JPH0212509A - Constant voltage circuit - Google Patents
Constant voltage circuitInfo
- Publication number
- JPH0212509A JPH0212509A JP16421588A JP16421588A JPH0212509A JP H0212509 A JPH0212509 A JP H0212509A JP 16421588 A JP16421588 A JP 16421588A JP 16421588 A JP16421588 A JP 16421588A JP H0212509 A JPH0212509 A JP H0212509A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- constant voltage
- resistor
- type
- type mos
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、 0MO8盤のICにおける定電圧回路に関
し、特に、バンドギャップ製定電圧源に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a constant voltage circuit in an 0MO8 board IC, and more particularly to a bandgap constant voltage source.
従来の技術
従来、パイポー−)凰のICにおいては、第3図に示す
如きバンドギャップ型定電圧回路が知られている。電源
29から抵抗27を介して出方端子28及び他の回路に
電力を供給している。抵抗21と22の値が等しく、か
つトランジスタ23と24のエミツタ面積比が1:10
であるとする。このとき抵抗21゜22の両端の電圧は
、出力1子28の電圧V’oからトランジスタ23する
いI/i25のペースエミッタ電圧VBxを減じた値と
なり、はぼ等しく、シたがって流れる電流もほぼ等しく
なる。抵抗26の両端電圧はトランジスタ23と24の
Vsmの差に相当する電圧が生じており、その値ΔV′
は下記式(1)により与えられる。2. Description of the Related Art Conventionally, a bandgap type constant voltage circuit as shown in FIG. 3 has been known in Paipor's IC. Power is supplied from the power supply 29 to the output terminal 28 and other circuits via the resistor 27. The values of resistors 21 and 22 are equal, and the emitter area ratio of transistors 23 and 24 is 1:10.
Suppose that At this time, the voltage across the resistors 21 and 22 is the value obtained by subtracting the pace emitter voltage VBx of the transistor 23 or I/i 25 from the voltage V'o of the output 1 child 28, and is approximately equal, so the current flowing as well. almost equal. The voltage across the resistor 26 corresponds to the difference in Vsm between the transistors 23 and 24, and its value ΔV'
is given by the following formula (1).
ここで、 F3意s、8*aはトランジスタ23 、2
4のエミッタ面積である。この例の場合には%S口/s
s*=io 。Here, F3, 8*a are transistors 23, 2
The emitter area is 4. In this example, %S mouths/s
s*=io.
度係数は(1)式をTで偏微分することによりで与えら
れる。今、抵抗22と26の比を10=1とすれば、抵
抗220両肩の電圧は10ΔV= 600mV、その温
度係数は上記式(2)の10倍すなわさ2mV/deg
である。The degree coefficient is given by partially differentiating equation (1) with respect to T. Now, if the ratio of resistors 22 and 26 is 10 = 1, the voltage across both shoulders of resistor 220 is 10ΔV = 600 mV, and its temperature coefficient is 10 times the above formula (2), or 2 mV/deg.
It is.
一方、トランジスタ25のベースエミッタ電圧V!II
gは約700 mVであり、その温度係数は一2mV/
degである。従って、キルヒホ7の法則からトランジ
スタ25のVBIと抵抗22の両端電圧の和で与えられ
る出力電圧VOIは約L300mVであり、その温度係
数はOとなる。すなわち、 Vo’は温度変化のない定
電圧回路であることがわかる。Vo’がシリコンのバン
ドギャップエネルギーにほぼ等しいことから、との回路
はバンドギャップ型定電圧回路と呼ばれている。On the other hand, the base-emitter voltage of the transistor 25 is V! II
g is approximately 700 mV, and its temperature coefficient is -2 mV/
It is deg. Therefore, according to Kirchough's 7th law, the output voltage VOI given by the sum of the VBI of the transistor 25 and the voltage across the resistor 22 is approximately L300 mV, and its temperature coefficient is O. That is, it can be seen that Vo' is a constant voltage circuit with no temperature change. Since Vo' is approximately equal to the bandgap energy of silicon, the circuit is called a bandgap constant voltage circuit.
発明が解決しようとする課題
しかしながら、以上述べた従来の技術は、バイポーラ盟
のICにおいて実現できるが%′MoS型の工Cにおい
てはこのような定電圧回路を実現するととができなかっ
た。Problems to be Solved by the Invention However, although the conventional techniques described above can be realized in a bipolar type IC, such a constant voltage circuit cannot be realized in a %'MoS type IC.
本発明は従来の上記実情に鑑みてなされた4のであり、
従って本発明の目的は、従来の技術に内在する上記課題
を解決することを可能と1−た新規な定電圧回路を提供
することにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional circumstances, and
Accordingly, an object of the present invention is to provide a novel constant voltage circuit that can solve the above-mentioned problems inherent in the conventional technology.
発明の従来技術に対する相違点
本発明は%IS型のICにおいて、新たな追加工程表し
に、前述のバンドギャップ型定電圧源と同じ1理に基づ
く、温度係数をもたない定電圧回路を提供するものであ
シ、MOsトランジスタとダイオードで構成できる点が
従来のものと異なる。Differences between the invention and the prior art The present invention provides a constant voltage circuit with no temperature coefficient based on the same principle as the bandgap type constant voltage source described above, in a new additional process chart in a %IS type IC. It differs from conventional ones in that it can be constructed from MOS transistors and diodes.
課題を解決するための手段
前記目的を達成する為に、本発明に係る定電圧回路は、
ソースが電源端子に接続された第1〜第3の第1型MO
Sトランジスタと、該第1及び第2の第1型′MDSト
ランジスタのドレインにそれぞれドレインが接続された
第1及び第2の第1型N幻Sトランジスタと、一端が基
準電位に接続された第1N第3のダイオードと、該第2
.第3のダイオードの他端にそれぞれ接続された第1及
び第2の抵抗とを有し、該第1及び第2の抵抗の他端が
それぞれ前記第2の第2型MOSトランジスタのソース
及び前記第3の第1凰MOSトランジスタのドレインに
接続され、前記第3の第1型N幻Sトランジスタのド1
ツインを出力端とし、前記第1のダイオードの他端と前
記第1の第2WM)Sトランジスタのソースが接続され
、前記第2の第1型MOSトランジスタのドレインと前
記第1〜第3の第1型MOSトランジスタのゲートが互
いに接続され、前記第1の第2 W MOS )ランジ
スタのドレインと前記第1〜第2の第27JI MOS
)ランジスタのゲートが互いに接続されて構成され、
更に、本発明に係る定電圧回路の前記第1〜第3のダイ
オードは。Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the constant voltage circuit according to the present invention has the following features:
first to third first type MOs whose sources are connected to the power supply terminal;
an S transistor, first and second first type N-phantom S transistors whose drains are connected to the drains of the first and second first type 'MDS transistors, respectively; 1N third diode, and the second
.. a first and a second resistor respectively connected to the other end of the third diode, and the other ends of the first and second resistors are connected to the source of the second second type MOS transistor and the second type MOS transistor, respectively. connected to the drain of the third first type N-type S transistor;
The twin is an output terminal, the other end of the first diode is connected to the source of the first and second WM)S transistors, and the drain of the second first type MOS transistor and the first to third MOS transistors are connected to each other. The gates of the type 1 MOS transistors are connected to each other, and the drains of the first and second MOS transistors and the first to second 27th JI MOS transistors are connected to each other.
) consisting of transistor gates connected to each other,
Furthermore, the first to third diodes of the constant voltage circuit according to the present invention are as follows.
それぞれウェルをベースとし、かかるウェル内に構成さ
れたドレインと同一の1穐で作られる2つの対向する電
極をエミッタ及びコレクタとする2チラルトランジスタ
のベース・コレクタショート型のダイオードであること
を特徴とする。It is characterized by being a base-collector short type diode of a bichiral transistor whose base is a well, and whose emitter and collector are two opposing electrodes made of the same material as the drain configured in the well. shall be.
本発明は、第1及び第2のダイオードの電流密度を異な
らせ、その順方向電圧の差ΔVを第1の抵抗の両端に発
生させ、その電圧を第2の抵抗:第1の抵抗でMOS
)ランジスタを用いて増幅させ、第2の抵抗と第3のダ
イオードの順方向電圧との和を出力とする定電圧回路で
ある。尚、 CMOSプロセスで作ることが可能なダイ
オードは一端が電源又は基準電圧に接続されており、第
3図から容易に類推することはできない。In the present invention, the current densities of the first and second diodes are made different, a difference in forward voltage ΔV is generated across the first resistor, and the voltage is applied to the MOS with the second resistor and the first resistor.
) This is a constant voltage circuit that amplifies the voltage using a transistor and outputs the sum of the forward voltage of the second resistor and the third diode. Note that a diode that can be manufactured using a CMOS process has one end connected to a power supply or reference voltage, and cannot be easily inferred from FIG. 3.
実瘤例
次に本発明をその好ましい各実洩例について図面を参照
しながら具体的に説明する。EXAMPLES OF EXAMPLES Next, preferred examples of the present invention will be specifically explained with reference to the drawings.
第1図は本発明の一実栂例を示す回路構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an example of the present invention.
第1図を参照するに、電源12にソースが接続されたP
チャネルMOSトランジスタ1,2.3はトランジスタ
2を供給側とするカレントミラーを構成しており、ゲー
トサイズが等しいとすれば、それぞれ等しいドレイン電
流が流れている。従って。Referring to FIG. 1, P
The channel MOS transistors 1, 2.3 constitute a current mirror with the transistor 2 on the supply side, and if the gate sizes are the same, then the same drain current flows respectively. Therefore.
各々トランジスタ4、トランジスタ5と抵抗9、抵抗l
Oを介してダイオード6.7.8に流れる電流も等しい
。ここで、ダイオード6と7のサイズ比をl:10とす
れば、その順方向電圧の差ΔVは前記式(1)と同様に
下記式(3)により与えられる。Transistor 4, transistor 5 and resistor 9, resistor l respectively
The current flowing through the diode 6.7.8 through O is also equal. Here, if the size ratio of the diodes 6 and 7 is 1:10, the difference in forward voltage ΔV is given by the following equation (3) similarly to the above equation (1).
ΔV= 上1in A’−−0−−−−−1−11,−
1,−0−0,−=、=−90,(3)q 8m
ここで、 Eh、f3tはダイオード6.7のサイズで
ある。ΔV= Upper 1 inch A'--0------1-11,-
1, -0-0, -=, = -90, (3) q 8m Here, Eh and f3t are the sizes of the diode 6.7.
St/5s−10テロ ルカラ、 T=300°K K
テΔV=60mVとなる。その温度係数は(2)式と
同様に0.2mV/degである。Nチャネル■Sトラ
ンジスタ4,5のゲートサイズが等しいとすれば、その
ドレイン電流は前述のように等しいので、ゲート・ソー
ス間電圧も等しい。従って、キルヒホフの法則から、抵
抗9の両地の電圧はΔVに等しいことがわかる。St/5s-10 Tero Lucara, T=300°K K
TeΔV=60mV. Its temperature coefficient is 0.2 mV/deg, similar to equation (2). If the gate sizes of N-channel ■S transistors 4 and 5 are equal, their drain currents are equal as described above, and therefore the gate-source voltages are also equal. Therefore, from Kirchhoff's law, it can be seen that the voltage across the resistor 9 is equal to ΔV.
抵抗9と10の比を1:10とすれば、前述のように等
しい電流がこれらに流れているので、抵抗10の両端の
電圧は抵抗9の両端の電圧の10倍、すなわち10ΔV
であり、その温度係数は2mV/degである。この電
圧と、ダイオード8の鷹方向電圧約700mV(温度係
数−2mV/deg)を加算することにより、出力1子
11の電圧Voは1300mVで温度係数がOとなる。If the ratio of resistors 9 and 10 is 1:10, the voltage across resistor 10 is 10 times the voltage across resistor 9, or 10ΔV, since equal currents are flowing through them as described above.
and its temperature coefficient is 2 mV/deg. By adding this voltage to the vertical voltage of the diode 8 of about 700 mV (temperature coefficient -2 mV/deg), the voltage Vo of the output 1 element 11 becomes 1300 mV and the temperature coefficient becomes O.
すなわち、温度によらない定電圧回路が、 MO8トラ
ンジスタとダイオードのみで実現できた。In other words, a constant voltage circuit independent of temperature was realized using only MO8 transistors and diodes.
なお、ダイオードのサイズ比あるいは抵抗比は上記例に
とられれることなく任意に選択できる。Note that the size ratio or resistance ratio of the diodes can be arbitrarily selected without being limited to the above example.
また、トランジスタの比も必ずしも1:1:1でなくて
もよく%m:1:nとすることができる。Furthermore, the ratio of the transistors does not necessarily have to be 1:1:1 and can be %m:1:n.
また、あえて温度係数をOでない任意の値に設定するこ
ともできる。Furthermore, the temperature coefficient can be intentionally set to any value other than O.
82図は本発明に用いるダイオードの構成に関するもの
であり、CMO8fiICの断面図を示している。FIG. 82 relates to the configuration of a diode used in the present invention, and shows a cross-sectional view of a CMO8fi IC.
31はN型の基板であり、32.33はPウェルである
。図中のN、PはそれぞれN型半導体、P型半導体であ
るととを示し、ハツチングされた部分は引き出し電極を
示している。PチャネルMOSトランジスタは、ゲート
30.ドレイン34、ソース35からなり、基板を電源
44に接続するための電極として36が設けられている
。NチャネルMOSトランジスタはPウェル&の内に、
ドレイン37とソース38及びウェルとソースを接続す
るための電極39及びゲート40からなる。このように
NチャネルMOSトランジスタのソース電極とバックゲ
ート(すなわちウェル)の電位を等しくすることにより
、第1図のトランジスタ4と5のそれぞれのパンクゲー
ト効果によるドレイン電流の違いを生じさせずにすみ、
精度を向上できる。ウェル33をベース、N型電極41
をエミッタ、N型電極42をコレクタとするラテラyv
NPN )ランジスタのペース引き出し電極43とコ
レクタ42をショートし九〇−Bショートトランジスタ
を構成すれば、このトランジスタが等測的にダイオード
となることは周知である。従って、この構成によってC
MO8I C内に容易にダイオードを形成することがで
きる。31 is an N type substrate, and 32 and 33 are P wells. N and P in the figure represent an N-type semiconductor and a P-type semiconductor, respectively, and the hatched portion represents an extraction electrode. The P-channel MOS transistor has a gate 30. It consists of a drain 34 and a source 35, and an electrode 36 is provided for connecting the substrate to a power source 44. The N-channel MOS transistor is in the P-well &
It consists of a drain 37 and a source 38, an electrode 39 for connecting the well and the source, and a gate 40. By making the potentials of the source electrode and the back gate (i.e., well) of the N-channel MOS transistor equal in this way, differences in drain current due to the puncture gate effect of transistors 4 and 5 in FIG. 1 can be avoided. ,
Accuracy can be improved. Well 33 as base, N type electrode 41
latera yv with the emitter and the N-type electrode 42 as the collector
It is well known that if a 90-B short transistor is formed by shorting the lead-out electrode 43 and collector 42 of an NPN transistor, this transistor becomes a diode isometrically. Therefore, with this configuration, C
A diode can be easily formed in MO8IC.
発明の詳細
な説明したように、本発明によれば、 MO8型ICの
内部に容易にバンドギャップ型の定電圧回路を形成する
ことが可能となり、とれにより、約1.3■で温度係数
Oの定電圧を発生するこ・とができ、ToるいFiあえ
て温度係数を任意に設定することもできる。As described in detail, according to the present invention, it is possible to easily form a band gap type constant voltage circuit inside an MO8 type IC, and due to the distortion, the temperature coefficient O is approximately 1.3. A constant voltage can be generated, and the temperature coefficient can be set arbitrarily.
これまでMO8型ICの内部に作ることができなかった
高精度の定電圧回路を実現できたことは工業的応用にお
いて大いに有用である。The ability to realize a high-precision constant voltage circuit, which has not been possible to create inside an MO8 type IC, is very useful in industrial applications.
第1図は本発明の一実池例を示す回路構成図、第2図は
ダイオードの構造を示すMO8屋ICの断面図、第3図
は従来のバイポーラ型ICに適した定電圧回路の回路図
である。
1〜3・・・PチャネルM)S )ランジスタ、4,5
・・・NチャネルMOSトランジスタ、6〜8・・・ダ
イオード、9.10・・・抵抗、11・・・出力端子、
12・・・電源。
21%22・・・抵抗、23〜25・・・NPN型バイ
ポーラトランジスタ、26 、27・・・抵抗、28・
・・出力端子、29・・・電源、30・・・Pチャネル
MOSトランジスタのゲート、31・・・N型基板、3
2〜33・・・Pウェル、謁・・・PチャネルMO8ト
ランジスタのドレイン%35・・・PチャネルMDSト
ランジスタのソース、36・・・PチャネルMOSトラ
ンジスタの基板(パックゲート)電極、37・・・Nチ
ャネル■Sトランジスタのドレイン、38・・・Nチャ
ネル■Sトランジスタのソース、39・・・Nチャネル
MOSトランジスタのウェル(バックゲート)電極、
40・・・NチャネルMOSトランジスタのゲート、4
1・・・ラテラル型NPN)ランジスタのエミッタ、4
2・・・ラテラルm NPN )ランジスタのコレクタ
、43・・・ラテラル型NPN )ランジスタのベース
特許出願人 日本電気株式会社
代 理 人 弁理士 熊谷雄太部Fig. 1 is a circuit configuration diagram showing an example of the present invention, Fig. 2 is a cross-sectional view of an MO8-Y IC showing the structure of a diode, and Fig. 3 is a circuit of a constant voltage circuit suitable for a conventional bipolar IC. It is a diagram. 1 to 3...P channel M)S) transistor, 4,5
...N-channel MOS transistor, 6-8...diode, 9.10...resistor, 11...output terminal,
12...Power supply. 21% 22... Resistor, 23-25... NPN bipolar transistor, 26, 27... Resistor, 28.
... Output terminal, 29... Power supply, 30... Gate of P channel MOS transistor, 31... N type substrate, 3
2 to 33... P well, audience... drain of P channel MO8 transistor %35... source of P channel MDS transistor, 36... substrate (pack gate) electrode of P channel MOS transistor, 37...・Drain of N channel ■S transistor, 38... Source of N channel ■S transistor, 39... Well (back gate) electrode of N channel MOS transistor,
40...N-channel MOS transistor gate, 4
1... Lateral type NPN) transistor emitter, 4
2...Lateral mNPN) Collector of transistor, 43...Lateral type NPN) Base of transistor Patent applicant: NEC Corporation Representative, Patent attorney Yutabe Kumagai
Claims (1)
Sトランジスタと、該第1及び第2の第1型MOSトラ
ンジスタのドレインにそれぞれドレインが接続された第
1及び第2の第2型MOSトランジスタと、一端が基準
電位に接続された第1〜第3のダイオードと、該第2、
第3のダイオードの他端にそれぞれ接続された第1及び
第2の抵抗とを有し、該第1及び第2の抵抗の他端がそ
れぞれ前記第2の第2型MOSトランジスタのソース及
び前記第3の第1型MOSトランジスタのドレインに接
続され、前記第3の第1型MOSトランジスタのドレイ
ンを出力端とし、前記第1のダイオードの他端と前記第
1の第2型MOSトランジスタのソースが接続され、前
記第2の第1型MOSトランジスタのドレインと前記第
1〜第3の第1型MOSトランジスタのゲートが互いに
接続され、前記第1の第2型MOSトランジスタのドレ
インと前記第1〜第2の第2型MOSトランジスタのゲ
ートが互いに接続されたことを特徴とする定電圧回路。first to third first type MOs whose sources are connected to the power supply terminal;
an S transistor, first and second second type MOS transistors whose drains are respectively connected to the drains of the first and second first type MOS transistors, and first to second type MOS transistors whose one ends are connected to a reference potential. 3, the second diode,
a first and a second resistor respectively connected to the other end of the third diode, and the other ends of the first and second resistors are connected to the source of the second second type MOS transistor and the second type MOS transistor, respectively. A third MOS transistor is connected to the drain of the first type MOS transistor, with the drain of the third first type MOS transistor serving as an output terminal, and the other end of the first diode and the source of the first second type MOS transistor. are connected to each other, the drain of the second first type MOS transistor and the gates of the first to third first type MOS transistors are connected to each other, and the drain of the first second type MOS transistor and the first type MOS transistor are connected to each other. ~A constant voltage circuit characterized in that gates of second type 2 MOS transistors are connected to each other.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16421588A JPH0212509A (en) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Constant voltage circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16421588A JPH0212509A (en) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Constant voltage circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0212509A true JPH0212509A (en) | 1990-01-17 |
Family
ID=15788855
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16421588A Pending JPH0212509A (en) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Constant voltage circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0212509A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6204724B1 (en) | 1998-03-25 | 2001-03-20 | Nec Corporation | Reference voltage generation circuit providing a stable output voltage |
US6870421B2 (en) | 2002-03-15 | 2005-03-22 | Seiko Epson Corporation | Temperature characteristic compensation apparatus |
JP2009199482A (en) * | 2008-02-25 | 2009-09-03 | Seiko Epson Corp | Band-gap reference circuit |
US8100369B2 (en) | 2008-01-21 | 2012-01-24 | Erico International Corporation | I-beam seismic sway brace clamp |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62212713A (en) * | 1986-03-14 | 1987-09-18 | Hitachi Ltd | Mis voltage stabilizing device |
-
1988
- 1988-06-30 JP JP16421588A patent/JPH0212509A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62212713A (en) * | 1986-03-14 | 1987-09-18 | Hitachi Ltd | Mis voltage stabilizing device |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6204724B1 (en) | 1998-03-25 | 2001-03-20 | Nec Corporation | Reference voltage generation circuit providing a stable output voltage |
US6870421B2 (en) | 2002-03-15 | 2005-03-22 | Seiko Epson Corporation | Temperature characteristic compensation apparatus |
US8100369B2 (en) | 2008-01-21 | 2012-01-24 | Erico International Corporation | I-beam seismic sway brace clamp |
JP2009199482A (en) * | 2008-02-25 | 2009-09-03 | Seiko Epson Corp | Band-gap reference circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4583037A (en) | High swing CMOS cascode current mirror | |
US4935690A (en) | CMOS compatible bandgap voltage reference | |
US7088085B2 (en) | CMOS bandgap current and voltage generator | |
JP2513926B2 (en) | CMOS bandgap voltage reference circuit | |
JP4194237B2 (en) | Voltage generation circuit and reference voltage source circuit using field effect transistor | |
JPH08234853A (en) | Ptat electric current source | |
KR920005259B1 (en) | Voltage source | |
US4647841A (en) | Low voltage, high precision current source | |
JPH02121012A (en) | Circuit apparatus by complementary mos art | |
US4618833A (en) | Operational amplifier offset trim that does not change the offset potential temperature drift | |
US20040108887A1 (en) | Low noise resistorless band gap reference | |
JP3694348B2 (en) | CMOS circuit for supplying bandgap reference voltage | |
JPH0212509A (en) | Constant voltage circuit | |
JPH0794988A (en) | Mos type semiconductor clamping circuit | |
JP4729081B2 (en) | Voltage generation circuit and reference voltage source circuit using field effect transistor | |
JP4194637B2 (en) | Voltage generation circuit and reference voltage source circuit using field effect transistor | |
JPH02253319A (en) | Reference voltage circuit | |
Schade et al. | A low-voltage BiMOS op amp | |
US7233175B2 (en) | Amplitude limiting circuit | |
JPH09181587A (en) | Bipolar transistor circuit provided with free collector terminal | |
JPH10198447A (en) | Band gap reference circuit | |
JP4121781B2 (en) | Reference voltage source circuit using field effect transistor | |
JP2701331B2 (en) | Bias circuit | |
JPH0749722A (en) | Constant current circuit | |
JP2996551B2 (en) | Current mirror circuit device |