JPH02195707A - Gain variable type amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、デュアルゲートMO8FETを使用した利得
可変型増幅回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a variable gain amplifier circuit using dual gate MO8FETs.
デュアルゲートMO5FETを使った利得可変型増幅器
は、ゲインコントロールを行うため、信号入力していな
い端子に加えた電圧が出力端子に生じる[テレビジョン
・画像工学ハンドブック(オーム社出版、昭和55年1
2月30日、第1版)の第3章の3・1・3.VHFチ
ューナー回路の章(p 975〜976) ] 。Variable gain amplifiers using dual-gate MO5FETs perform gain control, so the voltage applied to the terminals to which no signal is input is generated at the output terminals [Television/Image Engineering Handbook (Ohmsha Publishing, 1980 1)]
February 30th, 1st edition), Chapter 3, 3.1.3. VHF tuner circuit chapter (p. 975-976)].
前記デュアルゲートMO5FETを使った増幅回路の一
例を第8図に示す。FIG. 8 shows an example of an amplifier circuit using the dual gate MO5FET.
第8図において、コイル(インダクタンス)Ll、L2
とコンデンサC1,C2,C3はフィルタを構成してい
るm T r lはデュアルゲートMO5FETトラン
ジスタであり、コンデンサC4と相互インダクタンスM
の1次側コイルL3が共振回路を構成し、デュアルゲー
トMO5FET−Tr1の負荷になっている。コイルL
4とコンデンサC5が次段回路への出力用共振回路にな
っている。コンデンサ・C6は、直流カット用のACカ
ップリングコンデンサである。In Fig. 8, coil (inductance) Ll, L2
and capacitors C1, C2, and C3 constitute a filter.m T r l is a dual-gate MO5FET transistor, and capacitor C4 and mutual inductance M
The primary coil L3 constitutes a resonant circuit and serves as a load for the dual gate MO5FET-Tr1. Coil L
4 and capacitor C5 form a resonant circuit for outputting to the next stage circuit. Capacitor C6 is an AC coupling capacitor for cutting DC.
デュアルゲートMO5FETを使った利得可変型増幅器
の特徴は、AGC端子に直流の制御電圧を加えてデュア
ルゲートMO8FET−Tr4のゲインを変化させるこ
とにある。The feature of the variable gain amplifier using the dual gate MO5FET is that a DC control voltage is applied to the AGC terminal to change the gain of the dual gate MO8FET-Tr4.
制御電圧は、何種類かの固定バイアスを、選局するチャ
ンネルに対応させ与えたり、受信している信号の振幅強
度が常に一定になるように(電波の状態が、天候とか立
地条件等により外らんを受けるため1弱くなることを防
ぐため)、出力側の信号を検波しピークホールドした後
、平滑化してAGC端子にフィードバックして与える。The control voltage can be applied with several types of fixed bias depending on the selected channel, or to ensure that the amplitude strength of the received signal is always constant (if the radio wave condition is affected by weather or location conditions, etc.). In order to prevent the output signal from becoming weaker due to interference), the output side signal is detected and peak-held, then smoothed and fed back to the AGC terminal.
第2図は、前記デュアルゲートMO5FET・Triの
第2ゲートG2(制御信号入力端子)電圧対ドレイン電
流の静特性であり、横軸に第2ゲート・ソース電圧、縦
軸にドレイン電流をとり。FIG. 2 shows the static characteristics of the second gate G2 (control signal input terminal) voltage versus drain current of the dual gate MO5FET Tri, with the horizontal axis representing the second gate-source voltage and the vertical axis representing the drain current.
第1ゲートG1の電圧(複数類の第1ゲートGの電圧)
を固定する条件で第2ゲートG2に対する設定ドレイン
電流をプロットしたものである。Voltage of the first gate G1 (voltage of the first gate G of multiple types)
The set drain current for the second gate G2 is plotted under the condition that G2 is fixed.
しかしながら、前記従来の利得可変型増幅器では、第8
図に示す利得可変型増幅器のAGC端子のコントロール
電圧を変化させると、T r iのバイアス条件が異な
ってくる。これにより、ゲート電圧に対して、ドレイン
の飽和電流が変化する(第2図参照)。このドレイン電
流が第2ゲートG2の電圧に応じて変化するため、制御
電圧を替える度に出力に前記原因の過度応答が生じる。However, in the conventional variable gain amplifier, the eighth
When the control voltage of the AGC terminal of the variable gain amplifier shown in the figure is changed, the bias condition of T r i changes. As a result, the drain saturation current changes with respect to the gate voltage (see FIG. 2). Since this drain current changes depending on the voltage of the second gate G2, a transient response due to the above-mentioned cause occurs in the output every time the control voltage is changed.
この応答が安定するまで出力に信号を検出することがで
きないという問題があった。There was a problem in that a signal could not be detected at the output until this response became stable.
本発明は、前記問題点を解決するためになされたもので
ある。The present invention has been made to solve the above problems.
本発明の目的は、デュアルゲートMOSFETを使って
可変利得の増幅器を構成する際、負荷に利得制御電圧が
極力出力されないような回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a circuit in which a gain control voltage is output to a load as little as possible when a variable gain amplifier is constructed using dual gate MOSFETs.
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述及び添付図面によって明らかになるであろ
う。The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
前記目的を達成するために、本発明は、電気的特性のそ
ろった3組デュアルゲートMO8FETで構成された3
個の差動増幅器からなる利得可変型増幅器において、1
個の差動増幅器で、他の2個の差動増幅器に流す電流を
分配する手段と、該分配された電流で動作する2個の差
動増幅器の入力信号をフィルタリングするフィルター回
路を有し、この2個の差動増幅器のドレインを、信号の
極性が異なる端子を出力負荷に接続したことを最も主要
な特徴とする。In order to achieve the above object, the present invention provides three sets of dual-gate MO8FETs with the same electrical characteristics.
In a variable gain amplifier consisting of 1 differential amplifier, 1
The differential amplifier has means for distributing the current flowing to the other two differential amplifiers, and a filter circuit for filtering the input signals of the two differential amplifiers operating with the divided current, The most important feature is that the drains of these two differential amplifiers are connected to the output load through terminals with different signal polarities.
すなわち、バランスの取れた(そろった電気特性を持つ
)2組のデュアルゲートMO5FETを使用した3個の
差動増幅器と、これを3個の電流源及び可変のバイアス
回路と、固定のバイアス回路及び負荷となる受動素子で
構成される。In other words, three differential amplifiers using two balanced (equal electrical characteristics) dual-gate MO5FETs, three current sources, a variable bias circuit, a fixed bias circuit, and It consists of passive elements that act as loads.
本発明の重要な点は、バランスの取れた2組のデュアル
ゲートMO8FETを使用することにある。The key to the invention is the use of two balanced pairs of dual gate MO8FETs.
すなわち、前記3組のデュアルゲートMO5FETとは
、同一プロセス、同一ロット、同一ウニバー上のトラン
ジスタのことであり、パッケージにモールドした時に同
一チップ上に在るものが理想的である(一般には、1パ
ツケージに複数個の半導体素子が収納されたもので市販
されている、例えば、トランジスタアレイとか、ペアト
ランジスタのことを指す)。In other words, the three sets of dual-gate MO5FETs are transistors in the same process, in the same lot, and on the same univer, and ideally they should be on the same chip when molded into a package (generally, one (This refers to transistor arrays and paired transistors, which are commercially available in which multiple semiconductor elements are housed in a package.)
本発明の原理を、第9図に示す従来のバイポーラトラン
ジスタを使用し、アナログ掛算器の構成をなす利得可変
型増幅器を用いて説明する。The principle of the present invention will be explained using a variable gain amplifier configured as an analog multiplier using conventional bipolar transistors shown in FIG.
第9図において、ell e2は各々の入力、e□xe
2はこの出力を示す。バイポーラトランジスタ901と
902で電流源911の電流を、バイポーラトランジス
タ903と904の対と、バイポーラトランジスタ90
5と906の対に分配する。この電流差により、バイポ
ーラトランジスタ903と904の差動増幅器とバイポ
ーラトランジスタ905と906との差動増幅器のゲイ
ンが変化する。In FIG. 9, ell e2 is each input, e□xe
2 shows this output. Bipolar transistors 901 and 902 supply the current of current source 911, bipolar transistors 903 and 904 pair, and bipolar transistor 90.
5 and 906 pairs. This current difference changes the gains of the differential amplifiers of bipolar transistors 903 and 904 and the differential amplifiers of bipolar transistors 905 and 906.
本発明において重要な点は、従来の掛算器が電流差によ
って利得を制御している点ではなく、電流量を変化させ
てもその変化が出力に生じない点にある。まず、e工に
電圧を与え、バイポーラトランジスタ901と902の
電流差がΔ1生じたとする。The important point in the present invention is not that the conventional multiplier controls the gain based on the current difference, but that even if the amount of current is changed, the change does not occur in the output. First, it is assumed that a voltage is applied to the e-channel and a current difference of Δ1 occurs between bipolar transistors 901 and 902.
バイポーラトランジスタ903と904の対とパイポー
ラトランジスタ905と906との対はC2の入力が零
(0)ならば、各対でバランスが取れているため、コレ
クタ電流は等しく、バイポーラトランジスタ903と9
05の電流差は1/2・Δ工になる。バイポーラトラン
ジスタ904と906も同様である。但し。The pair of bipolar transistors 903 and 904 and the pair of bipolar transistors 905 and 906 are balanced if the input to C2 is zero (0), so the collector currents are equal and the collector currents of bipolar transistors 903 and 906 are equal.
The current difference of 05 is 1/2・∆mechanism. The same applies to bipolar transistors 904 and 906. however.
ベース電流は無視する。e□xe2の出力には、抵抗9
13とバイポーラトランジスタ903と905が接続さ
れているため、バイポーラトランジスタ903のコレク
タ電流を工1.バイポーラトランジスタ905のコレク
タ電流を工、とすると、L−I、=1/2・Δ工から、
L−1/4・Δ工=I、+174・Δ工となる。この各
辺は、電流源911の電流の1/4に相当する(ΔI=
OのときI、=I、となるため)、 よって、I、+I
、=2・I、+1/2・ΔI= (I、+1/4・八I
)となり、電流源911の電流の172になる。Δ工は
任意であるから。Base current is ignored. Resistor 9 is connected to the output of e□xe2.
13 and bipolar transistors 903 and 905 are connected, the collector current of bipolar transistor 903 is If the collector current of the bipolar transistor 905 is h, then from L-I, = 1/2 · Δ h,
L-1/4・Δwork=I, +174・Δwork. Each side corresponds to 1/4 of the current of the current source 911 (ΔI=
When O, I, = I), therefore, I, +I
, = 2・I, +1/2・ΔI= (I, +1/4・8I
), which is 172 of the current of the current source 911. Because Δwork is arbitrary.
抵抗913に流れる電流は、常に一定となる。この構成
を本発明に応用し、デュアルゲートMO8FETを使っ
て増幅器を構成する際、差動型構成を取ることにより、
利得制御の影響が出ない・システムを構成できる。The current flowing through the resistor 913 is always constant. When applying this configuration to the present invention and configuring an amplifier using dual gate MO8FETs, by adopting a differential configuration,
No influence of gain control - system can be configured.
デュアルゲートMO5FETトランジスタを使った増幅
器は、ソース接地の構成を取る。このため、バイアス状
態の差は、ドレインの負荷を通じて出力となって現われ
る。しかし、利得制御を行うため、バイアス状態は変化
してしまうことは避けられない、そこで、バイアスの変
化を補うパスを作ることにより、負荷に流れる電流を常
に一定に保つことができる。このパスを、差動対を使っ
て設けることによって実現する。1個の差動対を差動増
幅器として動作させ、残る1個の差動対には信号を入力
せず利得制御電圧のみ印加することにより、信号を入力
する差動増幅器と同じバイアス変化を生じさせる。この
2個の差動対のドレインを負荷に接続することにより、
電流加算を行う。The amplifier using dual gate MO5FET transistors has a common source configuration. Therefore, the difference in bias state appears as an output through the drain load. However, since gain control is performed, it is inevitable that the bias state will change, so by creating a path that compensates for the change in bias, the current flowing to the load can be kept constant. This path is achieved by providing a differential pair. By operating one differential pair as a differential amplifier and applying only the gain control voltage to the remaining differential pair without inputting a signal, the same bias change as that of the differential amplifier that inputs the signal is generated. let By connecting the drains of these two differential pairs to the load,
Perform current addition.
この時、1個の差動対は無信号状態にあるため。At this time, one differential pair is in a no-signal state.
増幅には関与しない、しかし、回路に流れる電流は、1
つの電流源のみしかないため、前記2個の電気的特性が
等しければ、利得制御によるバイアス変化を2個の差動
対に相補的に起すことが可能になる。1組の差動対のド
レイン電流が増加した分、一方の差動対のドレイン電流
を減少させれば。Not involved in amplification, but the current flowing through the circuit is 1
Since there is only one current source, if the two electrical characteristics are equal, bias changes can be caused complementary to the two differential pairs by gain control. If the drain current of one differential pair is decreased by the amount that the drain current of one differential pair has increased.
常に負荷には一定の電流が流れることになる。よって、
利得制御を行っても、その影響は出力に現れることがな
い。A constant current will always flow through the load. Therefore,
Even if gain control is performed, its effect will not appear on the output.
以下、本発明の一実施例を図面を用いて具体的に説明す
る。Hereinafter, one embodiment of the present invention will be specifically described using the drawings.
第1図は、本発明の利得可変型増幅器の一実施例の概略
構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of an embodiment of a variable gain amplifier according to the present invention.
第1図において、1〜4は特性のそろったデュアルゲー
トMO8FETである。各デュアルゲートMO5FET
1〜4(7)第1ゲートG1には、バイアス電源8のバ
イアス電位が共通に印加される。In FIG. 1, numerals 1 to 4 are dual gate MO8FETs with uniform characteristics. Each dual gate MO5FET
1 to 4 (7) The bias potential of the bias power supply 8 is commonly applied to the first gate G1.
また、前記各第1ゲートG1には、信号源13からの信
号電圧も共通に入力されるが、デュアルゲートMOSF
ET2〜4へは抵抗9とコンデンサ10で、高域カット
フィルタが形成されているため入力されない。抵抗9と
コンデンサ10の値でカットオフ周波数が決まるが、こ
れらの時定数は信号帯域から1オクターブ以下であれば
充分である。しかし、コンデンサ10の容量は、周波数
特性が充分に信号帯域まで伸びたものを選択する必要が
ある。Further, a signal voltage from the signal source 13 is also commonly input to each of the first gates G1, but the dual gate MOSFET
The resistor 9 and capacitor 10 form a high-pass cut filter, so no signal is input to ET2-ET4. The cutoff frequency is determined by the values of the resistor 9 and capacitor 10, but it is sufficient that the time constants of these are one octave or less from the signal band. However, the capacitance of the capacitor 10 must be selected so that the frequency characteristics sufficiently extend to the signal band.
デュアルゲートMO8FET5と6は、デュアルゲート
MO5FET1〜4と同じコントロール電圧で動作させ
るため、デュアルゲートMOβFET1が並列接続され
ており、デュアルゲートMO8FETIのドレイン電流
の2倍流れるように、レイアウトされたデュアルゲート
MO5FETを使う。11はレベルシフターであり、全
て同じで良い、12は電流源、7は出力用負荷であり、
用途に応じて抵抗、コンデンサ、インダクタンス等を選
択する。CL、とC11は利得制御用のコントロール電
圧端子である。In order to operate the dual gate MO8FETs 5 and 6 with the same control voltage as the dual gate MO5FETs 1 to 4, the dual gate MOβFET1 is connected in parallel, and the dual gate MO5FETs are laid out so that twice the drain current of the dual gate MO8FETI flows through them. use. 11 is a level shifter, all of which can be the same, 12 is a current source, 7 is an output load,
Select resistors, capacitors, inductance, etc. depending on the application. CL and C11 are control voltage terminals for gain control.
第2図は、デュアルゲートM OS’F E Tの第2
ゲート02対ドレイン電流の特性曲線を示す図である。Figure 2 shows the second gate of the dual gate MOSFET.
FIG. 3 is a diagram showing a characteristic curve of gate 02 versus drain current.
この第2図を使ってコントロール電圧端子CLと05の
利得制御電圧を説明する。The gain control voltages of the control voltage terminals CL and 05 will be explained using FIG.
デュアルゲートMO5FETの特性は、第2図から明ら
かなように、はぼ直線に近い、特性曲線(a)、(b)
においても1v以上は直線で近似できることが判る(特
性曲線(c)は直線近似可能)。As is clear from Fig. 2, the characteristics of the dual-gate MO5FET are almost linear, as shown in the characteristic curves (a) and (b).
It can be seen that 1v or more can be approximated by a straight line (characteristic curve (c) can be approximated by a straight line).
第2図の特性曲線(c)を使って以下制御電圧の動作を
説明する。The operation of the control voltage will be explained below using the characteristic curve (c) in FIG.
第1ゲートG1の電圧を1vに設定し、第4図(利得制
御用のコントロール電圧端子CLの制御電圧対Cヮの制
御電圧の特性直線)の特性直線のように、ソース・第2
ゲート62間の電圧を制御する。この時、第2図の特性
曲11A(C)から読み取れるように、0〜1.2vの
制御電圧に対しドレイン電流は2〜20mA変化する。The voltage of the first gate G1 is set to 1V, and as shown in the characteristic line of FIG.
The voltage across gate 62 is controlled. At this time, as can be read from the characteristic curve 11A(C) in FIG. 2, the drain current changes by 2 to 20 mA for a control voltage of 0 to 1.2 V.
よって、出力用負荷7に常に22mAの電流が流れるこ
とになる。Therefore, a current of 22 mA always flows through the output load 7.
次に、本実施例の差動増幅型増幅回路の動作を説明する
。Next, the operation of the differential amplification type amplifier circuit of this embodiment will be explained.
第1図において、信号の増幅を行うデュアルゲートMO
8FETI及び2は、利得制御用のコントロール電圧端
子CLの利得制御電圧を0〜1.2Vまで変化させるこ
とにより、デュアルゲー・トMO5FETI及び2の順
伝達アドミタンスが、第3図(第1ゲートGトソース電
圧対順伝達アドミタンス特性曲線)のように変化する(
第1ゲートG1の電圧は1■に設定する)。これにより
デュアルゲートMO5FET1及び2の利得は、デュア
ルゲートMO8FET6のインピーダンスをZ、順伝達
アドミタンスをYfsとした時、ZXYfsで変化する
。同様にデュアルゲートMO8FET3及び4の利得も
、第3図の特性曲線ZXYfs’で変化するが、入力が
前述のように、フィルタリングされており、はぼ固定バ
イアスされた状態と見なせ、増幅作用には関与しない。In Figure 1, a dual-gate MO for signal amplification is shown.
By changing the gain control voltage of the control voltage terminal CL for gain control from 0 to 1.2 V, the forward transfer admittance of the dual gate MO5FETI and 2 can be changed as shown in Fig. 3 (first gate G forward transfer admittance characteristic curve versus source voltage).
The voltage of the first gate G1 is set to 1■). As a result, the gains of the dual gate MO5FETs 1 and 2 change by ZXYfs, where Z is the impedance of the dual gate MO8FET6 and Yfs is the forward transfer admittance. Similarly, the gains of dual-gate MO8FETs 3 and 4 change according to the characteristic curve ZXYfs' in Figure 3, but as mentioned above, the input is filtered and can be considered to be in a fixed biased state, so that the amplification effect does not change. is not involved.
ここで、第1図のA点の電流(出力用負荷7に流れる電
流)が、電流源12に流れる電流量の1/2倍に常に一
致することは、キルヒホッフの法則から明らかである(
MOSFETのゲートからドレインもしくはソース間の
インピーダンスが大きいため、バイアス電流が非常に小
さく無視できるため)。Here, it is clear from Kirchhoff's law that the current at point A in FIG.
(Because the impedance between the gate and drain or source of the MOSFET is large, the bias current is very small and can be ignored.)
このため、デュアルゲートMO5FETIの利得制御を
行ってもA点の電位は、理想的には変動しないことにな
る。以上のことから、利得制御を行っても出力への影響
はないため、ゲイン切り替え後もただちに出力の信号が
検出可能となる。また、信号の周波数帯域近くで利得制
御を行っても、出力に利得制御電圧が生じることがない
、極めて高速な利得制御が可能になる。Therefore, ideally, the potential at point A will not change even if the gain of the dual gate MO5FETI is controlled. From the above, since gain control has no effect on the output, the output signal can be detected immediately even after gain switching. Further, even if gain control is performed near the signal frequency band, extremely high-speed gain control is possible without generating a gain control voltage at the output.
次に、利得制御用のコントロール電圧端子C8の制御電
圧回路の一実施例を第5A図及び第5B図に示す。Next, an embodiment of the control voltage circuit of the control voltage terminal C8 for gain control is shown in FIGS. 5A and 5B.
利得制御用のコントロール電圧端子Cつのコントロール
は、利得制御を数種類の固定バイアスで行う場合、第5
A図に示すように、固定抵抗R1゜R2・・・Rnとス
イッチSWI、5W2−−−5 W nで構成できる。Control voltage terminal C for gain control is controlled by the fifth control voltage terminal when gain control is performed using several types of fixed bias.
As shown in Figure A, it can be configured with fixed resistors R1°R2...Rn and switches SWI, 5W2---5Wn.
また、第5B図に示したブロック図は、出力振幅を一定
に安定させるため。Moreover, the block diagram shown in FIG. 5B is for stabilizing the output amplitude to a constant value.
出力を検波回路51で検波して、ゲイン調整回路52で
ゲインを調整し、レベルシフト回路53でレベルシフト
し、バッファ回路54で一時保持することによりフィー
ドバックをかける回路である。In this circuit, the output is detected by a detection circuit 51, the gain is adjusted by a gain adjustment circuit 52, the level is shifted by a level shift circuit 53, and the output is temporarily held by a buffer circuit 54 to apply feedback.
次に、利得制御用のコントロール電圧端子CLの制御電
圧回路の一実施例を第6図に示す。Next, FIG. 6 shows an embodiment of a control voltage circuit for the control voltage terminal CL for gain control.
利得制御用のコントロール電圧端子CLの制御電圧回路
は、第6図に示すように、オペレーション(OP)・ア
ンプ−段の加算回路で構成できる。The control voltage circuit for the control voltage terminal CL for gain control can be constituted by an operation (OP) amplifier-stage addition circuit, as shown in FIG.
第6図において、第4図に示す特性直線のフルレンジの
制御電圧の負(−)の値を加算器の1端子へ入力し、他
端子は、利得制御用のコントロール電圧端子C5の利得
制御電圧の出力へつなぐ。In FIG. 6, the negative (-) value of the full range control voltage of the characteristic line shown in FIG. 4 is input to one terminal of the adder, and the other terminal is the gain control voltage of the control voltage terminal C5 for gain control. Connect to the output of
この時、コントロール電圧端子CL、のドライブ能力は
、この加算回路を充分ドライブ可能なことが条件になる
。ここで、フィードバック抵抗をRにすれば、1/3R
をドライブできるようなバッファ機能を有する回路でな
ければならない。この回路により、コントロール電圧端
子CLが最小出力の時、コントロール電圧端子C3は最
大出力を、コントロール電圧端子CLが最大出力の時、
コントロール電圧端子CRは最小出力となる。また、最
小値はこのオペレーション・アンプの正(+)入力端子
へのオフセット電圧を印加することによって変更できる
。At this time, the driving ability of the control voltage terminal CL is required to be able to sufficiently drive this adder circuit. Here, if the feedback resistance is R, then 1/3R
The circuit must have a buffer function that can drive With this circuit, when the control voltage terminal CL has the minimum output, the control voltage terminal C3 has the maximum output, and when the control voltage terminal CL has the maximum output,
The control voltage terminal CR has a minimum output. The minimum value can also be changed by applying an offset voltage to the positive (+) input terminal of this operational amplifier.
ただし、デュアルゲートMO3FETの信号周波数帯は
、非常に高いため、オペレーション・アンプの動作可能
周波数で高速な利得制御が可能となる。However, since the signal frequency band of the dual gate MO3FET is very high, high-speed gain control is possible at the operating frequency of the operational amplifier.
電流源12は、素子等の限定はなく、第7A図に示すよ
うなバイポーラトランジスタQ、、Q、を使った電流源
あるいは第7B図に示すようなMOSトランジスタP、
、N、、N、、を使った電流源を用いる。The current source 12 is not limited in terms of elements, and may be a current source using bipolar transistors Q, Q, as shown in FIG. 7A, or a MOS transistor P, as shown in FIG. 7B.
A current source using ,N,,N, is used.
以上の説明かられかるように、本実施例によれば、利得
制御電圧が出力に生じない。このため。As can be seen from the above description, according to this embodiment, no gain control voltage is generated at the output. For this reason.
信号と同周波数の利得制御が可能である。高速の掛算器
が実現できる。Gain control is possible at the same frequency as the signal. A high-speed multiplier can be realized.
また、従来の利得可変型増幅回路では、出力に出る利得
制御電圧をカットするため、フィルタを用意しなければ
ならないが、これが不要となる。In addition, conventional variable gain amplifier circuits require a filter to cut the gain control voltage output, but this is no longer necessary.
これは、モノリシック化にも好適である。This is also suitable for monolithization.
以上1本発明を実施例にもとすき具体的に説明したが1
本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その
要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であること
は言うまでもない。Above, the present invention was specifically explained using examples.
It goes without saying that the present invention is not limited to the embodiments described above, and can be modified in various ways without departing from the spirit thereof.
以上、説明したように、本発明によれば、利得制御電圧
が出力に生じない利得可変型増幅器を提供することがで
きる。As described above, according to the present invention, it is possible to provide a variable gain amplifier in which no gain control voltage is generated at the output.
第1図は、本発明の増幅回路の一実施例の概略構成を示
す回路図、
第2図は、デュアルMO8FETの第2ゲート62対ド
レイン電流の静特性曲線を示す図。
第3図は、第1ゲートGトソース電圧対順伝達アドミタ
ンス特性曲線図、
第4図は、制御電圧特性を示す図、
第5A図及び第5B図は、利得制御用のコントロール電
圧端子C0の制御電圧回路の一実施例を示す図、
第6図は、利得制御用のコントロール電圧端子C,の制
御電圧回路の一実施例を示す図、第7図は、第1図の電
流源の一実施例を示す図、第8図は、従来のデュアルゲ
ートMO8FETを使った増幅器の問題点を説明するた
めの図、第9図は1本発明の詳細な説明するための掛算
器の基本構成を示す図である。、
図中、1〜6・・・デュアルゲートMO8FET。
7・・・出力用負荷、8・・・バイアス電源、9・・・
抵抗、10・・・コンデンサ、11・・・レベルシフタ
ー、12・・・を流源、13・・・信号源。
#2回
#3rfJ
−#rゲート・ンーズ/#!ル(Vat幻Cv3C10
剃廊P’f死
〔v〕
名乙口
第7A口FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of an embodiment of an amplifier circuit of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing a static characteristic curve of the second gate 62 versus drain current of a dual MO8FET. FIG. 3 is a diagram showing the first gate G to source voltage vs. forward transfer admittance characteristic curve, FIG. 4 is a diagram showing control voltage characteristics, and FIGS. 5A and 5B are control voltage terminal C0 control for gain control. FIG. 6 is a diagram showing an embodiment of the voltage circuit, FIG. 6 is a diagram showing an embodiment of the control voltage circuit of the control voltage terminal C for gain control, and FIG. 7 is an embodiment of the current source of FIG. FIG. 8 is a diagram showing an example, and FIG. 8 is a diagram for explaining the problems of an amplifier using a conventional dual-gate MO8FET. FIG. 9 is a diagram showing the basic configuration of a multiplier for explaining the present invention in detail. It is a diagram. , In the figure, 1 to 6... dual gate MO8FET. 7... Output load, 8... Bias power supply, 9...
Resistor, 10... Capacitor, 11... Level shifter, 12... Current source, 13... Signal source. #2 times #3rfJ - #r Gate Nzu/#! Le (Vat phantom Cv3C10
Razor P'f Death [v] Meoto Exit 7A Exit
Claims (1)
SFETで構成された3個の差動増幅器からなる利得可
変型増幅器において、1個の差動増幅器で、他の2個の
差動増幅器に流す電流を分配する手段と、該分配された
電流で動作する2個の差動増幅器の入力信号をフィルタ
リングするフィルター回路を有し、この2個の差動増幅
器のドレインを、信号の極性が異なる端子を出力負荷に
接続したことを特徴とする利得可変型増幅器。(1) Three sets of dual gate MOs with uniform electrical characteristics
In a variable gain amplifier consisting of three differential amplifiers configured with SFETs, means for distributing the current flowing in one differential amplifier to the other two differential amplifiers; A variable gain device comprising a filter circuit that filters the input signals of two differential amplifiers in operation, and in which the drains of the two differential amplifiers are connected to terminals with different signal polarities to the output load. type amplifier.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1395589A JPH02195707A (en) | 1989-01-25 | 1989-01-25 | Gain variable type amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1395589A JPH02195707A (en) | 1989-01-25 | 1989-01-25 | Gain variable type amplifier |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02195707A true JPH02195707A (en) | 1990-08-02 |
Family
ID=11847633
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1395589A Pending JPH02195707A (en) | 1989-01-25 | 1989-01-25 | Gain variable type amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02195707A (en) |
-
1989
- 1989-01-25 JP JP1395589A patent/JPH02195707A/en active Pending
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