで
ROM２０の出力を記憶するもので、その出力は
減算回路３７に供給されるようになつている。上
記タイミングパルス発生回路４２は第４図に示す
アドレス信号Ｃ−４と同一タイミングの信号Ｃ−
６を、信号Ｃ−１に基づいて発生する回路であ
る。なお、アドレス信号Ｃ−４と信号Ｃ−６との
関係を第７図に示す。前記減算回路３７は、レジ
スタ３８の出力からROM２０の出力を減算する
回路であり、その出力はゲート４３を介して比較
回路４１の一方の入力端に供給されるようになつ
ている。ゲート４３は信号Ｃ−３をインバータ４
４によつて反転した信号により制御されるもの
で、常時は“開”であるが信号Ｃ−３が出力され
る時は“閉”となるようになつている。比較回路
４１は、その一方の入力端に供給されるゲート４
３の出力レベルを、その他方の入力端に供給され
る予め設定されているレベルθ（第６図トに示す）
と比較し、前記ゲート４３の出力レベルが前記レ
ベルθより小となつた場合に出力信号Ｃ−７（第
６図チに示す）を前記ラツチ３３、ゲート制御回
路４０、カウンタ回路３４に各々出力するもので
ある。カウンタ回路３４は、信号Ｃ−１をカウン
トすることにより前記時間T_R（すなわち、インパ
ルス発生時点から不規則変動が発生するまでの時
間）を計測するもので、その一方の制御入力端に
信号Ｃ−５（第４図参照）が印加されると信号Ｃ
−１の計数を開始し、他方の制御入力端に信号Ｃ
−７が印加されると上記計数を終了するようにな
つている。なお、このカウンタ回路３４は電源投
入時および演算装置３５における残響時間演算の
終了時にリセツトされるようになつている。演算
装置３５はその第１、第２、第３の入力端に供給
されるラツチ３２の出力I_p、ラツチ３３の出力
I_TR、カウンタ回路３４の出力T_Rに基づいて残響
時間Ｒを演算する回路であり、その演算式は、Ｒ＝60／I_p−I_TR×T_R ……(6) なる式により与えられる。なお、この(6)式は、第
５図に示す残響特性曲線の値I_pが60dB減衰する
点をT_Sとすれば、残響時間ＲはＲ＝T_Sであるこ
とから求められるものである。(6)式の意味を更に
説明すると以下の通りである。まず、残響時間
は、一般に発音時の音の強さが60dB減衰するま
での時間をいうが、通常は60dB減衰する前にノ
イズによつて残響特性が不規則変動をしてしま
う。第５図に示す例では、20dB程度減衰したと
ころでノイズによる不規則変動が生じている。こ
の場合において、継続して積分（第(5)式参照）を
行えば、ノイズ成分を積分することになり、演算
結果は、真の残響特性からずれたものになつて行
く。そこで、ノイズの影響を受け始める時刻T_R
を検出して積分上限のＴをT_Rで打ち切り、T_Rと
Ｒとの比例関係（第５図では三角形の相似関係）
を用いて残響時間Ｒを算出する。この算出式が前
述の(6)式である。そして、上記演算装置３５によ
つて求められた残響時間Ｒが表示装置３６によつ
て数字表示されるようになつている。

次に、上記構成になる残響特性測定装置の動作
を第６図に示すタイミングチヤートを参照し説明
する。なお、第６図におけるイ図、ロ図は各々第
４図におけるイ図、ハ図に同一である。

まず、第２図においてマイクロフオン４により
収音されたインパルスレスポンスγ（χ）とノイ
ズｎ（χ）の和Ｒ（χ）＝γ（χ）＋ｎ（χ）はＡ／Ｄ
変換された後二乗され〔R²（χ）〕、信号Ｃ−１の
タイミングでアキユームレータ１１に順次累算さ
れる。そして、この累算結果が信号Ｃ−３のタイ
ミングで順次RAM１２およびレジスタ１３に記
憶される。一方、演算回路１８は信号Ｃ−４（第
４図参照）に示すアドレス信号により読出される
RAM１２の内容を、レジスタ１３の内容から順
次減算し、この減算結果を順次ROM２０（対数
圧縮回路）に供給する。したがつて、ROM２０
は、信号Ｃ−３が立ち上がつた後（第４図に示す
RAM１２のREAD区間参照）において、減算結
果の対数値を出力する。ただし、第４図に示す信
号Ｃ−４の周期は、図示の都合で実際より長く記
載されており、実際には信号Ｃ−３の立上直後に
おいてRAM１２の記憶内容が読出されるように
なつている。すなわち、ROM２０の出力は第６
図ニに示すようになる。なお、このニ図および第
６図ホ，ヘ，トに示す図はいずれもデジタル信号
を等価的にアナログ信号にて示したものである。

上記ROM２０の出力は、第３図に示す減算回
路３７に供給されると共に、前記信号Ｃ−６のタ
イミングでレジスタ３８に記憶される。すなわ
ち、レジスタ３８の出力は第６図ホに示すように
ROM２０の出力が遅延されたものとなる。そし
て、減算回路３７において、（レジスタ３８の出力）−（ROM２０の出力）なる減算が行なわれ、この結果第６図ヘに示す出
力が得られる。この減算回路３７の出力について
更に説明すると、例えば図に示す時刻t₁において
はレジスタ３８の出力“０”（予めクリアされて
いる）からROM２０の出力Ａが減算されるた
め、減算回路３７の出力がＡとなり、時刻t₂にお
いてはレジスタ３８に前記出力Ａが読込まれると
ともに、ROM２０の出力がＢとなるため減算回
路３７の出力が（Ａ−Ｂ）となり、時刻t₃におい
ては、レジスタ３８に出力Ｂが読み込まれるとと
もに、ROM２０の出力が０となるため減算回路
３７の出力がＢとなる。第６図ヘに示す波形はこ
のようにして得られたものである。そして、上記
減算回路３７の出力はゲート４３により信号Ｃ−
３に対応する負の出力がカツトされ、第６図トに
示す波形となり、比較回路４１に供給される。

一方、カウンタ回路３４は短音発生装置１から
インパルスが発生する時点で、信号Ｃ−５（第４
図参照）により信号Ｃ−１の計数を開始し、また
ラツチ３２は信号Ｃ−３が出力される毎にROM
２０の出力を順次ラツチする。

さて、インパルスレスポンスγ（χ）が略ノイ
ズレベルに達すると第５図に示す残響特性曲線が
不規則振動を開始する。この結果、ROM２０の
出力は第６図ニにおける符号Ｄにて示すように単
調減小から外れ、このため、第６図トに示すよう
にゲート４３の出力が負となる（符号Ｅ）あるい
は正の一定レベルを越える（符号Ｆ）ことにな
る。比較回路４１の他方の入力端には予め一定レ
ベルθ（第６図トに示す）が供給されており、同
比較回路４１は、時刻t_Rにおいて第６図トに符号
Ｅにて示す出力を検出し、第６図チに示す信号Ｃ
−７を出力する。（なお、前記一定レベルθは第
６図トに示す一定レベルθ′としてもよい。この場
合は出力Ｆを検出することににる。）この信号Ｃ
−７は、カウンタ回路３４の他方の入力端、ラツ
チ３３、ゲート制御回路４０にそれぞれ供給さ
れ、これにより、カウンタ回路３４が信号Ｃ−１
の計数を停止し、ラツチ３３が時刻T_Rにおける
ROM２０の出力をラツチし、またゲート制御回
路４０がゲート３９を“閉”とする。この結果、
ラツチ３２には第５図および第６図ニに示す値I_p
がラツチされ、ラツチ３３には値I_TRがラツチさ
れ、またカウンタ回路３４には時間T_Rが計数結
果として保持される。以上のことから判るよう
に、ゲート４３の出力信号が負となることによつ
て、不規則変動の開始点が検出される。この場
合、信号Ｃ−３が出力された後の減算回路３７の
最初の演算結果は、ゲート４３において遮断され
るが、これは最初の演算が回路構成上必ず負とな
るため、誤つて不規則変動と判断されるのを防止
するためである。

しかして、演算装置３５が上記値I_p、I_TR、時間
T_Rに基づいて前記(6)式の演算を行ない、この結
果求められた残響時間Ｒが表示装置３６によつて
数字表示される。

なお、上記実施例においてゲート４３の代りに
負の出力をカツトするスライサを用い、また一定
レベルθの代りに第６図トに示すθ′を用いるよう
にしてもよい。

次に、第８図に示すこの発明の第２の実施例に
ついて説明する。なお、この図において第３図に
示す回路の各部に対応する部分には同一の符号が
付してある。この図に示す残響特性測定装置が第
２図および第３図に示すものと異なる点は、第３
図における減算回路３７およびレジスタ３８と
ROM２０の出力との間に平均化回路５０が挿入
されていることである。

すなわち、この平均化回路５０はｎ個のレジス
タR₁乃至R_oおよび加算回路５１から構成されて
いる。これらのレジスタR₁乃至R_oは順次直列に
接続されており、各々の出力は加算回路５１に供
給されここで合計加算されるようになつている。
そして、ROM２０の出力がレジスタR₁に供給さ
れ、また加算回路５１の出力がレジスタ３８およ
び減算回路３７に供給されるようになつている。

しかして、第８図に示す実施例は、ROM２０
の出力を順次レジスタR₁乃至R_oにシフトしつつ
記憶し、またこれらレジスタの各出力を加算回路
５１において合計加算することにより平均化し、
この平均化された出力（加算回路５１の出力）を
レジスタ３８および減算回路３７に供給し、以下
第３図に示す回路と同様の過程を経て残響特性曲
線の不規則変動の開始点を検出するものである。
このように、ROM２０の出力信号を平均化する
と微小な変動が相殺される。したがつて、仮に不
規則変動開始点以外の部分でROM２０の出力中
に外来ノイズ等が重畳されて、その後の比較動作
において瞬間的な出力逆転等が生じてしまうよう
な場合でも、平均化によつて誤判断される確率が
減少するという利点が得られる。すなわち、不規
則変動開始点の検出精度が向上する。

なお、上記第１、第２の実施例においては残響
時間Ｒを(6)式に基づいて求めたが、残響時間Ｒを
求める別の方法として、面積積分法あるいは最小
二乗法等が考えられる。前者は表示／記憶装置２
２に表示される残響曲線（第５図に示す曲線）と
点（T_R、I_TR）を通る直線とから残響時間Ｒを求
めるものであり、後者は上記残響曲線上の各点を
用いて残響時間Ｒを求めるものである。但し、こ
れらの方法はいずれも残響曲線上の多数点を用い
ているので残響時間Ｒを演算するための回路が複
雑になる。

また、上記実施例においては残響時間演算の起
点をｔ＝ｏの点としたが、これを第５図に示す出
力が値I_pから−3dBの時点ｔ＝T_pとしてもよい。
すなわち、これによりインパルスの直接音の影響
を除去できる利点が得られる。また、実施例にお
いては、ROM２０を用いて積分出力を対数変換
しているが、不規則変動の検出は積分出力そのも
のを用いても行うことができる。ただし、表示に
ついては、視認性を高めるために対数変換を行う
のが好ましい。

以上説明したように、この発明によれば積分値
∫^T _t〔R²（χ）−n² _eff〕dχが不規則変動をし始める時
刻T_Rを検出するようにしたので、この時刻T_Rに
基づいて残響時間を測定することができ、ノイズ
の影響を除去した正確な残響時間の測定が可能と
なると共に、残響時間の評価区間を正確にかつ自
動的に設定し得る効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の基本的構成を示すブロツク
図、第２図および第３図は各々この発明の第１の
実施例の構成を示すブロツク図、第４図は第２図
における信号Ｃ−１〜Ｃ−５のタイミング図、第
５図は残響波形を示す図、第６図は第３図の各部
の出力を示す波形図、第７図は信号Ｃ−４および
Ｃ−６の関係を示す波形図、第８図はこの発明の
第２の実施例の構成を示す波形図である。１０６……ノイズ算出部、１０７……減算回
路、１０８……二乗回路、１０９……第１積分手
段、１１０……第２積分手段、１１１……減算回
路、１１３……不規則変動検出回路、１１４……
遅延回路、１１５……比較回路、１１７……特性
測定部、１１８……対数圧縮回路。

Claims

【特許請求の範囲】１室内のノイズｎ（ｘ）の実効値n_effの二乗n² _eff
を算出するノイズ算出回路と、インパルスレスポンスｒ（ｘ）および前記ノイ
ズｎ（ｘ）との和の二乗R²（ｘ）＝〔ｒ（ｘ）＋ｎ
（ｘ）〕²と前記ノイズｎ（ｘ）の実効値n_effの二乗
n² _effとの差〔R²（ｘ）−n² _eff〕を区間（ｔ、Ｔ）で
積分する積分回路と、この積分回路の出力が急激に変化する時刻T_R
を検出する不規則変動検出回路と、この不規則変動検出回路で検出された時刻T_R
およびこの時刻T_Rにおける前記積分回路の出力
値に基づいて残響時間を演算する残響特性演算回
路とを具備してなることを特徴とする残響特性測定装
置。