JPH0223100B2 - - Google Patents
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- JPH0223100B2 JPH0223100B2 JP57190028A JP19002882A JPH0223100B2 JP H0223100 B2 JPH0223100 B2 JP H0223100B2 JP 57190028 A JP57190028 A JP 57190028A JP 19002882 A JP19002882 A JP 19002882A JP H0223100 B2 JPH0223100 B2 JP H0223100B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000002243 precursor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
- F02B—INTERNAL-COMBUSTION PISTON ENGINES; COMBUSTION ENGINES IN GENERAL
- F02B75/00—Other engines
- F02B75/02—Engines characterised by their cycles, e.g. six-stroke
- F02B2075/022—Engines characterised by their cycles, e.g. six-stroke having less than six strokes per cycle
- F02B2075/025—Engines characterised by their cycles, e.g. six-stroke having less than six strokes per cycle two
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
本発明は音声帯域データ変復調装置のトレーニ
ング検出回路に関する。 第１図は従来使用されている変復調装置のトレ
ーニング検出回路の構成を示すブロツク図であ
る。入力端子１から入力された受信復調信号は信
号線４を介してナイキスト周波数1および2を遮
断するバンドパスフイルタ２に入力され、該バン
ドパスフイルタ２の出力は絶対値を出力する絶対
値回路３に信号線５を介して入力される。
CCITTV.27BIS勧告に規定されているシヨート
シーケンスのトレーニング信号は、第２図ａに示
されるように、Seg1の14タイムスロツト間は180゜
位相反転の連続、Seg2の58タイムスロツト間は0゜
―180゜の２位相等化調整パターン、Seg3の８タイ
ムスロツト間は連続“１”をスクランブルしたも
の、という系列である。このようなトレーニング
信号の受信復調信号が受信されると、Seg1の期
間は180゜位相反転の連続であるから、第２図ｂに
示すように、ナイキスト周波数1および2の周波
数成分を持ち絶対値回路３の出力は零となり、
Seg2の期間は位相変化0゜，180゜，180゜，180゜，
180゜，0゜，0゜，0゜，0゜，180゜，……で始まり第６
〜
第10タイムスロツト間は同期の連続であるから、
第２図ｃに示すように、直流0の周波数成分だけ
を持ち絶対値回路３の出力は正となる。従来はこ
のような絶対値回路３の出力を判定してトレーニ
ング信号の検出を行なつている。 しかしながら、このような従来構成のトレーニ
ング検出回路では個有な周波数成分分を持つシー
ケンスのトレーニング信号しか検出できないとい
う欠点があつた。 本発明の目的は、上述の欠点を除去し、自己相
関関数がインパルスとなるデータ点を要素とする
Ｍ系列を２周期以上含むトレーニング信号を検出
するトレーニング検出回路を提供することにあ
る。 本発明のトレーニング検出回路は、自己相関関
数がインパルスとなるデータ点を要素とする周期
Ｌ（Ｌ：正の整数）のＭ系列を少なくとも２周期
含むトレーニング信号の復調信号をデータ変調速
度に同期してシフトするデイレイラインと、この
デイレイラインのデータ列と固定のＭ系列との相
関値の距離の自乗を求める第１の相関回路と、前
記デイレイラインのデータ列とデータ変調速度に
同期して循環的にシフトするＭ系列との相関値の
距離の自乗を求める第２の相関回路と、前記第１
の相関回路の出力を前記第２の相関回路の出力に
より除算した値が予め設定した第１の閾値を越え
たことを検出する第１の比較回路と、前記除算値
が予め設定した第２の閾値を越えたことを検出す
ると１データ変調タイムスロツト後に前記第２の
相関回路のＭ系列を前記第１の相関回路の固定の
Ｍ系列と対応した初期位置から１つだけ循環的に
シフトした位置に設定する第２の比較回路とから
構成されている。 最初に本発明の原理について説明する。周期Ｌ
のＭ系列(x)、例えば、 Ｌ＝23：QQQQPPPPPQPQPPQQPPQQPQP （ただし、この順番は回転移動してもよい） Ｌ＝15：QQQPPPPQPQPPQQP （ただし、この順番は回転移動してもよい） において、トレーニング信号のデータ点として複
素空間上にてＱを（Re，Im）＝（ｑ，０）Ｐを
（Re，Im）＝（ｐ，ｏ）に対応させたとき、 ただし 周期ＬのＭ系列(x)の自己相関関数ρ(i)は、 ρ(i)＝L=1 〓X=0 ｛(x)・(x+i)｝と表わされる。ただし、
(x)＝(x+oL)で、ｎは整数である。(1)式より、
ング検出回路に関する。 第１図は従来使用されている変復調装置のトレ
ーニング検出回路の構成を示すブロツク図であ
る。入力端子１から入力された受信復調信号は信
号線４を介してナイキスト周波数1および2を遮
断するバンドパスフイルタ２に入力され、該バン
ドパスフイルタ２の出力は絶対値を出力する絶対
値回路３に信号線５を介して入力される。
CCITTV.27BIS勧告に規定されているシヨート
シーケンスのトレーニング信号は、第２図ａに示
されるように、Seg1の14タイムスロツト間は180゜
位相反転の連続、Seg2の58タイムスロツト間は0゜
―180゜の２位相等化調整パターン、Seg3の８タイ
ムスロツト間は連続“１”をスクランブルしたも
の、という系列である。このようなトレーニング
信号の受信復調信号が受信されると、Seg1の期
間は180゜位相反転の連続であるから、第２図ｂに
示すように、ナイキスト周波数1および2の周波
数成分を持ち絶対値回路３の出力は零となり、
Seg2の期間は位相変化0゜，180゜，180゜，180゜，
180゜，0゜，0゜，0゜，0゜，180゜，……で始まり第６
〜
第10タイムスロツト間は同期の連続であるから、
第２図ｃに示すように、直流0の周波数成分だけ
を持ち絶対値回路３の出力は正となる。従来はこ
のような絶対値回路３の出力を判定してトレーニ
ング信号の検出を行なつている。 しかしながら、このような従来構成のトレーニ
ング検出回路では個有な周波数成分分を持つシー
ケンスのトレーニング信号しか検出できないとい
う欠点があつた。 本発明の目的は、上述の欠点を除去し、自己相
関関数がインパルスとなるデータ点を要素とする
Ｍ系列を２周期以上含むトレーニング信号を検出
するトレーニング検出回路を提供することにあ
る。 本発明のトレーニング検出回路は、自己相関関
数がインパルスとなるデータ点を要素とする周期
Ｌ（Ｌ：正の整数）のＭ系列を少なくとも２周期
含むトレーニング信号の復調信号をデータ変調速
度に同期してシフトするデイレイラインと、この
デイレイラインのデータ列と固定のＭ系列との相
関値の距離の自乗を求める第１の相関回路と、前
記デイレイラインのデータ列とデータ変調速度に
同期して循環的にシフトするＭ系列との相関値の
距離の自乗を求める第２の相関回路と、前記第１
の相関回路の出力を前記第２の相関回路の出力に
より除算した値が予め設定した第１の閾値を越え
たことを検出する第１の比較回路と、前記除算値
が予め設定した第２の閾値を越えたことを検出す
ると１データ変調タイムスロツト後に前記第２の
相関回路のＭ系列を前記第１の相関回路の固定の
Ｍ系列と対応した初期位置から１つだけ循環的に
シフトした位置に設定する第２の比較回路とから
構成されている。 最初に本発明の原理について説明する。周期Ｌ
のＭ系列(x)、例えば、 Ｌ＝23：QQQQPPPPPQPQPPQQPPQQPQP （ただし、この順番は回転移動してもよい） Ｌ＝15：QQQPPPPQPQPPQQP （ただし、この順番は回転移動してもよい） において、トレーニング信号のデータ点として複
素空間上にてＱを（Re，Im）＝（ｑ，０）Ｐを
（Re，Im）＝（ｐ，ｏ）に対応させたとき、 ただし 周期ＬのＭ系列(x)の自己相関関数ρ(i)は、 ρ(i)＝L=1 〓X=0 ｛(x)・(x+i)｝と表わされる。ただし、
(x)＝(x+oL)で、ｎは整数である。(1)式より、
【式】であるので、
となる。
ここで、このＱおよびＰに対応したデータ点
（第６図参照）を変調した波形を復調すると、受
信復調信号として、第７図に示すようなデータ点
が得られる。なお、第７図において、 Q′＝Qe-j〓 P′＝Pe-j〓 ……(3) であり、θは変調と復調のキヤリア位相のずれで
ある。 この復調信号のデータ点と予めわかつている周
期ＬのＭ系列の相関をとると、(2)および(3)式より ｉ＝０：Re〔ρ′(p)〕＝Ｌ・Re〔e-j〓〕 Im〔ρ′(p)〕＝Ｌ・Im〔e-j〓〕 ｉ≠０：Re〔ρ′(i)〕＝０・Re〔e-j〓〕＝０ ：Im〔ρ′(i)〕＝０・Re〔e-j〓〕＝０ ……(4) （ここで、Re：実数部、Im：虚数部） となり、この自乗和をとれば、 ｉ＝０（第８図ａ）：（Re〔ρ′(p)〕）2 ＋（Im〔ρ′(p)〕2＝L2 ｉ≠０（第８図ｂ）：（Re〔ρ′(i)〕2 ＋（Im〔ρ′(i)〕）2＝０ ……(5) となる。 このように受信復調信号のデータ点と周期Ｌの
Ｍ系列とが一致したとき（ｉ＝０）に自乗和は最
大値L2をとり、一致しない時（ずれている時
（ｉ≠０））は０をとる。 第３図は本発明の一実施例を示すブロツク図お
よび第４図、第５図はその動作波形図である。 本実施例は、信号線１３を介して受信復調信号
が与えられデータ変調速度に同期してシフトする
長さＬ（Ｌ：正の整数）のデイレイライン７と、
このデイレイライン７のデータ列Di（Di：複素数、
ｉ＝０，１，…，Ｌ−１）と自己相関関数がイン
パルスとなるデータ点を要素とする周期Ｌの固定
のＭ系列Mi（Mi：実数、ｉ＝０，１，…，Ｌ−
１）と相関値L-1 〓i=1 Di・Miの距離の自乗 ｛〔Re（L-1 〓i=1 Di・Mi）〕2 ＋〔Im（L-1 〓i=1 Di・Mi）〕2｝ を求める第１の相関回路８と、デイレイライン７
のデータ列Diとデータ変調速度に同期して循環的
にシフトするＭ系列Mi′（Mi′：実数、ｉ＝０，
１，…，Ｌ−１）との相関値L-1 〓i=1 Di・Mi′の距離の
自乗 ｛〔Re（L-1 〓i=1 Di・Mi′）〕2 ＋〔Im（L-1 〓i=1 Di・Mi′）〕2｝ を求める第２の相関回路９と、信号線１５を介し
て与えられる第１の相関回路８の出力を信号線１
６を介して与えられる第２の相関回路９の出力で
割算した出力が予め設定した第１の閾値を越えた
ときハイレベルを出力する第１の比較回路１０
と、信号線１７から分岐した信号線１９を介して
与えられる割算の出力が予め設定した第２の閾値
を越えたとき１データ変調タイムスロツト後に第
２の相関回路９のＭ系列Mi′を第１の相関回路の
固定のＭ系列Miと対応した初期位置から１つだ
け循環的にシフトしたMi-1に設定する第２の比
較回路１２とから構成されている。 すなわち、第２の相関回路９のＭ系列Mi′は、
常時は、換言すると、第２の比較回路１２が働か
ないときは、データ変調速度に同期して循環的に
シフトしているが、第２の比較回路１２によつて
信号線１９上の割算の出力が予め設定した第２の
閾値を越えたことが検出されたとき、１データ変
調タイムスロツト後に、第１の相関回路８の固定
のＭ系列Miと対応した初期位置から１つだけ循
環的にシフトされたMi-1に設定される。 最初に、第４図を参照して、受信復調信号が歪
んでいない場合の動作について説明し、後で、第
５図を参照して、受信復調信号が歪んでいる場合
の動作について説明する。 自己相関関数がインパルスとなるデータ点を要
素とする周期ＬのＭ系列Miを２周期以上持つト
レーニング信号が復調され、受信復調信号（第４
図ａとしてデイレイライン７に入力されると、Ｌ
タイムスロツト後に第１の相関回路８の出力（第
４図ｂ）は最大値Ynaxを取り、第２の相関回路
９の出力（第４図ｃ）がYnaxを取らないで十分
小さい値のときは第２の比較回路１２が働き、次
のタイムスロツトでは第２の相関回路９のＭ系列
Mi′が第１の相関回路８の固定のＭ系列Miと対応
した初期位置から１つだけ循環的にシフトされた
Mi-1に設定され、その系列Mi-1はそのときのデ
イレイライン７上のデータ列Diと等しいので、第
２の相関回路９出力も最大値Ynaxとなり、それ
以後、第２の比較回路１２は働かない。このあ
と、第１の相関回路８の出力は（Ｌ−１）タイム
スロツト間零となり、第２の相関回路９の出力は
Ynaxを保持し、以後このような動作が周期Ｌで
継続される。従つて、第１の比較回路１０の出力
は、第１の閾値を例えば0.5に設定すると、第４
図ｄに示すように、周期Ｌでハイレベルとなる。
尚、受信復調信号（第４図ａ）の１〜（Ｌ―１）
タイムスロツトの間は、第１の相関回路８の出力
を第２の相関回路の出力で割算した出力の値は、
第１の閾値（0.5）を越えるかもしれないし、越
えないかもしれないので、第４図ｄに示されるよ
うに、第１の比較回路１０の出力は、ハイレベル
又はロウレベルの不確定なパターンとなる。 ところで、以上の動作は、受信復調信号が歪ん
でない場合であるが、ライン信号到着時の受信復
調信号（第５図ａ）はプリカーサ及びAGCの立
ち上りにより歪んでおり、第１の相関回路８の出
力と第２の相関回路９の出力は不安定となり、第
１の相関回路８の出力（第５図ｂ）は受信復調信
号のデータ列Diと周期ＬのＭ系列Miが一致して
ない時刻t1において、一致する時刻t2における歪
みの影響を含むY′naxよりも大きな値Znaxを取る
場合がある。この場合、時刻t1で、第２の比較回
路１２は、信号線１９を介して与えられる割算の
出力が予め設定した第２の閾値、たとえば、0.5
を越えたことを検出するので、時刻t1より１デー
タ変調タイムスロツト後に第２の相関回路９のＭ
系列Mi′を第１の相関回路８の固定のＭ系列Miと
対応した初期位置から１つだけ循環的にシフトし
たMi-1に設定する。しかし、このときのデイレ
イライン７上のデータ列DiはMi-1と一致しないの
で、第２の相関回路９の出力はY′naxとならない。
その後、時刻t2において、第１の相関回路８の出
力はY′naxを取るが、第２の相関回路９の出力
（第５図ｃ）はDiとMi′が一致してない場合、歪
みの影響を含む零に近い値を取り、第２の閾値を
持つ第２の比較回路１２が働き、１データ変調タ
イムスロツト後に第２の相関回路９のＭ系列Mi
を初期位置から１つだけ循環的にシフトした位
置、すなわちMo′＝ML-1，Mi′＝Mi-1（ｉ＝１，
…，Ｌ−１）に設定する。このあと、第１の相関
回路８の出力は（Ｌ−１）タイムスロツト間零に
近い値となり、第２の相関回路９の出力は、
Y′naxに近い値を保持し、以後このような動作が
周期Ｌで継続される。従つて、第１の比較回路１
０の出力は、第５図ｄに示すように、周期Ｌでハ
イレベルとなる。尚、時刻t2において、DiとMi′
とが一致している場合、第２の相関回路９の出力
もY′naxとなるのは言うまでもない。この場合に
は、第２の比較回路１２は働かない。また、受信
復調信号がランダムであれば、第１の比較回路１
０の出力は周期Ｌでハイレベルにはならない。従
つて、この第１の比較回路１０の出力のパターン
を判定することによりトレーニング信号の検出が
行なえる。 以上説明したように、本発明によれば、自己相
関関数がインパルスとなるデータ点を要素とする
Ｍ系列を２周期以上含むトレーニング信号の検出
が行なえるという効果がある。
（第６図参照）を変調した波形を復調すると、受
信復調信号として、第７図に示すようなデータ点
が得られる。なお、第７図において、 Q′＝Qe-j〓 P′＝Pe-j〓 ……(3) であり、θは変調と復調のキヤリア位相のずれで
ある。 この復調信号のデータ点と予めわかつている周
期ＬのＭ系列の相関をとると、(2)および(3)式より ｉ＝０：Re〔ρ′(p)〕＝Ｌ・Re〔e-j〓〕 Im〔ρ′(p)〕＝Ｌ・Im〔e-j〓〕 ｉ≠０：Re〔ρ′(i)〕＝０・Re〔e-j〓〕＝０ ：Im〔ρ′(i)〕＝０・Re〔e-j〓〕＝０ ……(4) （ここで、Re：実数部、Im：虚数部） となり、この自乗和をとれば、 ｉ＝０（第８図ａ）：（Re〔ρ′(p)〕）2 ＋（Im〔ρ′(p)〕2＝L2 ｉ≠０（第８図ｂ）：（Re〔ρ′(i)〕2 ＋（Im〔ρ′(i)〕）2＝０ ……(5) となる。 このように受信復調信号のデータ点と周期Ｌの
Ｍ系列とが一致したとき（ｉ＝０）に自乗和は最
大値L2をとり、一致しない時（ずれている時
（ｉ≠０））は０をとる。 第３図は本発明の一実施例を示すブロツク図お
よび第４図、第５図はその動作波形図である。 本実施例は、信号線１３を介して受信復調信号
が与えられデータ変調速度に同期してシフトする
長さＬ（Ｌ：正の整数）のデイレイライン７と、
このデイレイライン７のデータ列Di（Di：複素数、
ｉ＝０，１，…，Ｌ−１）と自己相関関数がイン
パルスとなるデータ点を要素とする周期Ｌの固定
のＭ系列Mi（Mi：実数、ｉ＝０，１，…，Ｌ−
１）と相関値L-1 〓i=1 Di・Miの距離の自乗 ｛〔Re（L-1 〓i=1 Di・Mi）〕2 ＋〔Im（L-1 〓i=1 Di・Mi）〕2｝ を求める第１の相関回路８と、デイレイライン７
のデータ列Diとデータ変調速度に同期して循環的
にシフトするＭ系列Mi′（Mi′：実数、ｉ＝０，
１，…，Ｌ−１）との相関値L-1 〓i=1 Di・Mi′の距離の
自乗 ｛〔Re（L-1 〓i=1 Di・Mi′）〕2 ＋〔Im（L-1 〓i=1 Di・Mi′）〕2｝ を求める第２の相関回路９と、信号線１５を介し
て与えられる第１の相関回路８の出力を信号線１
６を介して与えられる第２の相関回路９の出力で
割算した出力が予め設定した第１の閾値を越えた
ときハイレベルを出力する第１の比較回路１０
と、信号線１７から分岐した信号線１９を介して
与えられる割算の出力が予め設定した第２の閾値
を越えたとき１データ変調タイムスロツト後に第
２の相関回路９のＭ系列Mi′を第１の相関回路の
固定のＭ系列Miと対応した初期位置から１つだ
け循環的にシフトしたMi-1に設定する第２の比
較回路１２とから構成されている。 すなわち、第２の相関回路９のＭ系列Mi′は、
常時は、換言すると、第２の比較回路１２が働か
ないときは、データ変調速度に同期して循環的に
シフトしているが、第２の比較回路１２によつて
信号線１９上の割算の出力が予め設定した第２の
閾値を越えたことが検出されたとき、１データ変
調タイムスロツト後に、第１の相関回路８の固定
のＭ系列Miと対応した初期位置から１つだけ循
環的にシフトされたMi-1に設定される。 最初に、第４図を参照して、受信復調信号が歪
んでいない場合の動作について説明し、後で、第
５図を参照して、受信復調信号が歪んでいる場合
の動作について説明する。 自己相関関数がインパルスとなるデータ点を要
素とする周期ＬのＭ系列Miを２周期以上持つト
レーニング信号が復調され、受信復調信号（第４
図ａとしてデイレイライン７に入力されると、Ｌ
タイムスロツト後に第１の相関回路８の出力（第
４図ｂ）は最大値Ynaxを取り、第２の相関回路
９の出力（第４図ｃ）がYnaxを取らないで十分
小さい値のときは第２の比較回路１２が働き、次
のタイムスロツトでは第２の相関回路９のＭ系列
Mi′が第１の相関回路８の固定のＭ系列Miと対応
した初期位置から１つだけ循環的にシフトされた
Mi-1に設定され、その系列Mi-1はそのときのデ
イレイライン７上のデータ列Diと等しいので、第
２の相関回路９出力も最大値Ynaxとなり、それ
以後、第２の比較回路１２は働かない。このあ
と、第１の相関回路８の出力は（Ｌ−１）タイム
スロツト間零となり、第２の相関回路９の出力は
Ynaxを保持し、以後このような動作が周期Ｌで
継続される。従つて、第１の比較回路１０の出力
は、第１の閾値を例えば0.5に設定すると、第４
図ｄに示すように、周期Ｌでハイレベルとなる。
尚、受信復調信号（第４図ａ）の１〜（Ｌ―１）
タイムスロツトの間は、第１の相関回路８の出力
を第２の相関回路の出力で割算した出力の値は、
第１の閾値（0.5）を越えるかもしれないし、越
えないかもしれないので、第４図ｄに示されるよ
うに、第１の比較回路１０の出力は、ハイレベル
又はロウレベルの不確定なパターンとなる。 ところで、以上の動作は、受信復調信号が歪ん
でない場合であるが、ライン信号到着時の受信復
調信号（第５図ａ）はプリカーサ及びAGCの立
ち上りにより歪んでおり、第１の相関回路８の出
力と第２の相関回路９の出力は不安定となり、第
１の相関回路８の出力（第５図ｂ）は受信復調信
号のデータ列Diと周期ＬのＭ系列Miが一致して
ない時刻t1において、一致する時刻t2における歪
みの影響を含むY′naxよりも大きな値Znaxを取る
場合がある。この場合、時刻t1で、第２の比較回
路１２は、信号線１９を介して与えられる割算の
出力が予め設定した第２の閾値、たとえば、0.5
を越えたことを検出するので、時刻t1より１デー
タ変調タイムスロツト後に第２の相関回路９のＭ
系列Mi′を第１の相関回路８の固定のＭ系列Miと
対応した初期位置から１つだけ循環的にシフトし
たMi-1に設定する。しかし、このときのデイレ
イライン７上のデータ列DiはMi-1と一致しないの
で、第２の相関回路９の出力はY′naxとならない。
その後、時刻t2において、第１の相関回路８の出
力はY′naxを取るが、第２の相関回路９の出力
（第５図ｃ）はDiとMi′が一致してない場合、歪
みの影響を含む零に近い値を取り、第２の閾値を
持つ第２の比較回路１２が働き、１データ変調タ
イムスロツト後に第２の相関回路９のＭ系列Mi
を初期位置から１つだけ循環的にシフトした位
置、すなわちMo′＝ML-1，Mi′＝Mi-1（ｉ＝１，
…，Ｌ−１）に設定する。このあと、第１の相関
回路８の出力は（Ｌ−１）タイムスロツト間零に
近い値となり、第２の相関回路９の出力は、
Y′naxに近い値を保持し、以後このような動作が
周期Ｌで継続される。従つて、第１の比較回路１
０の出力は、第５図ｄに示すように、周期Ｌでハ
イレベルとなる。尚、時刻t2において、DiとMi′
とが一致している場合、第２の相関回路９の出力
もY′naxとなるのは言うまでもない。この場合に
は、第２の比較回路１２は働かない。また、受信
復調信号がランダムであれば、第１の比較回路１
０の出力は周期Ｌでハイレベルにはならない。従
つて、この第１の比較回路１０の出力のパターン
を判定することによりトレーニング信号の検出が
行なえる。 以上説明したように、本発明によれば、自己相
関関数がインパルスとなるデータ点を要素とする
Ｍ系列を２周期以上含むトレーニング信号の検出
が行なえるという効果がある。
第１図は従来のトレーニング検出回路の構成を
示すブロツク図、第２図は従来回路の信号構成を
示す図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す
ブロツク図、第４図・第５図は本実施例の各部の
信号状態を示すタイムチヤート、第６図はＱおよ
びＰに対応したデータ点を示す図、第７図は受信
復調信号のデータ点を示す図、第８図ａおよびｂ
はそれぞれｉ＝０およびｉ≠０のときの状態を示
す図である。 第３図において、７……デイレイライン、８…
…第１の相関回路、９……第２の相関回路、１０
……第１の比較回路、１２……第２の比較回路、
１３，１５，１６，１７，１８，１９……信号
線。
示すブロツク図、第２図は従来回路の信号構成を
示す図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す
ブロツク図、第４図・第５図は本実施例の各部の
信号状態を示すタイムチヤート、第６図はＱおよ
びＰに対応したデータ点を示す図、第７図は受信
復調信号のデータ点を示す図、第８図ａおよびｂ
はそれぞれｉ＝０およびｉ≠０のときの状態を示
す図である。 第３図において、７……デイレイライン、８…
…第１の相関回路、９……第２の相関回路、１０
……第１の比較回路、１２……第２の比較回路、
１３，１５，１６，１７，１８，１９……信号
線。
Claims (1)
- １ 自己相関関数がインパルスとなるデータ点を
要素とする周期Ｌ（Ｌ：正の整数）のＭ系列を少
なくとも２周期含むトレーニング信号を検出する
トレーニング検出回路であつて、前記トレーニン
グ信号の復調信号をデータ変調速度に同期してシ
フトするデイレイラインと、該デイレイラインの
データ列と前記トレーニング信号中に含まれる前
記Ｍ系列と等しい固定の第１のＭ系列との相関値
の自乗を求める第１の相関回路と、前記デイレイ
ラインのデータ列と前記データ変調速度に同期し
て前記トレーニング信号中に含まれる前記Ｍ系列
に対して循環的にシフトした関係にある第２のＭ
系列との相関値の自乗を求める第２の相関回路
と、前記第１の相関回路の出力を前記第２の相関
回路の出力により除算した値が予め設定した第１
の閾値を越えたことを検出する第１の比較回路
と、前記除算した値が予め設定した第２の閾値を
越えたことを検出すると１データ変調タイムスロ
ツト後に前記第２の相関回路の前記第２のＭ系列
を前記第１の相関回路の前記第１のＭ系列と対応
した初期位置から１つだけ循環的にシフトした位
置に設定する第２の比較回路とから構成されたこ
とを特徴とするトレーニング検出回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57190028A JPS5980026A (ja) | 1982-10-30 | 1982-10-30 | トレ−ニング検出回路 |
| GB08328812A GB2129257B (en) | 1982-10-30 | 1983-10-28 | Method and circuit for detecting a training signal |
| CA000440079A CA1192270A (en) | 1982-10-30 | 1983-10-31 | Method and circuit for detecting a training signal |
| US06/547,264 US4577328A (en) | 1982-10-30 | 1983-10-31 | Method and circuit for detecting a training signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57190028A JPS5980026A (ja) | 1982-10-30 | 1982-10-30 | トレ−ニング検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5980026A JPS5980026A (ja) | 1984-05-09 |
| JPH0223100B2 true JPH0223100B2 (ja) | 1990-05-22 |
Family
ID=16251166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57190028A Granted JPS5980026A (ja) | 1982-10-30 | 1982-10-30 | トレ−ニング検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4577328A (ja) |
| JP (1) | JPS5980026A (ja) |
| CA (1) | CA1192270A (ja) |
| GB (1) | GB2129257B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1251845A (en) * | 1984-08-06 | 1989-03-28 | Ian D. Henning | Optical amplification |
| FR2574202B1 (fr) * | 1984-11-30 | 1987-04-24 | Cit Alcatel | Procede et dispositif de telesignalisation par substitution de message a des donnees acheminees par une liaison de transmission numerique |
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| EP0211995B1 (en) * | 1985-08-28 | 1989-11-15 | International Business Machines Corporation | Method and arrangement for detecting the presence of a training signal in a modem receiver |
| US4825448A (en) * | 1986-08-07 | 1989-04-25 | International Mobile Machines Corporation | Subscriber unit for wireless digital telephone system |
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| FI97836C (fi) * | 1994-10-31 | 1997-02-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä tietoliikenneyhteyden muodostamiseksi |
| EP0790727A3 (de) * | 1996-02-19 | 1999-06-23 | Ascom Tech Ag | Verfahren zur Demodulation eines Empfangssignals |
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| JP5219528B2 (ja) * | 2008-01-22 | 2013-06-26 | 日本電信電話株式会社 | 無線受信装置および無線受信方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3715665A (en) * | 1971-06-15 | 1973-02-06 | Bell Telephone Labor Inc | Joint initial setting of attenuator coefficients and sampling time in automatic equalizers for synchronous data transmission systems |
| US3978407A (en) * | 1975-07-23 | 1976-08-31 | Codex Corporation | Fast start-up adaptive equalizer communication system using two data transmission rates |
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| US4027250A (en) * | 1975-10-21 | 1977-05-31 | Lang Gordon R | Apparatus and method for reducing effects of amplitude and phase jitter |
-
1982
- 1982-10-30 JP JP57190028A patent/JPS5980026A/ja active Granted
-
1983
- 1983-10-28 GB GB08328812A patent/GB2129257B/en not_active Expired
- 1983-10-31 CA CA000440079A patent/CA1192270A/en not_active Expired
- 1983-10-31 US US06/547,264 patent/US4577328A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5980026A (ja) | 1984-05-09 |
| GB2129257A (en) | 1984-05-10 |
| CA1192270A (en) | 1985-08-20 |
| GB8328812D0 (en) | 1983-11-30 |
| US4577328A (en) | 1986-03-18 |
| GB2129257B (en) | 1986-01-29 |
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