JPH0215704A - スルーレートの高い線形増幅器 - Google Patents
スルーレートの高い線形増幅器Info
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 10
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- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はバッファ増幅器に関し、より詳しくは、高レベ
ルの零入力電流を必要とせずに出力電流のレベルを迅速
に変化させることのできる増幅器に関するものである。
ルの零入力電流を必要とせずに出力電流のレベルを迅速
に変化させることのできる増幅器に関するものである。
従来の直流結合線形増幅器は通常、極性が反対の印加信
号に応じて導通状態をオン−オフの間で切り替えるプッ
シュプル出力段を使用している。従って出力電流が正で
立ち上がる場合、出力段の一方は非常に導電性となり、
他方の出力段は非導電性となる。出力電流が負で立ち上
がる場合には、これらの条件は逆になる。変化の割合が
大きい場合には、非常に導電性の出力段に対する駆動電
流が、負荷における要求に追従するのに不十分となり、
出力信号に歪が生じてしまう。この事態を克服するため
に用いられる一つの技術として、出力段における零入力
電流のレベルを増加させ、変化が急速な場合でも十分な
量の電流を確実に得られるようにしてお（ことがある。
号に応じて導通状態をオン−オフの間で切り替えるプッ
シュプル出力段を使用している。従って出力電流が正で
立ち上がる場合、出力段の一方は非常に導電性となり、
他方の出力段は非導電性となる。出力電流が負で立ち上
がる場合には、これらの条件は逆になる。変化の割合が
大きい場合には、非常に導電性の出力段に対する駆動電
流が、負荷における要求に追従するのに不十分となり、
出力信号に歪が生じてしまう。この事態を克服するため
に用いられる一つの技術として、出力段における零入力
電流のレベルを増加させ、変化が急速な場合でも十分な
量の電流を確実に得られるようにしてお（ことがある。
第１図を参照すると、そこには従来の線形増幅器の概略
図が示されている。この増幅器においては電流源たるト
ランジスター９，１１が出力段１３へと零入力電流を給
電し、これらのトランジスターはバイアス電圧■□□工
及び■□ＡＳ２並びにＶｓ＋ａｓ３及びＶｓ＋Ａｓ４に
よって制御されている。中間の利得段１７．１９は入力
段へと連結されており、出力段１３のノードＡを駆動す
る。正の速いスルーレートに際しては、トランジスター
２１及び２４がオンとなり、トランジスター２２及び２
３はオフになる。これはノードＡにおける信号の急速な
増大をもたらし、出力段１３はこの信号の変化に追従す
ることができず、その結果出力信号は歪んでしまう。
図が示されている。この増幅器においては電流源たるト
ランジスター９，１１が出力段１３へと零入力電流を給
電し、これらのトランジスターはバイアス電圧■□□工
及び■□ＡＳ２並びにＶｓ＋ａｓ３及びＶｓ＋Ａｓ４に
よって制御されている。中間の利得段１７．１９は入力
段へと連結されており、出力段１３のノードＡを駆動す
る。正の速いスルーレートに際しては、トランジスター
２１及び２４がオンとなり、トランジスター２２及び２
３はオフになる。これはノードＡにおける信号の急速な
増大をもたらし、出力段１３はこの信号の変化に追従す
ることができず、その結果出力信号は歪んでしまう。
この問題に対する一つの公知の解決策は、電流源たるト
ランジスター９及び１１を通る零入力端子を増大させて
、出力段からの出力がノードＡにおける信号の変化に追
従することを可能ならしめるだけの適度な電流を出力段
Ｉ３において確保することである。速い信号の変化に際
して充電されねばならない内部静電容量、並びにその他
の要因により、出力段１３における零入力電流のレベル
は、不適当なほど大きいものであることが必要となる。
ランジスター９及び１１を通る零入力端子を増大させて
、出力段からの出力がノードＡにおける信号の変化に追
従することを可能ならしめるだけの適度な電流を出力段
Ｉ３において確保することである。速い信号の変化に際
して充電されねばならない内部静電容量、並びにその他
の要因により、出力段１３における零入力電流のレベル
は、不適当なほど大きいものであることが必要となる。
このようにこの技術には、電源からかなりのレベルのア
イドル電流を必要とし、それに伴って電力損失が大きく
なり、接続点の温度がヒートシンクを必要とするような
高温になってしまうという欠点がある。
イドル電流を必要とし、それに伴って電力損失が大きく
なり、接続点の温度がヒートシンクを必要とするような
高温になってしまうという欠点がある。
本発明によれば、出力段は、電流ミラー配置（ｃｕｒｒ
ｅｎｔ ｍ１ｒｒｏｒ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）
でもってダイオードへと接続されていて信号の急な変化
に際して十分な零入力電流を導く電流源から給電されて
いる。従って、このような電流源から給電されている出
力段は、駆動点の回路ノード（接続点）において生ずる
信号の急激な変化に追従することができる。回路は基準
電位、即ち接地に関して対称に構成されるか、或いはか
かる基準電位に関して単一チャネル配置で構成される。
ｅｎｔ ｍ１ｒｒｏｒ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）
でもってダイオードへと接続されていて信号の急な変化
に際して十分な零入力電流を導く電流源から給電されて
いる。従って、このような電流源から給電されている出
力段は、駆動点の回路ノード（接続点）において生ずる
信号の急激な変化に追従することができる。回路は基準
電位、即ち接地に関して対称に構成されるか、或いはか
かる基準電位に関して単一チャネル配置で構成される。
さて第２図を参照すると、そこに示されているものは本
発明の一実施例の概略図であり、その出力段４０は一対
の相補導電形の出カドランシスター２５．２７と、エミ
ッタがこれらの出カドランシスター２５．２７のベース
にそれぞれ接続された一対の相補導電形の駆動トランジ
スター２９゜３１とを含んでいる。出カドランシスター
２５．２７のエミッタの間には一対の直列に接続された
抵抗３３．３５が接続されており、これら二つの抵抗３
３、３５の接続点に出力ノード３７がある。出カドラン
シスター２５．２７のコレクタは、給電導体３９゜４１
からのバイアス電流を受け取るように接続されている。
発明の一実施例の概略図であり、その出力段４０は一対
の相補導電形の出カドランシスター２５．２７と、エミ
ッタがこれらの出カドランシスター２５．２７のベース
にそれぞれ接続された一対の相補導電形の駆動トランジ
スター２９゜３１とを含んでいる。出カドランシスター
２５．２７のエミッタの間には一対の直列に接続された
抵抗３３．３５が接続されており、これら二つの抵抗３
３、３５の接続点に出力ノード３７がある。出カドラン
シスター２５．２７のコレクタは、給電導体３９゜４１
からのバイアス電流を受け取るように接続されている。
駆動トランジスター２９．３１のコレクタは給電導体４
３及び４５に接続されており、またこれらのトランジス
ターのエミッタは相補導電タイプのトランジスター４７
．４９のコレクタへと接続されている。これら後者のト
ランジスター４７．４９のベースは入力トランジスター
５７．５９のコレクタ回路内で、ダイオード及び抵抗５
１，５３と電流ミラー回路配置で結合されている。入力
トランジスター５７．５９は入力段５５の反転入力を生
成する一対のトランジスター５０．５２を介し、そして
中間の利得段５４．５６を介して人力ノードＡへと結合
されている。電流源６０．６２は、給電導体３９゜４１
と、入力段５５の反転及び非反転入力を生成するエミッ
タを共通にした一対のトランジスターとの間に交差結合
されている。
３及び４５に接続されており、またこれらのトランジス
ターのエミッタは相補導電タイプのトランジスター４７
．４９のコレクタへと接続されている。これら後者のト
ランジスター４７．４９のベースは入力トランジスター
５７．５９のコレクタ回路内で、ダイオード及び抵抗５
１，５３と電流ミラー回路配置で結合されている。入力
トランジスター５７．５９は入力段５５の反転入力を生
成する一対のトランジスター５０．５２を介し、そして
中間の利得段５４．５６を介して人力ノードＡへと結合
されている。電流源６０．６２は、給電導体３９゜４１
と、入力段５５の反転及び非反転入力を生成するエミッ
タを共通にした一対のトランジスターとの間に交差結合
されている。
動作に際して、トランジスター４７及び４９はダイオー
ド及び抵抗５１及び５３と共に電流ミラー配置における
制御された電流源として動作し、人カドランシスター５
７及び５９のコレクタ回路における電流に比例した電流
を駆動トランジスター２９、３１へと給電する。かくし
て電流源たるこれらのトランジスター４７及び４９は、
信号の印加に際しての速いスルーの間に、同じ信号の印
加により入ツノトランジスター５７．５９において生ず
るコレクタ電流の増加に応じて、駆動トランジスター２
９．３１へと十分な電流を供給する。トランジスター４
７及び４９を通るこの電流の増加によって、アイドル状
態において大きな零入力電流を必要とせずに、出力段４
０はノードＡにおける信号の速い遷移に追従することが
できるようになる。また、利用可能な電流を増大させる
ために、トランジスター４７及び４９のこれらの電流ミ
ラー配置におけるエミッタ・デジェネレイションを用い
ることができる。抵抗降下１＋Ｒ＋はｌ２ＸＲ２に等し
いであろうが、もしもＲ１がＲ２よりも大きければ、等
号を維持するためにはＩ２は１．よりも大きくなければ
ならず、よってＩ２はＩ１よりも大きくなる。かくして
トランジスター４７及び４９は第１図の電流源たるトラ
ンジスター９．１１よりも非常に少ない零入力電流レベ
ルでもってアイドルすることができ、それでもノードＡ
における急速なスルーレートに追従することができるの
である。
ド及び抵抗５１及び５３と共に電流ミラー配置における
制御された電流源として動作し、人カドランシスター５
７及び５９のコレクタ回路における電流に比例した電流
を駆動トランジスター２９、３１へと給電する。かくし
て電流源たるこれらのトランジスター４７及び４９は、
信号の印加に際しての速いスルーの間に、同じ信号の印
加により入ツノトランジスター５７．５９において生ず
るコレクタ電流の増加に応じて、駆動トランジスター２
９．３１へと十分な電流を供給する。トランジスター４
７及び４９を通るこの電流の増加によって、アイドル状
態において大きな零入力電流を必要とせずに、出力段４
０はノードＡにおける信号の速い遷移に追従することが
できるようになる。また、利用可能な電流を増大させる
ために、トランジスター４７及び４９のこれらの電流ミ
ラー配置におけるエミッタ・デジェネレイションを用い
ることができる。抵抗降下１＋Ｒ＋はｌ２ＸＲ２に等し
いであろうが、もしもＲ１がＲ２よりも大きければ、等
号を維持するためにはＩ２は１．よりも大きくなければ
ならず、よってＩ２はＩ１よりも大きくなる。かくして
トランジスター４７及び４９は第１図の電流源たるトラ
ンジスター９．１１よりも非常に少ない零入力電流レベ
ルでもってアイドルすることができ、それでもノードＡ
における急速なスルーレートに追従することができるの
である。
次に第３図を参照すると、そこには本発明の別の実施例
が示されている。ここでは各チャネルの入力トランジス
ターが二つのトランジスター６１．６３及び６５．６７
に分割されており、これらのトランジスターはエミッタ
及びベースを共通にし、また電流源たるトランジスター
４７．４９を制御するよう接続された別個のコレクタ回
路を有している。具体的に言うと、入力トランジスター
の一方６Ｌ ６５におけるコレクタ電流は、給電導体３
９．４１から抵抗６９．７１を通って給電される。トラ
ンジスター７３．７５を含む中間段は、他方の入力トラ
ンジスター６３．６７のそれぞれへと給電するために、
コレクタ接地で接続されている。入力段の反転入力を生
成する一対のトランジスターを含む同様の中間段５４．
５６が、入力トランジスターを出力段４０の人力におけ
るノードＡへと連結している。この回路配置により、入
力段におけるコレクタ電流は、印加信号に応答するに際
し、急激なスルーレートに対して追加的な電流が必要な
場合に出力段４０へと供給される電流に比例的に反映さ
れるようになる。信号の変化が遅い場合やアイドル状態
においては、出力段４０には少しの零入力端子のみしか
必要ではなく、これにより本発明の回路は、出力段にお
いて高い零入力電流レベルを必要とする従来の回路にお
ける平均電力損失に対し、より少ない平均電力１員失で
済むことになる。
が示されている。ここでは各チャネルの入力トランジス
ターが二つのトランジスター６１．６３及び６５．６７
に分割されており、これらのトランジスターはエミッタ
及びベースを共通にし、また電流源たるトランジスター
４７．４９を制御するよう接続された別個のコレクタ回
路を有している。具体的に言うと、入力トランジスター
の一方６Ｌ ６５におけるコレクタ電流は、給電導体３
９．４１から抵抗６９．７１を通って給電される。トラ
ンジスター７３．７５を含む中間段は、他方の入力トラ
ンジスター６３．６７のそれぞれへと給電するために、
コレクタ接地で接続されている。入力段の反転入力を生
成する一対のトランジスターを含む同様の中間段５４．
５６が、入力トランジスターを出力段４０の人力におけ
るノードＡへと連結している。この回路配置により、入
力段におけるコレクタ電流は、印加信号に応答するに際
し、急激なスルーレートに対して追加的な電流が必要な
場合に出力段４０へと供給される電流に比例的に反映さ
れるようになる。信号の変化が遅い場合やアイドル状態
においては、出力段４０には少しの零入力端子のみしか
必要ではなく、これにより本発明の回路は、出力段にお
いて高い零入力電流レベルを必要とする従来の回路にお
ける平均電力損失に対し、より少ない平均電力１員失で
済むことになる。
単一チャネル構成の場合、本発明の回路は第４図に示さ
れているように簡単化することができる。この実施例に
おいて出力段８０は、第２図に示された実施例のシング
ルエンド形においてＡ級動作を行うように、バイアス供
給電圧８６゜８８の間に接続された同じ導電形のトラン
ジスター８２．８４を含んでいる。作動入力対９９のト
ランジスター９７における電流に応じて、トランジスタ
ー９１及びダイオード９３を含む電流ミラー回路は、導
電性が逆のトランジスター９５へと制御された電流を供
給する。ノードＡにおけるスルーレートが正で栄、激な
場合、トランジスター９１からの制御電流が増加するこ
とにより、トランジスター９５はカットオフせずに済む
。かくしてトランジスター８２には、著しい歪を生ずる
ことなしに正の大きなスルーレートに追従するのに十分
な電流が供給される。
れているように簡単化することができる。この実施例に
おいて出力段８０は、第２図に示された実施例のシング
ルエンド形においてＡ級動作を行うように、バイアス供
給電圧８６゜８８の間に接続された同じ導電形のトラン
ジスター８２．８４を含んでいる。作動入力対９９のト
ランジスター９７における電流に応じて、トランジスタ
ー９１及びダイオード９３を含む電流ミラー回路は、導
電性が逆のトランジスター９５へと制御された電流を供
給する。ノードＡにおけるスルーレートが正で栄、激な
場合、トランジスター９１からの制御電流が増加するこ
とにより、トランジスター９５はカットオフせずに済む
。かくしてトランジスター８２には、著しい歪を生ずる
ことなしに正の大きなスルーレートに追従するのに十分
な電流が供給される。
ノードＡにおける負の象、激なスルーレートに関しては
、出カドランシスター８２に対して逆の導電性のトラン
ジスター９５が、著しい歪を生ずることなしに、ノード
Ａにおけるスルーレートに応じてトランジスター８２へ
と必要なベース電流を容易に供給することができる。
、出カドランシスター８２に対して逆の導電性のトラン
ジスター９５が、著しい歪を生ずることなしに、ノード
Ａにおけるスルーレートに応じてトランジスター８２へ
と必要なベース電流を容易に供給することができる。
出カドランシスター８２と同じ導電形のトランジスター
８４は、ノードＡにおける負のスルーの間にトランジス
ター８２がカットオフしないようにするため、トランジ
スター８７における電流に対する比でもって零入力電流
バイアスされている。勿論、第４図に示された回路は、
図示のタイプとは反対の導電形のトランジスターを使用
して構成することもでき、その場合はノードＡにおける
負及び正のスルーレートに際しての動作についての上記
の説明は逆に考えればよい。
８４は、ノードＡにおける負のスルーの間にトランジス
ター８２がカットオフしないようにするため、トランジ
スター８７における電流に対する比でもって零入力電流
バイアスされている。勿論、第４図に示された回路は、
図示のタイプとは反対の導電形のトランジスターを使用
して構成することもでき、その場合はノードＡにおける
負及び正のスルーレートに際しての動作についての上記
の説明は逆に考えればよい。
〔発明の効果〕
以上に述べたように、本発明は改良された線形増幅回路
であって、印加信号の急激な変化の間に出力段へと追加
的な電流を給電するよう接続された、制御電流源を含む
ものである。これらの電流源は入力段における電流レベ
ルに反応し、従って零入力動作状態の間には、導通を行
うだけの低レベルの電流しか必要としない。かくして高
レベルの零入力電流を必要とせずに出力電流のレベルを
迅速に変化させることができ、高レベルの零入力電流を
用いることに伴う従来の問題点を解決することができる
。本発明に関しては、実施例に記載の如く、基準電位に
関して対称の回路構成、並びに基準電位に関して非対称
の回路構成が開示されている。
であって、印加信号の急激な変化の間に出力段へと追加
的な電流を給電するよう接続された、制御電流源を含む
ものである。これらの電流源は入力段における電流レベ
ルに反応し、従って零入力動作状態の間には、導通を行
うだけの低レベルの電流しか必要としない。かくして高
レベルの零入力電流を必要とせずに出力電流のレベルを
迅速に変化させることができ、高レベルの零入力電流を
用いることに伴う従来の問題点を解決することができる
。本発明に関しては、実施例に記載の如く、基準電位に
関して対称の回路構成、並びに基準電位に関して非対称
の回路構成が開示されている。
第１図は従来の線形増幅器の概略図；
第２図は本発明による線形増幅器の一実施例の概略図；
第３図は本発明の他の実施例の概略図；及び、第４図は
単一チャネルの非対称な回路配置を含む本発明の別の実
施例の概略図である。 ２５、２７− 出カドランシスター ２９、３１−ｍ−駆動トランシスター ３９、４１．４３．４５−給電導体 ４〇−出力段４
７、４９．５０．５２−−−）ランシスター５１、５３
−ダイオード及び抵抗 ５５−入力段５７、５９．６
Ｌ ６３．６５．６７−・入力トランジスター６９、７
１−一・抵抗 ７３．７５−）ランシスター８〇−出
力段 ８２．８４−１−ランシスター８６、８８−バ
イアス供給電圧 ９１、９５．９７’−１−ランシスター９３・−ダイオ
ード 出願人代理人 古 谷 馨 同 溝部孝彦 同 古谷 聡
単一チャネルの非対称な回路配置を含む本発明の別の実
施例の概略図である。 ２５、２７− 出カドランシスター ２９、３１−ｍ−駆動トランシスター ３９、４１．４３．４５−給電導体 ４〇−出力段４
７、４９．５０．５２−−−）ランシスター５１、５３
−ダイオード及び抵抗 ５５−入力段５７、５９．６
Ｌ ６３．６５．６７−・入力トランジスター６９、７
１−一・抵抗 ７３．７５−）ランシスター８〇−出
力段 ８２．８４−１−ランシスター８６、８８−バ
イアス供給電圧 ９１、９５．９７’−１−ランシスター９３・−ダイオ
ード 出願人代理人 古 谷 馨 同 溝部孝彦 同 古谷 聡
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ バイアス信号を受け取るようコレクタ及びエミッタ
が直列に接続された一対のトランジスターを有する出力
段と； 前記出力段のトランジスターの一方へと信号を供給する
よう結合された駆動トランジスターと； 入力段をその出力において前記駆動トランジスターへと
信号を供給するよう結合する手段と； 前記駆動トランジスターへと制御可能なレベルの電流を
給電するよう接続された電源手段と；及び、 前記入力段における信号レベルに応じて前記電源手段か
ら前記駆動トランジスターへと給電される電流のレベル
を制御すべく、前記電源手段へと制御信号を供給するよ
う前記入力段に結合された回路手段とからなる、 二端子入力と一端子出力を有し少ない零入力電流レベル
において動作する増幅回路。 ２ 別々の導体へと極性が反対のバイアス信号を供給す
るバイアス手段と； 相補導電形の一対のトランジスターを有する出力段と； 前記一対のトランジスターのそれぞれを駆動するよう結
合された、前記出力段における相補導電形の別の一対の
トランジスターと； 印加信号を受け取るよう結合された少なくとも一対のト
ランジスターを含む入力段と； 前記出力段における前記別の一対のトランジスターへと
制御可能なレベルの電流を供給するよう接続された電源
手段と； 前記出力段における前記別の一対のトランジスターを駆
動するよう前記入力段の出力を結合する手段と；及び、 前記入力段における電流に応じて前記電源手段から前記
別の一対のトランジスターへと給電される電流のレベル
を制御すべく、前記電源手段へと制御信号を供給するよ
う前記入力段のトランジスターに結合された回路手段と
からなる、 二端子入力段から一端子出力段へと相補的で対称な信号
チャネルを有し、少ない零入力電流レベルで動作する増
幅回路。 ３ 前記回路手段が前記バイアス手段の導体の一方と前
記入力段のトランジスターとの間に直列に接続されたダ
イオード及び抵抗を含み、該抵抗及びダイオードにおけ
る電流に応じて前記電源手段へと前記制御信号を供給す
る、請求項２記載の増幅回路。 ４ 前記入力段の入力トランジスターの電流と対応する
電源手段により供給される電流との間における所定の比
率を維持するために、前記抵抗及びダイオード並びに前
記電源手段は電流ミラー配置で接続されている、請求項
３記載の増幅回路。 ５ 別々の導体へと極性が反対のバイアス信号を供給す
るバイアス手段と； 相補導電形の一対のトランジスターを有する出力段と； 前記一対のトランジスターのそれぞれを駆動するよう結
合された、前記出力段における相補導電形の別の一対の
トランジスターと； 印加信号を受け取るよう結合された少なくとも一対のト
ランジスターを含む入力段と； 前記入力段の前記トランジスターは、エミッタ及びベー
ス電極が共通に接続されると共にコレクタ電極を有する
同じ導電形の一対のトランジスターを各チャネルに含ん
でいることと； 前記コレクタ電極の一方と前記バイアス手段の導体を接
続する抵抗と； 前記出力段における前記別の一対のトランジスターへと
制御可能なレベルの電流を供給するよう接続された電源
手段と； 前記出力段における前記別の一対のトランジスターを駆
動するよう前記入力段の出力を結合する手段と；及び、 前記入力段における電流に応じて前記電源手段へと制御
信号を供給するよう前記入力段のトランジスターに結合
された回路手段と； 前記電源手段へと前記コレクタ電極の他方を介して制御
信号を供給すべく、前記回路手段が前記バイアス手段の
導体と前記コレクタ電極の他方との間に接続され前記抵
抗の両端の信号を受け取るよう結合された前記同じ導電
形の補助トランジスターを含むことからなる、 二端子入力段から一端子出力段へと相補的で対称な信号
チャネルを有し、少ない零入力電流レベルで動作する増
幅回路。 ６ バイアス電流及び印加信号を受け取るよう結合され
たトランジスターを有する出力段と；印加信号を受け取
るよう反転及び非反転入力を形成すべく結合された少な
くとも一対のトランジスターを含む入力段と； 前記出力段のトランジスターへと制御可能なレベルのバ
イアス電流を供給するよう接続された電源手段と； 前記出力段のトランジスターへと信号を供給すべく前記
入力段の一対のトランジスターを結合する手段と；及び
、 入力段における信号レベルの増加に応じて前記電源手段
から前記出力段におけるトランジスターへと供給される
バイアス電流のレベルを増大させるため、前記電源手段
へと制御信号を供給するよう前記入力段に接続された回
路手段とからなる、 少ない零入力電流レベルで動作する差動増幅回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/177,495 US4837523A (en) | 1988-04-04 | 1988-04-04 | High slew rate linear amplifier |
| US177495 | 1988-04-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0215704A true JPH0215704A (ja) | 1990-01-19 |
Family
ID=22648834
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1081329A Pending JPH0215704A (ja) | 1988-04-04 | 1989-03-31 | スルーレートの高い線形増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4837523A (ja) |
| JP (1) | JPH0215704A (ja) |
| GB (1) | GB2217135B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1988
- 1988-04-04 US US07/177,495 patent/US4837523A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1081329A patent/JPH0215704A/ja active Pending
- 1989-03-31 GB GB8907305A patent/GB2217135B/en not_active Expired - Lifetime
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| US6053257A (en) * | 1997-08-13 | 2000-04-25 | Kubota Corporation | Hydraulic pressure takeout apparatus for a tractor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2217135B (en) | 1992-07-01 |
| US4837523A (en) | 1989-06-06 |
| GB2217135A (en) | 1989-10-18 |
| GB8907305D0 (en) | 1989-05-17 |
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