JPH02200017A - エコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリッド回路 - Google Patents
エコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリッド回路Info
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- JPH02200017A JPH02200017A JP2023489A JP2023489A JPH02200017A JP H02200017 A JPH02200017 A JP H02200017A JP 2023489 A JP2023489 A JP 2023489A JP 2023489 A JP2023489 A JP 2023489A JP H02200017 A JPH02200017 A JP H02200017A
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- impedance
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、メタリック加入者線路と送受信回路との間の
２線４線変換を行うエコーキャンセラ形加入者伝送のだ
めのハイブリッド回路に関し、特に近端エコーを抑圧す
るよう平衡インピーダンスを制御するハイブリッド回路
に関するものである。
２線４線変換を行うエコーキャンセラ形加入者伝送のだ
めのハイブリッド回路に関し、特に近端エコーを抑圧す
るよう平衡インピーダンスを制御するハイブリッド回路
に関するものである。
従来、この種のハイブリッド回路は第５図に示すような
構成となっていた。図中、２０は終端抵抗、２１は平衡
インピーダンス回路、２２は減算器、２３は加入者線路
である。そして、第６図に平衡インピーダンス回路２１
の一例を示す。第５図において、Ｚ ｉｎを加入者線路
２３側を見た入力インピーダンス、Ｚｂを平衡インピー
ダンス回路のインピーダンス（すなわち平衡インピーダ
ンス）とし、受信端１１での残留エコーを■。とすると
、残留エコー■。
構成となっていた。図中、２０は終端抵抗、２１は平衡
インピーダンス回路、２２は減算器、２３は加入者線路
である。そして、第６図に平衡インピーダンス回路２１
の一例を示す。第５図において、Ｚ ｉｎを加入者線路
２３側を見た入力インピーダンス、Ｚｂを平衡インピー
ダンス回路のインピーダンス（すなわち平衡インピーダ
ンス）とし、受信端１１での残留エコーを■。とすると
、残留エコー■。
は、
■。＝ （Ｚ；、、／ （Ｒｏ＋Ｚｉ−） Ｚｂ
（Ｒ（＋ ＋Ｚｂ））Ｖｔ−・・・（１） と表される。この弐より、近端エコーを完全に抑圧する
ための平衡インピーダンスＺ、を求めると、Ｚ ｂ −
Ｚ ；−・・・（２） となる。従って各種加入者線路に応じてＺ、が（２）式
を満たすようにすれば、近端エコーは完全に抑圧できる
。
（Ｒ（＋ ＋Ｚｂ））Ｖｔ−・・・（１） と表される。この弐より、近端エコーを完全に抑圧する
ための平衡インピーダンスＺ、を求めると、Ｚ ｂ −
Ｚ ；−・・・（２） となる。従って各種加入者線路に応じてＺ、が（２）式
を満たすようにすれば、近端エコーは完全に抑圧できる
。
しかし従来は回路を節単にするため、平衡インピーダン
スＺ、は一つの値に固定されたことが一般的であり、こ
れが近端エコーを完全に抑圧できない原因となっていた
。すなわち、加入者線路の距離、加入者線路の線種や線
径、また線路にプリンシタツブが付くか否かといった加
入者線路の条件が変化し、加入者線路側を見た入力イン
ピーダンスＺ１が変化すると、平衡インピーダンスが固
定されている場合には、（２）弐の平衡条件が満たされ
なくなり、その結果、近端エコーは十分に抑圧されない
ことになる。
スＺ、は一つの値に固定されたことが一般的であり、こ
れが近端エコーを完全に抑圧できない原因となっていた
。すなわち、加入者線路の距離、加入者線路の線種や線
径、また線路にプリンシタツブが付くか否かといった加
入者線路の条件が変化し、加入者線路側を見た入力イン
ピーダンスＺ１が変化すると、平衡インピーダンスが固
定されている場合には、（２）弐の平衡条件が満たされ
なくなり、その結果、近端エコーは十分に抑圧されない
ことになる。
また、平衡インピーダンスをすべての周波数帯域にわた
って入力インピーダンスＺ ｉｎに等化することは困難
であるため、従来は例えば直流だけに限定して等化する
ことが多かった。従って交流の信号に対しては近端エコ
ーの抑圧効果は必ずしも十分ではなかった。
って入力インピーダンスＺ ｉｎに等化することは困難
であるため、従来は例えば直流だけに限定して等化する
ことが多かった。従って交流の信号に対しては近端エコ
ーの抑圧効果は必ずしも十分ではなかった。
特に近年のＬＳＩ化の動向を考慮すると、上述のような
入力インピーダンスＺ Ｌｎとのミスマツチにより生じ
る残留エコーの増大は、ＬＳＩのダイナミックレンジを
狭めることになり、大きな問題である。
入力インピーダンスＺ Ｌｎとのミスマツチにより生じ
る残留エコーの増大は、ＬＳＩのダイナミックレンジを
狭めることになり、大きな問題である。
本発明の目的は、このような欠点を除去し、加入者線路
の条件が変化しても各条件に合わせて常に最適な平衡イ
ンピーダンスを設定でき、しかも近端エコーに含まれる
基本周波数成分に対して最適な平衡インピーダンスを設
定するエコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリ
ッド回路を提供することにある。
の条件が変化しても各条件に合わせて常に最適な平衡イ
ンピーダンスを設定でき、しかも近端エコーに含まれる
基本周波数成分に対して最適な平衡インピーダンスを設
定するエコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリ
ッド回路を提供することにある。
〔課題を解決するための手段］
本発明は、メタリック加入者線路と送受信回路との間の
２線４線変換を行うエコーキャンセラ形加入者伝送のた
めのハイブリッド回路において、制御電圧によりインピ
ーダンスが変化し、終端抵抗を通じて送信端に接続され
た平衡インピーダンス回路と、 加入者線路の一端の信号を入力とし、前記平衡インピー
ダンス回路と前記終端抵抗との接続点の信号をもう一つ
の入力としてこれら２つの信号の差信号を演算して出力
する減算回路と、この減算回路の出力信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 このＡ／Ｄ変換器の出力信号の振幅の大きさを表す振幅
表示信号を発生するディジタル信号処理回路と、 この信号処理回路からの前記振幅表示信号にもとづいて
前記制御電圧を発生し、前記平衡インピーダンス回路に
出力する制御電圧発生回路とを備えたことを特徴とする
。
２線４線変換を行うエコーキャンセラ形加入者伝送のた
めのハイブリッド回路において、制御電圧によりインピ
ーダンスが変化し、終端抵抗を通じて送信端に接続され
た平衡インピーダンス回路と、 加入者線路の一端の信号を入力とし、前記平衡インピー
ダンス回路と前記終端抵抗との接続点の信号をもう一つ
の入力としてこれら２つの信号の差信号を演算して出力
する減算回路と、この減算回路の出力信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 このＡ／Ｄ変換器の出力信号の振幅の大きさを表す振幅
表示信号を発生するディジタル信号処理回路と、 この信号処理回路からの前記振幅表示信号にもとづいて
前記制御電圧を発生し、前記平衡インピーダンス回路に
出力する制御電圧発生回路とを備えたことを特徴とする
。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第１図は本発明によるエコーキャンセラ形加入者伝送の
ためのハイブリッド回路の一実施例を示すブロック図で
ある。この回路は、制御電圧によりインピーダンスが変
化し、終端抵抗１を通じて送信端１０に接続された平衡
インピーダンス回路５と、加入者線路３の一端の信号を
入力とし、平衡インピーダンス回路５と終端抵抗１との
接続点の信号をもう一つの入力としてこれら２つの信号
の差信号を演算して出力する減算回路６と、この減算回
路６の出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器７と、このＡ／Ｄ変換器７の出力信号の振幅の大きさ
を表す振幅表示信号を発生するディジタル信号処理回路
８と、この信号処理回路８からの振幅表示信号にもとづ
いて制御電圧を発生し、平衡インピーダンス回路５に出
力する制御電圧発生回路９とを備えている。そして、送
信端１０は終端抵抗２を通じて加入者線路３の前記一端
に接続され、加入者線路３の他端は終端抵抗４により終
端されている。また、Ａ／Ｄ変換器７の出力は受信端１
１に接続されている。
ためのハイブリッド回路の一実施例を示すブロック図で
ある。この回路は、制御電圧によりインピーダンスが変
化し、終端抵抗１を通じて送信端１０に接続された平衡
インピーダンス回路５と、加入者線路３の一端の信号を
入力とし、平衡インピーダンス回路５と終端抵抗１との
接続点の信号をもう一つの入力としてこれら２つの信号
の差信号を演算して出力する減算回路６と、この減算回
路６の出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器７と、このＡ／Ｄ変換器７の出力信号の振幅の大きさ
を表す振幅表示信号を発生するディジタル信号処理回路
８と、この信号処理回路８からの振幅表示信号にもとづ
いて制御電圧を発生し、平衡インピーダンス回路５に出
力する制御電圧発生回路９とを備えている。そして、送
信端１０は終端抵抗２を通じて加入者線路３の前記一端
に接続され、加入者線路３の他端は終端抵抗４により終
端されている。また、Ａ／Ｄ変換器７の出力は受信端１
１に接続されている。
第２図はディジタル信号処理回路８を詳しく示すブロッ
ク図である。帯域通過フィルタ３１はＡ／Ｄ変換器７の
出力信号から基本周波数（ｆ５）成分のみを抽出して出
力し、全波整流器３２は帯域通過フィルタ３１の出力信
号を全波整流して出力する。
ク図である。帯域通過フィルタ３１はＡ／Ｄ変換器７の
出力信号から基本周波数（ｆ５）成分のみを抽出して出
力し、全波整流器３２は帯域通過フィルタ３１の出力信
号を全波整流して出力する。
低域通過フィルタ３３は全波整流器３２の出力信号から
その直流成分を検出して出力する。比較器３４は低域通
過フィルタ３３からの直流成分と基準信号発生回路３５
からのスレッショルド信号とを比較し、結果を振幅表示
信号により制御電圧発生回路９に通知する。
その直流成分を検出して出力する。比較器３４は低域通
過フィルタ３３からの直流成分と基準信号発生回路３５
からのスレッショルド信号とを比較し、結果を振幅表示
信号により制御電圧発生回路９に通知する。
第３図に平衡インピーダンス回路５の一構成例を示す。
この回路ではコンデンサと抵抗との並列回路にトランジ
スタのチャネルを直列に接続して構成されており、トラ
ンジスタのゲートに印ＪＪＩＩする制御電圧によってチ
ャネルの抵抗が変化するため、制御電圧によって平衡イ
ンピーダンスＺ、が変化する。
スタのチャネルを直列に接続して構成されており、トラ
ンジスタのゲートに印ＪＪＩＩする制御電圧によってチ
ャネルの抵抗が変化するため、制御電圧によって平衡イ
ンピーダンスＺ、が変化する。
次に動作を説明する。この回路は実際の動作の前にトレ
ーニングを行う。すなわち、トレーニング信号として、
例えば第４図（ａ）に示すような正負の交番信号を送信
端１０に入力する。この信号は終端抵抗１．２を通って
減算器６に入力され、その後、Ａ／Ｄ変換器でディジタ
ル信号に変換されてディジタル信号処理回路８に入力さ
れる。そして、ディジタル信号処理回路８では、まず帯
域通過フィルタ３１でその基本周波数（ｆ、）成分のみ
が抽出され、第４図（ｂ）のような正弦波となる。この
正弦波は、全波整流器３２で全波整流され、第４図（ｃ
）のような折り返し波形となる。低域通過フィルタ３３
はこの信号から直流成分（第４図（ｄ））を検出し、比
較器３４に出力する。先に述べたように加入者線路３の
条件が異なると加入者線路の入力インピーダンスＺ ｉ
ｎも異なるので、帯域通過フィルタ３１が出力する基本
周波数成分の電力も加入者線路の条件によって異なる。
ーニングを行う。すなわち、トレーニング信号として、
例えば第４図（ａ）に示すような正負の交番信号を送信
端１０に入力する。この信号は終端抵抗１．２を通って
減算器６に入力され、その後、Ａ／Ｄ変換器でディジタ
ル信号に変換されてディジタル信号処理回路８に入力さ
れる。そして、ディジタル信号処理回路８では、まず帯
域通過フィルタ３１でその基本周波数（ｆ、）成分のみ
が抽出され、第４図（ｂ）のような正弦波となる。この
正弦波は、全波整流器３２で全波整流され、第４図（ｃ
）のような折り返し波形となる。低域通過フィルタ３３
はこの信号から直流成分（第４図（ｄ））を検出し、比
較器３４に出力する。先に述べたように加入者線路３の
条件が異なると加入者線路の入力インピーダンスＺ ｉ
ｎも異なるので、帯域通過フィルタ３１が出力する基本
周波数成分の電力も加入者線路の条件によって異なる。
従って、低域通過フィルタ３３が出力する直流成分の電
圧は入力インピーダンスＺ ｉｎに応じて、第４図（ｄ
）のｒ’ｌ、Ｐ２．Ｐ３によって示すように変化する。
圧は入力インピーダンスＺ ｉｎに応じて、第４図（ｄ
）のｒ’ｌ、Ｐ２．Ｐ３によって示すように変化する。
基準信号発生回路３５はこれに対して第４図（ｄ）に示
すようにスレッショルド信号Ｔｌ、Ｔ２を発生し、比較
器３４に出力する。そして、比較器３４は基準信号発生
回路３５からのスレッショルド信号と低域通過フィルタ
３３からの直流成分の電圧とを比較し、その結果を表す
振幅表示信号を制御電圧発生回路９に出力する。制御電
圧発生回路９はこの振幅表示信号にもとづいて制御電圧
を発生し、平衡インピーダンス回路５では、この制御電
圧によりトランジスタのチャネルの抵抗値が変化して平
衡インピーダンスＺ、が入力インピーダンスＺ ｉｎに
等化する値に設定される。すなわち、平衡インピーダン
スＺｂが（２）式を満たす値に設定され、近端エコーは
完全に抑圧される。
すようにスレッショルド信号Ｔｌ、Ｔ２を発生し、比較
器３４に出力する。そして、比較器３４は基準信号発生
回路３５からのスレッショルド信号と低域通過フィルタ
３３からの直流成分の電圧とを比較し、その結果を表す
振幅表示信号を制御電圧発生回路９に出力する。制御電
圧発生回路９はこの振幅表示信号にもとづいて制御電圧
を発生し、平衡インピーダンス回路５では、この制御電
圧によりトランジスタのチャネルの抵抗値が変化して平
衡インピーダンスＺ、が入力インピーダンスＺ ｉｎに
等化する値に設定される。すなわち、平衡インピーダン
スＺｂが（２）式を満たす値に設定され、近端エコーは
完全に抑圧される。
そして、制御電圧発生回路９にトレーニング時に発生し
た制御電圧をホールドして出力させることにより、通常
の動作状態でも平衡インピーダンス回路５の平衡インピ
ーダンスＺｂはトレーニング時に設定された値と異なり
、近端エコーが抑圧される。また、加入者線路の条件が
変化したときは、再び上述したトレーニングを行うこと
により、その条件に適合する平衡インピーダンスが設定
される。
た制御電圧をホールドして出力させることにより、通常
の動作状態でも平衡インピーダンス回路５の平衡インピ
ーダンスＺｂはトレーニング時に設定された値と異なり
、近端エコーが抑圧される。また、加入者線路の条件が
変化したときは、再び上述したトレーニングを行うこと
により、その条件に適合する平衡インピーダンスが設定
される。
以上説明したように本発明は、メタリック加入者線路と
送受信回路との間の２線４線変換を行うエコーキャンセ
ラ形加入者伝送のだめのハイブリッド回路において、制
御電圧によりインピーダンスが変化し、終端抵抗を通じ
て送信端に接続された平衡インピーダンス回路と、加入
者線路の一端の信号を入力とし、平衡インピーダンス回
路と終端抵抗との接続点の信号をもう一つの入力として
これら２つの信号の差信号を演算して出力する減算回路
と、この減算回路の出力信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力信号の振幅
の大きさを表す振幅表示信号を発生するディジタル信号
処理回路と、この信号処理回路からの振幅表示信号にも
とづいて制御電圧を発生し、平衡インピーダンス回路に
出力する制御電圧発生回路とを備えている。
送受信回路との間の２線４線変換を行うエコーキャンセ
ラ形加入者伝送のだめのハイブリッド回路において、制
御電圧によりインピーダンスが変化し、終端抵抗を通じ
て送信端に接続された平衡インピーダンス回路と、加入
者線路の一端の信号を入力とし、平衡インピーダンス回
路と終端抵抗との接続点の信号をもう一つの入力として
これら２つの信号の差信号を演算して出力する減算回路
と、この減算回路の出力信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力信号の振幅
の大きさを表す振幅表示信号を発生するディジタル信号
処理回路と、この信号処理回路からの振幅表示信号にも
とづいて制御電圧を発生し、平衡インピーダンス回路に
出力する制御電圧発生回路とを備えている。
従って本発明のエコーキャンセラ形加入者伝送のための
ハイプリント回路では、加入者線路の条件が変化しても
各条件に合わせて常に最適な平衡インピーダンスを設定
でき、しかも近端エコーに含まれる基本周波数成分に対
して最適な平衡インピーダンスを設定して近端エコーを
抑圧できる。
ハイプリント回路では、加入者線路の条件が変化しても
各条件に合わせて常に最適な平衡インピーダンスを設定
でき、しかも近端エコーに含まれる基本周波数成分に対
して最適な平衡インピーダンスを設定して近端エコーを
抑圧できる。
また、このハイブリッド回路は、ディジタル処理によっ
て近端エコーの抑圧を行うので、ＬＳＩ化に非常に適し
ている。
て近端エコーの抑圧を行うので、ＬＳＩ化に非常に適し
ている。
第１図は本発明によるエコーキャンセラ形加入者伝送の
ためのハイブリッド回路の一実施例を示すブロック図、 第２図は第１図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路のディジタル信号処理回路を詳しく
示すブロック図、 第３図は第１図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路の平衡インピーダンス回路を詳しく
示す回路図、 第４図は第１図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路の各部の信号を示す波形図、 第５図は従来のエコーキャンセラ形加入者伝送のための
ハイブリッド回路の一例を示すブロック図、 第６図は第５図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路の平衡インピーダンス回路を示す回
路図である。 １．２．４・・・終端抵抗 ３・・・・・・・加入者線路 ５・・・・・・・平衡インピーダンス回路６・・・・・
・・減算器 ７・・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 ８・・・・・・・ディジタル信号処理回路９・・・・・
・・制御電圧発生回路 １０・・・・・・・送信端 １１・・・・・・・受信端 ３１・ ３２・ ３３・ ３４・ ３５・ 帯域通過フィルタ 全波整流器 低域通過フィルタ 比較器 基準信号発生回路
ためのハイブリッド回路の一実施例を示すブロック図、 第２図は第１図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路のディジタル信号処理回路を詳しく
示すブロック図、 第３図は第１図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路の平衡インピーダンス回路を詳しく
示す回路図、 第４図は第１図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路の各部の信号を示す波形図、 第５図は従来のエコーキャンセラ形加入者伝送のための
ハイブリッド回路の一例を示すブロック図、 第６図は第５図のエコーキャンセラ形加入者伝送のため
のハイブリッド回路の平衡インピーダンス回路を示す回
路図である。 １．２．４・・・終端抵抗 ３・・・・・・・加入者線路 ５・・・・・・・平衡インピーダンス回路６・・・・・
・・減算器 ７・・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 ８・・・・・・・ディジタル信号処理回路９・・・・・
・・制御電圧発生回路 １０・・・・・・・送信端 １１・・・・・・・受信端 ３１・ ３２・ ３３・ ３４・ ３５・ 帯域通過フィルタ 全波整流器 低域通過フィルタ 比較器 基準信号発生回路
Claims (1)
- （１）メタリック加入者線路と送受信回路との間の２線
４線変換を行うエコーキャンセラ形加入者伝送のための
ハイブリッド回路において、 制御電圧によりインピーダンスが変化し、終端抵抗を通
じて送信端に接続された平衡インピーダンス回路と、 加入者線路の一端の信号を入力とし、前記平衡インピー
ダンス回路と前記終端抵抗との接続点の信号をもう一つ
の入力としてこれら２つの信号の差信号を演算して出力
する減算回路と、 この減算回路の出力信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器と、 このＡ／Ｄ変換器の出力信号の振幅の大きさを表す振幅
表示信号を発生するディジタル信号処理回路と、 この信号処理回路からの前記振幅表示信号にもとづいて
前記制御電圧を発生し、前記平衡インピーダンス回路に
出力する制御電圧発生回路とを備えたことを特徴とする
エコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリッド回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2023489A JPH02200017A (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | エコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリッド回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2023489A JPH02200017A (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | エコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリッド回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02200017A true JPH02200017A (ja) | 1990-08-08 |
Family
ID=12021496
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2023489A Pending JPH02200017A (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | エコーキャンセラ形加入者伝送のためのハイブリッド回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02200017A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011019064A (ja) * | 2009-07-08 | 2011-01-27 | Fujitsu Semiconductor Ltd | ドライバ回路及びドライバ回路の調整方法 |
-
1989
- 1989-01-30 JP JP2023489A patent/JPH02200017A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011019064A (ja) * | 2009-07-08 | 2011-01-27 | Fujitsu Semiconductor Ltd | ドライバ回路及びドライバ回路の調整方法 |
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