JPH0217459A - 回路素子測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 装置の改良に関する。

（従来技術とその問題点） 回路素子の高精度測定を行う要求は近年増々高まってい
る。このような測定を行う装置として、横河ヒユーレッ
ト・パソカードＧ菊が市販する４２７４Ａ、４２７５　
ＡマルチフリケンシＬＣＲメーターがあり、それ等は四
端子対測定を行っている。

第４図は、従来技術の四端子対測定を行う回路素子測定
装置の概略回路図である。

四端子対を構成する４本の線路、ＣＬＩ　、　ｃｔ、２
、ＣＬｔ　、ＣＬ、により被測定回路素子ＺＸを測定器
を構成する信号源ＳＳ、電圧計ＶＭ、電流計静、零検出
増幅器Ａに接続する。

被測定回路素子ＺＸを以下において素子ＺＸと呼称し、
そのインピーダンス値をもｚＸで表わす。

線路ＣＬ＋　、ＣＬｚ　、ＣＬｔ　、ＣＬ４はそれに限
定するものではないが同軸ケーブルとするのが一般的で
あり、それらの外被の素子ＺＸ側端末ｇＩＩ、ｇ２□、
ｇ３１．ｇ４．は互い体接続され基準電位にある。線路
ＣＬ、　、　ＣＬ２の中心ｍ体の素子ＺＸ側端末１１３
．１２１は素子ＺＸの一方の端子に接続される。線路Ｃ
Ｌ３、ＣＬ、の中心導体の素子ＺＸ側端末１３いＩ！４
１は素子Ｚｘの他方の端子に接Ｒ５の直接回路が接続さ
れる。

端末１２□、ｇ２□間には電圧計ＶＭが接続される。

端末１３□、ｇ３□はそれぞれ零検出増幅器への反転入
力端子と非反転入力端子に接続される。

零検出増幅器Ａの反転入力端子と出力端子間には帰還抵
抗しか接続される。その出力は狭帯源ＶＣＣの出力電流
（複素電流）を制御する。

ＮＢΔは入力信号を複素検波し、検波出力を出力するが
、前掲４２７４Ａ、４２７５　Ａに用いるものと同様で
ある。端末！、２、ｇ４□間には抵抗Ｒ６と電流計及び
電圧制御電流計ＶＣＣの直列回路が並列外被の素子ＺＸ
と反対側（測定器側）端末は、それぞれ端末”１２、ｇ
＋□、１２Ｚ□、ｇ２□、ｌ、２、ｇ３□、１４７、ｇ
４□である。

端末β、２、ｇ＋□間には信号源ＳＳと信号源抵抗実質
的に零、即ちＩ！、□を流れる電流が実質的に零となる
ように、自動制御される。その結果、素子ＺＸに印加さ
れる電圧ｖＸが電圧計ｖ、４の指示として得られる。さ
らに素子ＺＸを流れる電流ＩＸは電流計静の指示として
得られる。電圧計ＶＭ、電流計静は信号ＳＳの検出力を
基準として複素電圧又は複素電流を測定するから、へは
複素値で下式に従って求められる。

Ｚｘ−Ｖｘ　／　ｌｘ 複素電圧、電流の測定法については周知であり、測定器
全体の動作とともに、例えば前掲４２７４　Ａ、４２７
５Ａに開示されている。校正は、被測定素子を短絡、開
放（さらに既知の第３インピーダンスを用いることもあ
る）で置換えて周知の方法で行われる。

以上詳述した回路素子測定装置は、低周波においては非
常に良好に動作するが、信号周波数が高くなるに従い、
以下に述べる問題点が明ららかになってくる。まず前提
を述べ、問題点を次に述べる。

まず、第２図を参照して、線路ＣＬ（特性インγ ビーダンスＺ。、線路長ｌ、伝搬定数／）の伝達特性は
下式で与えられる。

屯と 端末β＋　　　ｇ＋間のＡ圧をＶ。、端子β７．８２間
の電圧をｖ２とし、受信端の終端インピーダンスをＺ２
　とすると、 Ｉ （式１　）−Ｖｚ　− Ｚ。

ｃｏｓｈ　ｒ　（１＋５ｉｎｈ　ｒ　（Ｉ又端末ｌＩ、
ｇ＋から線路ＣＩ、側をみたインピーダンスはそれを２
．とすると、 ｃｏｓｈ　ＴＲ＋−５ｉｎｈ　ｒ　１２Ｚ。

Ｚｏ　　　　　　　　　　　　Ｚｚ 第４図の線路のＣｔ、Ｚにおいて、電圧計ＶＭの指示電
圧ｖＩ□は、上記Ｖ２’の式から２２−■とおき、端子
１０、ｇ８間電圧Ｖ１１から、Ｖ１２＝　Ｖ＋＋／ｃｏ
ｓｈ　Ｔ　＋　　ｌ−１となる。但し、Ｎ１、Ｔ１　は
線路ＣＬ、の線路長と伝搬定数である。

又、上記ＺＩに相当するインピーダンスＺ、１はＣＬ、
において、 ２ｇ１＝　　Ｚｏ　ｃｏｓｈγ、　　！！、／５ｉｎ）
ＩＴ＋　　Ｌ＋となる。

線路が無損失であればＴＩは純虚数となり、又無損失に
近ければ、β１が管内波長の１／４のとき（線路は共振
し）ｖｌ。は非常に大きくなり、又ＺｉｌはＯに近くな
る。従って、第４図の回路は不安定不精確になる。時に
はＺｉｌが非常に小さくなり、素子ｚＸに電圧が印加さ
れなくなる。同様の考察により、線路ＣＬ３において線
路長が、ＣＬ３の管内波長の１７４になると、線路ＣＬ
３に流れ込む電流は非常に小さくなり、ＮＢＡを含む帰
還回路のループゲインは極端に小さくなる。従って第４
図の回路の動作は不安定となり、正確な測定が困難にな
る。

（発明の目的） 本発明の目的は、四端子対測定を行う際に被測定素子を
接続するのに用いるそれぞれの線路をそれぞれの特性イ
ンピーダンス等で終端することにより、広域帯に渉り安
定で精確な測定が可能な回路素子測定装置を提供するこ
とである。

（発明の概要） 本発明の一実施例では、被測定素子を接続するための線
路をそれぞれの特性インピーダンスでＰ　Ｏ＋ｊ４する
ようにし、線路の共振による影響を排除あるいは軽減し
て、広域帯かつ高１１７度四端子対測定を可能にしてい
る。また、低周波における精度を高く保つため、高周波
においてのみ漸近的に上記終端がなされるようにもでき
る。

（発明の実例） 第１図は本発明の実施例の回路素子測定装置である。本
装置の目的は第４図の装置と同じであり、第４図におけ
ると同様の機能及び性能を有する部分には同一の参照番
号を付しである。

第１図において、抵抗Ｒ＋、Ｒｚ、Ｒ３、Ｒ４をそれぞ
れ線路ＣＬ＋　、ＣＬ２　、Ｃ１，ｌ　、ＣＬ−の特性
インピーダンスに等しく選ぶ。

このようにすれば、各線路の伝達関数（出力／入力）と
、入力インピーダンスは、（式１）、（式２）に対応し
て、次式のようになる。簡単のため（式１）、（弐２）
によって説明する。

第２図において、 （弐３　）　−ｖ、　− ｃｏｓｂ　ｒ　　ｌ　　＋５ｉｎｈγ　β−ｖ、本Ｉ→
ｅ−ｉ （弐４　）−’　Ｚ＋　−Ｚ。

従って、線路ＣＬの１貝失が小さければ、ｖ２はν、を
位相シフトしたものとなり、振幅は同一に保たれる。

従って回路は位相シフトのみが周波数により変化するの
で、ＮＢＡの位相補償を周知技術により行えば、ＮＢＡ
を含む負帰還ループの安定性が保たれる。従って広域帯
に渉って精確な測定を行うことができる。

素子ｚＸの変化による位相シフトは±１８．４゜の範囲
であり、周波数による位相シフトの補償のみ考慮すれば
よい。

次に第１図の回路を改良した実施例を第３図に示す。ま
ず第１図の回路を点検する。従来（第４図に示すように
）線路Ｃｔ、Ｚの中心導体には電流が流れず、該中心導
体と素子への接触抵抗による誤差は生じなかった。しか
し、第１図の回路では電流が流れ、素子ＺＸに印加され
る電圧が低周波でもわずかの誤差をもって測定されるよ
うになる。同様に、線路ＣＬ４の中心ｍ体の端末”４１
と素子２．の端子との接触抵抗も素子ＺＸを流れる電流
を測定する電流計への指示に影響する。従って、第１図
の回路は安定性が増し、高周波における精度は向上した
が、低周波における精度に改善すべき点をｆ了している
。

第３図において、端末１１□、８１□間には抵抗Ｒ１゜
とインダクタＬ、。の直列回路を、端末１２□、ｇ２□
間には抵抗Ｒ２とコンデンサＣｏｏの直列回路を、端末
β４□、ｇ４□間には抵抗Ｉ？ａ　とコンデンサＣ４゜
の直列回路を挿入する。また端末１３□と零検出増幅器
の反転端子間には抵抗Ｒ３゜とインダクタし、。の直列
回路を抵抗Ｒ３と並列に挿入する。各素子の参照記号で
ぞれらの値も表わし、以下のようにその値を定める。こ
こにＲ＋ｏ−Ｒｚ、Ｌ　Ｉｏ　／　Ｃｚ　ｏ　＝　Ｒｚ
　”　とし、１／（２πＣ２゜Ｒｚ　）の値は高周波の
安定性を欠かない程路において、線路長が２ｍのときで
も３　Ｍ　Ｉｌｚ位である。このようにすれば、素子Ｚ
Ｘに印加される電圧は信号周波数によらず略一定に保た
れる。その理由はＲＩＧとり、。の直列回路とＲ２とＣ
ｏｏの直列回路の並列接続が定抵抗回路となるからであ
る。線路ＣＬ、とＣＬｚを同一仕様のものに選べばさら
に良い結果が得られる。その場合はＲ８゜−Ｒ２−１ン
、となる。

また、Ｒ３０＝Ｒ４、Ｌ　３ｏ　／　Ｃ４０−Ｒ４”と
し２πＣ４０Ｒ＜の大きさは、２πＣ２゜Ｒ２と同様に
選択される。Ｒ３゜とり、。の直列回路を図示と異なり
、端末１３□、ｇ、２間に挿入するようにするようにし
てもよい。図示の方法は高・インピーダンスの素子ＺＸ
を測定する場合、信号対雑音比の劣化が少く有利な面が
ある。

上記の選定により、ＮＢＡを含む制御ループの安定性を
損なうことなく低周波の精度が向上する。その理由＜Ｒ
３゜とＬ３ｏの直列回路とＲ４と０４゜の直列回路の並
列接続が常に定抵抗となるからである。線路ＣＬ、とＣ
Ｌ４を同一仕様のものとすることはさらに良い結果を与
える。また全ての線路を同一仕様とすれば至便であるこ
とは言うまでもない。従って第３図の回路は、低周波に
おける・動作でも精度劣化が少く、かつ高周波において
も安定性が損われない回路素子ａｔ＋＋定装置が得られ
る。

第５図の（ａｌ、（ｉｌｌは、第１図あるいは第３図の
対応部分を置き換えるための概略回路である。

第５図においてＡ５１　は高人力インピーダンス反転増
幅２′：ｉで、ＮＯ八を含み、端末１３□、ｇ３□１１
）１の電圧を実質的に零にできる／増幅度を有する。

（発明の効果） 上述のように、本発明の実施により、低周波における精
度劣化を最小にしつつ、高周波における安定性と精度を
向上することができる。従って、測定器と被測定素子間
の距２ｔが大きくとも広帯域にわたる測定が可能である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路素子測定装置ξの概略
回路図、第２図は線路の伝達特性を説明するための回路
図、第３図は第１図の回路素子ａｔ！ｆ定装置を改良し
た装置の概略回路図、第４図は従来技術の回路素子測定
装置の概略回路図、第５図は第１図及び第３図の装置の
一部を置換して本発明のさらに他の実施例の回路素子測
定装置を得るための回路の概略回路図である。 ＺＸ：被測定回路素子 ＣＬ＋　、、ＣＬｚ　、ＣＬ：ｌ　、ＣＬ４：線路ＳＳ
Ｍ（測定用）信号源 闘；　（複素）電圧計 ＮＢＡ　：狭帯域増幅／位相補償増幅器ＶＣＣ：電圧制
御電流源 Ａ門：　＜ｒＡ素）電流計 Ａ：零検出増幅器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）被測定素子の一方の端子に印加電圧を与えるため
   に該一方の端子と信号源を結ぶ第１の線路と、前記印加
   電圧を測定するため前記一方の端子と電圧計を接続する
   ための第２の線路と、前記被測定素子の他方の端子の電
   圧を検出するために該他方の端子と零検出増幅器を結ぶ
   第３の線路と、前記零検出増幅器の出力に応じて前記被
   測定素子を流れる電流を吸引して前記他方の端子の電圧
   を零にするための電圧制御電流源を前記他方の端子に接
   続するための第４の線路とを有し、前記第１、第２、第
   ３、第４の線路のそれぞれが、それぞれの測定器側端で
   それぞれの特性インピーダンスに等しい終端素子を有し
   、四端子対測定を行うための回路素子測定装置。
2. （２）前記第２、第４の線路の前記終端素子を、低周波
   側でより高インピーダンスで、高周波側で前記それぞれ
   の特性インピーダンスに等しくなる第１の可変素子で置
   き換え、前記第１、第３の線路の前記測定器側端に、そ
   れぞれ前記第２、第４の線路の前記可変素子と定抵抗回
   路を成す第２の可変素子を付加した請求項１記載の回路
   素子測定装置。