JPH0134404B2 - - Google Patents
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- JPH0134404B2 JPH0134404B2 JP1070682A JP1070682A JPH0134404B2 JP H0134404 B2 JPH0134404 B2 JP H0134404B2 JP 1070682 A JP1070682 A JP 1070682A JP 1070682 A JP1070682 A JP 1070682A JP H0134404 B2 JPH0134404 B2 JP H0134404B2
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- coupling
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 58
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 55
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 55
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 6
- 238000001259 photo etching Methods 0.000 description 4
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、VHF〜SHF帯における、TEM線
路を用いた分布結合回路に関するものである。
路を用いた分布結合回路に関するものである。
第１図に従来より実用化されているマイクロス
トリツプ線路を用いた帯域通過フイルタの例を示
す。（ここで説明する線路構造は以下すべてマイ
クロストリツプ線路で行う。ストリツプ線路の場
合も同様であるので特に線路構造を区別しての説
明は行なわない。） 図において、１１は誘電体基板、１２は導体膜
で形成される接地導体、１３〜１７はフオトエツ
チング等の技術を利用して所定のパターンに作ら
れた導体である。
トリツプ線路を用いた帯域通過フイルタの例を示
す。（ここで説明する線路構造は以下すべてマイ
クロストリツプ線路で行う。ストリツプ線路の場
合も同様であるので特に線路構造を区別しての説
明は行なわない。） 図において、１１は誘電体基板、１２は導体膜
で形成される接地導体、１３〜１７はフオトエツ
チング等の技術を利用して所定のパターンに作ら
れた導体である。
このうち１３，１４は入出力線路、１５，１
６，１７はλg／２型共振線路である。共振器相互の 結合、および入出力と共振器間の結合は互に平行
し、対向するλg／４区間で行なわれる。この平行結 合区間は、共振器間結合（たとえば共振線路１５
と共振線路１６）は結合度が小さいため線路間の
間隔が広く、入出力の結合（たとえば入力線路１
３と共振線路１５）は結合度が共振器間結合に比
し１桁程度大きくなるため、線路間隔も狭く、か
つインピーダンス結合上線路の幅も狭くする必要
がある。第２図に入力結合部の詳細を示す。第１
図と同一の番号は全く同一のものを表わす。図で
わかるように入力線路１３と共振線路１５との間
にλg／４の長さの平行結合部が設けられており、そ の平行結合部間の間隔はＳで示されている。第２
図に示す分布結合回路の等価回路は第３図に示す
通りである。４１，４２は入出力端子、４３，４
４は特性インピーダンスZo、λg／４の長さを持つ一 様線路、４５はアドミタンス・インバータ（パラ
メータJo）を表わす。（第２図および第３図の関
係は、M.Makimoto et.al“Bandpass Filters
Using Parallel Coupled Stripline Stepped
Impedance Resonators”、IEEE M.T.T VoL.
MTT−28、No.12、Dec1980.PP1413〜1417に導
出されている。） 第３図の回路のＦ行列を〔Fa〕とおくとｊを
虚数とし、 の如く表現できる。
６，１７はλg／２型共振線路である。共振器相互の 結合、および入出力と共振器間の結合は互に平行
し、対向するλg／４区間で行なわれる。この平行結 合区間は、共振器間結合（たとえば共振線路１５
と共振線路１６）は結合度が小さいため線路間の
間隔が広く、入出力の結合（たとえば入力線路１
３と共振線路１５）は結合度が共振器間結合に比
し１桁程度大きくなるため、線路間隔も狭く、か
つインピーダンス結合上線路の幅も狭くする必要
がある。第２図に入力結合部の詳細を示す。第１
図と同一の番号は全く同一のものを表わす。図で
わかるように入力線路１３と共振線路１５との間
にλg／４の長さの平行結合部が設けられており、そ の平行結合部間の間隔はＳで示されている。第２
図に示す分布結合回路の等価回路は第３図に示す
通りである。４１，４２は入出力端子、４３，４
４は特性インピーダンスZo、λg／４の長さを持つ一 様線路、４５はアドミタンス・インバータ（パラ
メータJo）を表わす。（第２図および第３図の関
係は、M.Makimoto et.al“Bandpass Filters
Using Parallel Coupled Stripline Stepped
Impedance Resonators”、IEEE M.T.T VoL.
MTT−28、No.12、Dec1980.PP1413〜1417に導
出されている。） 第３図の回路のＦ行列を〔Fa〕とおくとｊを
虚数とし、 の如く表現できる。
ところで第２図に示した従来の分布結合回路で
は入力線路１３と共振線路１５の平行結合部の間
隔Ｓであらわされるギヤツプ２０は、基板１１の
厚さＨ（第１図ｂに示す。）が一定であれば、結合
度が大きくなると狭くなる。結合度は、フイルタ
の通過帯域幅に比例して増大するから、ギヤツプ
間隔Ｓはフイルタの通過帯域幅に逆比例する。と
ころが、ギヤツプ間隔Ｓは、フオトエツチングの
精度上限界があり、ある一定値以下にすることは
できない。従つて基板１１の厚さＨが指定された
ならば、実現できるフイルタの帯域幅の上限はフ
オトエツチングの精度上決められてしまうもので
ある。これ以上の帯域幅のフイルタを実現するた
めには、基板１１の厚さＨを大にしてＳを大きく
する必要（結合度はＳ／Ｈが一定であれば同一の
値となる）があり、回路パターン自体も大きくな
り、コスト上昇を伴うことになる。
は入力線路１３と共振線路１５の平行結合部の間
隔Ｓであらわされるギヤツプ２０は、基板１１の
厚さＨ（第１図ｂに示す。）が一定であれば、結合
度が大きくなると狭くなる。結合度は、フイルタ
の通過帯域幅に比例して増大するから、ギヤツプ
間隔Ｓはフイルタの通過帯域幅に逆比例する。と
ころが、ギヤツプ間隔Ｓは、フオトエツチングの
精度上限界があり、ある一定値以下にすることは
できない。従つて基板１１の厚さＨが指定された
ならば、実現できるフイルタの帯域幅の上限はフ
オトエツチングの精度上決められてしまうもので
ある。これ以上の帯域幅のフイルタを実現するた
めには、基板１１の厚さＨを大にしてＳを大きく
する必要（結合度はＳ／Ｈが一定であれば同一の
値となる）があり、回路パターン自体も大きくな
り、コスト上昇を伴うことになる。
本発明は、同一のフオト・エツチング技術を用
いて平行結合線路の結合度を大幅に大きくできる
結合回路を提供するものであり、この基本構成を
第４図に示す。図において３１，３２は入出力線
路（あるいは共振器の一部とみなしてもよい）
で、線路３１は線路幅の狭い突出部３３，３４に
分割され、同じく線路３２は、突出部３５，３６
に分割される。前記４個の突出部はそれぞれ先端
開放であり、互いに平行し隣接する突出部３３，
３５および３４，３６は開放端が逆向きになるよ
うに構成され結合長λg／４、結合間隔S1、S2で結合 する平行結合部構成をとる。また図において突出
部３５，３６の間隔をS3とし、S1＝S2≪S3とする
と、結合部間に生じやすい不要結合を無視でき、
結合部の設計が容易となる。また図から明らかな
ように、平行結合部は、２ケ所となり、線路幅も
小さくできるため、結合の増大とともに、結合部
の小型化も実現可能となる。
いて平行結合線路の結合度を大幅に大きくできる
結合回路を提供するものであり、この基本構成を
第４図に示す。図において３１，３２は入出力線
路（あるいは共振器の一部とみなしてもよい）
で、線路３１は線路幅の狭い突出部３３，３４に
分割され、同じく線路３２は、突出部３５，３６
に分割される。前記４個の突出部はそれぞれ先端
開放であり、互いに平行し隣接する突出部３３，
３５および３４，３６は開放端が逆向きになるよ
うに構成され結合長λg／４、結合間隔S1、S2で結合 する平行結合部構成をとる。また図において突出
部３５，３６の間隔をS3とし、S1＝S2≪S3とする
と、結合部間に生じやすい不要結合を無視でき、
結合部の設計が容易となる。また図から明らかな
ように、平行結合部は、２ケ所となり、線路幅も
小さくできるため、結合の増大とともに、結合部
の小型化も実現可能となる。
本発明による結合部の等価回路は、第５図のよ
うに表わすことができる。
うに表わすことができる。
ここで５１，５２は入出力端子、５３〜５６は
特性インピーダンスZp、線路長λg／４の一様線路、 ５７，５８はJpなるパラメータを持つアドミタン
スインバータである。
特性インピーダンスZp、線路長λg／４の一様線路、 ５７，５８はJpなるパラメータを持つアドミタン
スインバータである。
また第５図のＦ行列を〔Fb〕とすると、
で表わせる。
従つて〔Fb〕の値を式と同じになるように
選ぶことにより、すなわち JoZo2＝JpZp 2／２ 式の関係が成立するように各値を選択するな
らば、本発明の結合方式は第２図に示した従来の
結合方式と全く同一に置き換えることができるの
で、結合方式部分を除き、他の部分は従来の回路
設計通りに行うことができ、設計自体がきわめて
容易となる利点を有する。
選ぶことにより、すなわち JoZo2＝JpZp 2／２ 式の関係が成立するように各値を選択するな
らば、本発明の結合方式は第２図に示した従来の
結合方式と全く同一に置き換えることができるの
で、結合方式部分を除き、他の部分は従来の回路
設計通りに行うことができ、設計自体がきわめて
容易となる利点を有する。
以上の例は分岐平行結合部が２ケ所の場合を例
に述べたが本発明は分岐平行結合部が２ケ所以上
の場合に適用される。
に述べたが本発明は分岐平行結合部が２ケ所以上
の場合に適用される。
また分岐平行結合部は第６図に示す様な形状で
あつても、第４図とまつたく同様に機能する。
あつても、第４図とまつたく同様に機能する。
第６図に示す各符号は第４図の同符号のものと
対応する。
対応する。
第７図は、３段構成の帯域通過フイルタに実施
した実施例を示す。ここで、６１，６２は入出力
線路、６３，６４，６５はλg／２共振線路、６６， ６７が分布結合部を示す。ところで第１図に示す
従来例との比較を行う。フイルタの帯域巾を30〜
40％、段数３段とし、比誘電率εr＝2.5、厚さ1.0
mmの誘電体を用い、マイクロ・ストリツプ線路で
構成する場合を考える。
した実施例を示す。ここで、６１，６２は入出力
線路、６３，６４，６５はλg／２共振線路、６６， ６７が分布結合部を示す。ところで第１図に示す
従来例との比較を行う。フイルタの帯域巾を30〜
40％、段数３段とし、比誘電率εr＝2.5、厚さ1.0
mmの誘電体を用い、マイクロ・ストリツプ線路で
構成する場合を考える。
この時第１図の従来の構成では、入出力結合部
の線路間隔は38〜40μとなるのに対し、本発明の
手法を用いるとZp＝80〜90Ωに選び、最小の線路
間隔（入出力結合部）は120〜150μとなる。即ち
ギヤツプは３〜４倍に拡大されるため製作の容易
さ、製品の歩留は格段に向上する。また逆に、入
出力の線路間隔の最小値を150μとすると、第１
図に示す従来例では帯域幅10％程度のフイルタし
か実現できないのに対し、本発明では帯域幅30〜
40％のフイルタが実現できる。即ち、本発明は製
作上の規制がある場合は帯域幅を３〜４倍に拡大
することができる利点を有する。
の線路間隔は38〜40μとなるのに対し、本発明の
手法を用いるとZp＝80〜90Ωに選び、最小の線路
間隔（入出力結合部）は120〜150μとなる。即ち
ギヤツプは３〜４倍に拡大されるため製作の容易
さ、製品の歩留は格段に向上する。また逆に、入
出力の線路間隔の最小値を150μとすると、第１
図に示す従来例では帯域幅10％程度のフイルタし
か実現できないのに対し、本発明では帯域幅30〜
40％のフイルタが実現できる。即ち、本発明は製
作上の規制がある場合は帯域幅を３〜４倍に拡大
することができる利点を有する。
第８図は本発明の他の実施例を示すもので、イ
ンピーダンス変成器に適用した場合の例である。
ここで、７１，７２は変成器の入出力端子、７３
は本発明による分布結合回路、７４は出力端子に
接続された負荷インピーダンスをあらわす。
ンピーダンス変成器に適用した場合の例である。
ここで、７１，７２は変成器の入出力端子、７３
は本発明による分布結合回路、７４は出力端子に
接続された負荷インピーダンスをあらわす。
いま結合部のＦ行列を式、負荷インピーダン
スをZLとすると、入力端子７１からみた入力イン
ピーダンスZiは Zi＝（JpZp 2）2／4ZL とあらわせるため、インピーダンス変成器として
利用できる。
スをZLとすると、入力端子７１からみた入力イン
ピーダンスZiは Zi＝（JpZp 2）2／4ZL とあらわせるため、インピーダンス変成器として
利用できる。
この構成にすると、結合度を大きくして設計可
能であるため、インピーダンス変成比（Zi／ZL）
が大きい場合にも適用できるほか、Zi＞ZLの場合
従来のλg／４長変成器に比し小型化できる利点があ る。
能であるため、インピーダンス変成比（Zi／ZL）
が大きい場合にも適用できるほか、Zi＞ZLの場合
従来のλg／４長変成器に比し小型化できる利点があ る。
また従来方式ではインピーダンス比が与えられ
ると線路インピーダンスが一義的に定まるのに対
し、本発明はZP、Jpの二つのパラメータで決定さ
れるため、回路構成上の自由度が大きくなる利点
を有する。
ると線路インピーダンスが一義的に定まるのに対
し、本発明はZP、Jpの二つのパラメータで決定さ
れるため、回路構成上の自由度が大きくなる利点
を有する。
以上のように本発明は、一先端が開放の複数の
平行突出線路を設けた第１、第２の線路を有し、
その第１、第２の線路における平行突出線路の
各々１本を１組として互いに平行に対向させるこ
とにより、対向した各組の平行突出線路間同士
で、使用する周波数帯の中心周波数の波長の４分
の１の結合長を有する複数組の平行分布結合部を
構成するとともに、前記平行分布結合部間の分布
結合を無視できるような間隔に、前記各線路にお
ける複数組の平行分布結合部を互いに離して設け
たことを特徴とするもので、それをフイルタ、イ
ンピーダンス変成器等に適用することにより、従
来方式では実現し得なかつた広帯域、あるいは、
大きなインピーダンス比が容易に実現できその工
業的価値はきわめて大きいものである。
平行突出線路を設けた第１、第２の線路を有し、
その第１、第２の線路における平行突出線路の
各々１本を１組として互いに平行に対向させるこ
とにより、対向した各組の平行突出線路間同士
で、使用する周波数帯の中心周波数の波長の４分
の１の結合長を有する複数組の平行分布結合部を
構成するとともに、前記平行分布結合部間の分布
結合を無視できるような間隔に、前記各線路にお
ける複数組の平行分布結合部を互いに離して設け
たことを特徴とするもので、それをフイルタ、イ
ンピーダンス変成器等に適用することにより、従
来方式では実現し得なかつた広帯域、あるいは、
大きなインピーダンス比が容易に実現できその工
業的価値はきわめて大きいものである。
第１図ａは従来のマイクロストリツプ線路共振
器を用いた分布結合帯域通過フイルタの平面図、
第１図ｂはその側断面図、第２図は同入力結合部
の拡大図、第３図は第１図に示す従来の分布結合
回路の等価回路を示すブロツク図、第４図は本発
明の分布結合回路の一実施例を示す平面図、第５
図は第４図に示す本発明の一実施例における分布
結合回路の等価回路を示すブロツク図、第６図は
本発明の分布結合回路の他の実施例を示す平面
図、第７図は本発明の分布結合回路を用いた帯域
通過フイルタの構成例を示す平面図、第８図は本
発明をインピーダンス変成器への適用した例を示
す平面図である。 １１……誘電体基板、１３，１４……入出力線
路、１５，１６，１７……λg／２共振器、６１，６ ２……入出力線路、６３，６４，６５……λg／２共 振器、６６，６７……本発明の分布結合回路部。
器を用いた分布結合帯域通過フイルタの平面図、
第１図ｂはその側断面図、第２図は同入力結合部
の拡大図、第３図は第１図に示す従来の分布結合
回路の等価回路を示すブロツク図、第４図は本発
明の分布結合回路の一実施例を示す平面図、第５
図は第４図に示す本発明の一実施例における分布
結合回路の等価回路を示すブロツク図、第６図は
本発明の分布結合回路の他の実施例を示す平面
図、第７図は本発明の分布結合回路を用いた帯域
通過フイルタの構成例を示す平面図、第８図は本
発明をインピーダンス変成器への適用した例を示
す平面図である。 １１……誘電体基板、１３，１４……入出力線
路、１５，１６，１７……λg／２共振器、６１，６ ２……入出力線路、６３，６４，６５……λg／２共 振器、６６，６７……本発明の分布結合回路部。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一先端が開放の複数の平行突出線路を設けた
第１、第２の線路を有し、 その第１、第２の線路における平行突出線路の
各々１本を１組として互いに平行に対向させるこ
とにより、対向した各組の平行突出線路間同士
で、使用する周波数帯の中心周波数の波長の４分
の１の結合長を有する複数組の平行分布結合部を
構成するとともに、 前記平行分布結合部間の分布結合を無視できる
ような間隔に、前記各線路における複数組の平行
分布結合部を互いに離して設けたことを特徴とす
る分布結合回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1070682A JPS58129802A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | 分布結合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1070682A JPS58129802A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | 分布結合回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58129802A JPS58129802A (ja) | 1983-08-03 |
| JPH0134404B2 true JPH0134404B2 (ja) | 1989-07-19 |
Family
ID=11757738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1070682A Granted JPS58129802A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | 分布結合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58129802A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60229501A (ja) * | 1984-04-27 | 1985-11-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流阻止回路 |
| JPH02134706U (ja) * | 1989-04-13 | 1990-11-08 | ||
| JPH03262303A (ja) * | 1990-03-13 | 1991-11-22 | Tokimec Inc | 分布型結合フィルタ |
| US5825263A (en) * | 1996-10-11 | 1998-10-20 | Northern Telecom Limited | Low radiation balanced microstrip bandpass filter |
| EP3754780B1 (en) | 2019-06-17 | 2022-07-27 | Carrier Corporation | A microstrip dc block |
-
1982
- 1982-01-26 JP JP1070682A patent/JPS58129802A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58129802A (ja) | 1983-08-03 |
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