JPH0132754B2 - - Google Patents
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- JPH0132754B2 JPH0132754B2 JP58014382A JP1438283A JPH0132754B2 JP H0132754 B2 JPH0132754 B2 JP H0132754B2 JP 58014382 A JP58014382 A JP 58014382A JP 1438283 A JP1438283 A JP 1438283A JP H0132754 B2 JPH0132754 B2 JP H0132754B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は電圧制御範囲を広くすることが出来る
スイツチングレギユレータに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field The present invention relates to a switching regulator that can widen the voltage control range.
従来技術
第１図に示す従来のスイツチングレギユレータ
は、直流電源１にスイツチングトランジスタ２を
接続し、このトランジスタ２の断続動作によつて
直流電圧を断続して出力電圧を調整するように構
成されている。尚、平滑された所望レベルの直流
を得るためにトランジスタ２に直列に出力トラン
ス３が接続され、この２次側にダイオード４とコ
ンデンサ５とから成る整流平滑回路６が設けられ
ている。Prior Art The conventional switching regulator shown in Fig. 1 has a switching transistor 2 connected to a DC power supply 1, and the output voltage is adjusted by intermittent operation of the transistor 2 to intermittent the DC voltage. It is configured. An output transformer 3 is connected in series with the transistor 2 in order to obtain a smoothed direct current of a desired level, and a rectifying and smoothing circuit 6 comprising a diode 4 and a capacitor 5 is provided on the secondary side of the output transformer 3.
スイツチングトランジスタ２断続用の制御パル
スを供給するための回路は、大別して制御信号発
生回路７と、三角波電圧発生回路８と、電圧比較
器９と、駆動回路１０とから成る。制御信号発生
回路７は平滑回路６の出力段に得られる出力電圧
と基準電圧との差に対応した電圧を得るための誤
差増幅器と、この前段又は後段に設けられた出力
電圧調整用可変抵抗とを含む公知の回路であり、
所望出力電圧に対応したレベルの電圧を送出する
回路である。制御信号は原理的にはそのまま比較
器９の一方の入力端子（＋）に入力させても差支
えないが、この例では第１及び第２の直流電源ラ
イン１１，１２間に接続された第１及び第２の分
圧抵抗１３，１４と、一方の入力端子（＋）と他
方の直流電源ライン１２との間に接続された制御
トランジスタ１５とから成る制御電圧発生回路１
６によつて所望レベルの直流制御電圧を得て、こ
れを比較器９に入力させている。三角波電圧発生
回路８は比較器９の他方の入力端子（−）と第２
の直流電源ライン１２との間に接続されたコンデ
ンサ１８と、このコンデンサ１８に矩形波電圧を
印加する回路とから成る。矩形波電圧発生回路は
一対の電源ライン１１，１２間に接続された基準
電圧を得るための一対の分圧抵抗１９，２０と、
この一対の分圧抵抗１９，２０に中点から得られ
る基準電圧が一方の入力端子に入力される電圧比
較器２１と、この比較器２１の出力端子と他方の
入力端子との間に接続された抵抗２２と、出力端
子と電源ライン１１との間に接続された抵抗２３
と、出力端子と一方の入力端子との間に接続され
た抵抗２４とから成る。尚コンデンサ１８の端は
比較器２１の他方の入力端子に接続された他端は
電源ライン１２に接続されている。また制御パル
ス形成用比較器９の出力端子と電源ライン１１と
の間にプルアツプ抵抗１７が接続されている。 The circuit for supplying control pulses for switching on and off the switching transistor 2 is broadly divided into a control signal generation circuit 7, a triangular wave voltage generation circuit 8, a voltage comparator 9, and a drive circuit 10. The control signal generation circuit 7 includes an error amplifier for obtaining a voltage corresponding to the difference between the output voltage obtained at the output stage of the smoothing circuit 6 and a reference voltage, and a variable resistor for adjusting the output voltage provided in the preceding or subsequent stage. It is a known circuit including
This is a circuit that sends out a voltage at a level corresponding to a desired output voltage. In principle, the control signal can be inputted as it is to one input terminal (+) of the comparator 9, but in this example, the control signal can be inputted directly to one input terminal (+) of the comparator 9. and second voltage dividing resistors 13 and 14, and a control transistor 15 connected between one input terminal (+) and the other DC power supply line 12.
6 to obtain a DC control voltage of a desired level, and input this to a comparator 9. The triangular wave voltage generating circuit 8 is connected to the other input terminal (-) of the comparator 9 and the second input terminal (-) of the comparator 9.
The capacitor 18 is connected between the capacitor 18 and the DC power supply line 12, and a circuit that applies a rectangular wave voltage to the capacitor 18. The rectangular wave voltage generation circuit includes a pair of voltage dividing resistors 19 and 20 connected between a pair of power supply lines 11 and 12 to obtain a reference voltage;
A voltage comparator 21 is connected to one input terminal of which a reference voltage obtained from the midpoint of the pair of voltage dividing resistors 19 and 20 is input, and between the output terminal of this comparator 21 and the other input terminal. a resistor 22 connected between the output terminal and the power supply line 11; and a resistor 23 connected between the output terminal and the power supply line 11.
and a resistor 24 connected between the output terminal and one input terminal. Note that one end of the capacitor 18 is connected to the other input terminal of the comparator 21, and the other end is connected to the power supply line 12. Further, a pull-up resistor 17 is connected between the output terminal of the control pulse forming comparator 9 and the power supply line 11.
このように構成された回路に於いて制御信号発
生回路７から直流制御信号が発生すると、この制
御信号のレベルに対応した制御トランジスタ１５
の導通状態が得られ、トランジスタ１５のVCE即
ち抵抗値は制御信号に対応した値になる。そし
て、トランジスタ１５は抵抗１４に並列接続され
ているので、分圧点の電位即ち比較器９の一方の
入力端子に供給される。第２図Ａに示す直流制御
電圧VAは制御トランジスタ１５の抵抗即ちVCEに
対応して変化する。三角波電圧発生回路８のコン
デンサ１８は比較器２１の矩形波出力によつて制
御され、高レベル期間に充電され、低レベル期間
に放電する。そして、制御パルス形成用の比較器
９の他方の入力端子に第２図Ａに示す三角波電圧
VCを供給する。制御パルス形成用比較器９は第
２図Ａに示す直流制御電圧VAと三角波電圧VCと
の比較器に基づいて第２図Ｂに示す比較出力VO
即ち制御パルスを発生する。この制御パルスは駆
動回路１０を介してスイツチングトランジスタ２
のベースに印加されるので、トランジスタ２は第
２図Ｂの制御パルスに応答して断続する。制御信
号のレベルの変化に対応して直流制御電圧VAが
第２図Ａの実線から点線に変化すると、制御パル
スの幅も第２図Ｂで実線から点線に変化し、この
結果、直流出力電圧も変化する。 In the circuit configured as described above, when a DC control signal is generated from the control signal generation circuit 7, the control transistor 15 corresponds to the level of this control signal.
A conductive state is obtained, and the V CE of the transistor 15, that is, the resistance value becomes a value corresponding to the control signal. Since the transistor 15 is connected in parallel to the resistor 14, the voltage at the voltage dividing point is supplied to one input terminal of the comparator 9. The DC control voltage V A shown in FIG. 2A changes in response to the resistance of the control transistor 15, that is, V CE . The capacitor 18 of the triangular wave voltage generation circuit 8 is controlled by the rectangular wave output of the comparator 21, and is charged during the high level period and discharged during the low level period. Then, the triangular wave voltage shown in FIG. 2A is applied to the other input terminal of the comparator 9 for forming control pulses.
Supply V C. The control pulse forming comparator 9 generates a comparison output V O shown in FIG. 2B based on the comparator between the DC control voltage V A and the triangular wave voltage V C shown in FIG. 2A.
That is, a control pulse is generated. This control pulse is applied to the switching transistor 2 via the drive circuit 10.
, so that transistor 2 is turned on and off in response to the control pulse of FIG. 2B. When the DC control voltage V A changes from the solid line in Figure 2A to the dotted line in response to a change in the level of the control signal, the width of the control pulse also changes from the solid line to the dotted line in Figure 2B, and as a result, the DC output The voltage also changes.
ところで、スイツチングトランジスタ２を
100kHz程度の高い繰返し周波数で継続する場合
には、トランジスタ２の数μsの蓄積時間を無視す
ることが出来なくなり、パルス幅を大幅に狭くす
ることが不可能であつた。このため、制御範囲が
必然的に狭くなつた。蓄積時間を減少させるため
に、第３図に示す如くスイツチングトランジスタ
２のベース回路に抵抗２５，２６を接続する他
に、ダイオード２７，２８を接続し、更にコレク
タに至るようにダイオード２９を接続し、トラン
ジスタ２を不飽和動作させることがある。しか
し、ダイオード２７〜２９が必要になるばかりで
なく、効率を向上させることが困難になる。 By the way, switching transistor 2
When continuing at a high repetition frequency of about 100 kHz, the accumulation time of several μs of transistor 2 cannot be ignored, and it has been impossible to significantly narrow the pulse width. For this reason, the control range has inevitably become narrower. In order to reduce the storage time, in addition to connecting resistors 25 and 26 to the base circuit of the switching transistor 2 as shown in FIG. 3, diodes 27 and 28 are connected, and a diode 29 is further connected to the collector. However, the transistor 2 may operate in an unsaturated state. However, not only do diodes 27-29 become necessary, but it becomes difficult to improve efficiency.
発明の目的
そこで、本発明の目的は制御範囲を容易に拡大
することが出来るスイツチングレギユレータを提
供することにある。OBJECT OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to provide a switching regulator that can easily expand the control range.
発明の構成
上記目的を達成するための本発明は、出力電圧
を調整するために直流電圧を継続するスイツチン
グ素子と、前記出力電圧を制御するための直流制
御信号を発生する制御信号発生回路と、前記制御
信号に応答して直流制御電圧を発生する制御電圧
発生回路と、制御パルスを形成するための三角波
電圧を発生する三角波電圧発生回路と、一方の入
力端子に供給される前記直流制御電圧と他方の入
力端子に供給される前記三角波電圧とを比較して
前記スイツチング素子を継続制御するための制御
パルスを形成する電圧比較器と、前記三角波電圧
の発生周期が前記出力電圧を低減させる時に長く
なるように前記制御信号に直接又は間接に応答し
て前記三角波電圧の発生周期を制御する三角波電
圧周期制御回路とを備えたスイツチングレギユレ
ータに係わるものである。Structure of the Invention To achieve the above object, the present invention includes: a switching element that continues a DC voltage to adjust an output voltage; a control signal generation circuit that generates a DC control signal to control the output voltage; a control voltage generation circuit that generates a DC control voltage in response to the control signal; a triangular wave voltage generation circuit that generates a triangular wave voltage for forming control pulses; and the DC control voltage that is supplied to one input terminal. a voltage comparator that compares the triangular wave voltage supplied to the other input terminal to form a control pulse for continuously controlling the switching element; The present invention relates to a switching regulator including a triangular wave voltage cycle control circuit that controls the generation cycle of the triangular wave voltage in direct or indirect response to the control signal.
発明の効果
本発明においては、出力電圧を低減させる時
に、三角波電圧の周期を長くするので、制御パル
スの幅が狭くなると共に周期が長くなる。即ちパ
ルス幅制御と周波数制御が同時に行われる。これ
により、極めて小さい出力電圧を得ることがで
き、制御範囲の拡大が可能になる。Effects of the Invention In the present invention, when reducing the output voltage, the cycle of the triangular wave voltage is lengthened, so the width of the control pulse becomes narrower and the cycle becomes longer. That is, pulse width control and frequency control are performed simultaneously. This makes it possible to obtain an extremely small output voltage and expand the control range.
実施例
次に、第４図〜第７図を参照して本発明の実施
例に係わるスイツチングレギユレータについて述
べる。但し、第４図〜第７図に於いて、第１図〜
第３図と共通する部分には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。この実施例では第４図から明
らかなように、制御トランジスタ１５のコレクタ
と制御パルス形成用比較器９の一方の入力端子
（＋）との間に第１のダイオード３０が接続され、
またコンデンサ１８の一端と制御トランジスタ１
５のコレクタとの間に第２のダイオード３１と抵
抗３２との直列回路から成る三角波電圧周期制御
回路３３が接続されている。Embodiment Next, a switching regulator according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 4 to 7. However, in Figures 4 to 7, Figures 1 to 7
Components common to those in FIG. 3 are given the same reference numerals and their explanations will be omitted. In this embodiment, as is clear from FIG. 4, a first diode 30 is connected between the collector of the control transistor 15 and one input terminal (+) of the control pulse forming comparator 9.
Also, one end of the capacitor 18 and the control transistor 1
A triangular wave voltage cycle control circuit 33 consisting of a series circuit of a second diode 31 and a resistor 32 is connected between the collector of the voltage regulator 5 and the collector of the voltage regulator 5 .
この第４図の回路で出力電圧を上げるために制
御信号のレベルが低い場合には、制御トランジス
タ１５の抵抗値が大きくなり、制御電圧VAのレ
ベルが第５図Ａに示す如く高くなる。従つて、制
御電圧VAと三角波電圧VCとの比較に基づく出力
V0のパルス幅も比較的大きくなる。また抵抗３
１、ダイオード３２、制御トランジスタ１５を通
して流れる電流は無視することが出来る程小さ
い。従つて、高い出力電圧を得るために制御信号
のレベルが低く、これに応答して制御電圧VAの
レベルが高い時には、周波数をほぼ一定に保つて
パルス幅変調制御（PWM制御）を行うことが出
来る。 When the level of the control signal is low in order to increase the output voltage in the circuit of FIG. 4, the resistance value of the control transistor 15 becomes large, and the level of the control voltage V A becomes high as shown in FIG. 5A. Therefore, the output based on the comparison between the control voltage V A and the triangular wave voltage V C
The pulse width of V 0 also becomes relatively large. Also resistance 3
1. The current flowing through the diode 32 and the control transistor 15 is so small that it can be ignored. Therefore, in order to obtain a high output voltage, when the level of the control signal is low and the level of the control voltage V A is high in response, it is necessary to perform pulse width modulation control (PWM control) while keeping the frequency almost constant. I can do it.
一方、出力電圧を下げるために制御信号のレベ
ルが高くなると、制御トランジスタ１５の抵抗値
が小さくなり、これに基づき第６図に示す如く制
御電圧VAのレベルが低下する。また、第２のダ
イオード３２のオン期間が長くなると共に、抵抗
３１とダイオード３２と制御トランジスタ１５か
ら成るコンデンサ充電電流のバイパス回路の抵抗
が小さくなり、コンデンサ１８の充電速度が低下
し、第６図Ａに示す如くコンデンサ電圧即ち三角
波電圧VCが最大値になるまでの充電時間が長く
なり、結局三角波電圧VCの発生周期が長くなる。
このため、比較器９から得られる第６図Ｂの制御
パルスの周期も長くなり、周波数制御された状態
でパルスが発生する。この結果、デユテイ比を大
幅に小さくすることが可能になり、極めて小さい
出力電圧を得ることが出来る。 On the other hand, when the level of the control signal increases in order to lower the output voltage, the resistance value of the control transistor 15 decreases, and based on this, the level of the control voltage V A decreases as shown in FIG. Furthermore, as the on period of the second diode 32 becomes longer, the resistance of the bypass circuit for the capacitor charging current consisting of the resistor 31, the diode 32, and the control transistor 15 becomes smaller, and the charging speed of the capacitor 18 decreases. As shown in A, the charging time until the capacitor voltage, that is, the triangular wave voltage V C reaches its maximum value, becomes longer, and as a result, the generation cycle of the triangular wave voltage V C becomes longer.
Therefore, the period of the control pulse shown in FIG. 6B obtained from the comparator 9 also becomes longer, and the pulse is generated under frequency control. As a result, it becomes possible to significantly reduce the duty ratio and obtain an extremely low output voltage.
上述から明らかなように、本実施例によれば、
パルス幅制御と周波数制御との両方を共通の制御
信号に基づいて行うので、制御範囲を容易に拡大
することが出来る。 As is clear from the above, according to this example,
Since both pulse width control and frequency control are performed based on a common control signal, the control range can be easily expanded.
また、第６図Ｂの制御パルスの幅が小さくなる
と、周期が大になるので、スイツチングトランジ
スタ２の蓄積時間が大きくても低い出力電圧を得
ることが出来る。このため、第７図に示すような
飽和動作させる駆動回路でトランジスタ２を制御
し、スイツチングトランジスタ２を飽和動作させ
ても差支えない。この結果、駆動回路の単純化、
効率の効上が可能になる。 Furthermore, as the width of the control pulse shown in FIG. 6B becomes smaller, the cycle becomes longer, so even if the storage time of the switching transistor 2 is long, a low output voltage can be obtained. Therefore, there is no problem even if the transistor 2 is controlled by a drive circuit that operates in saturation as shown in FIG. 7, and the switching transistor 2 is operated in saturation. As a result, the drive circuit is simplified,
Efficiency can be improved.
変形例
(a) 第８図に示す如く、出力トランスを使用せず
にスイツチングトランジスタ２の出力をリアク
トルＬ、ダイオードＤ、コンデンサＣの平滑回
路６ａで平滑するスイツチングレギユレータに
も適用可能である。Modification example (a) As shown in Fig. 8, it can also be applied to a switching regulator in which the output of the switching transistor 2 is smoothed by a smoothing circuit 6a consisting of a reactor L, a diode D, and a capacitor C without using an output transformer. It is.
(b) 第４図では制御トランジスタ１５をパルス幅
制御と周波数制御とで共用しているが、独立に
周波数制御専用の制御トランジスタをコンデン
サ８に並列に接続し、これを制御信号で制御す
ることによつてコンデンサ１８の充電時間を制
御してもよい。(b) In Fig. 4, the control transistor 15 is used for both pulse width control and frequency control, but it is also possible to connect an independent control transistor dedicated to frequency control in parallel to the capacitor 8 and control it with a control signal. The charging time of the capacitor 18 may be controlled by.
(c) コンデンサ１８の放電時間を制御信号で制御
して周波数を変えるようにしてもよい。(c) The discharge time of the capacitor 18 may be controlled by a control signal to change the frequency.
(d) 実施例の制御信号発生回路７には誤差増幅器
が含まれ、閉ループ制御が行われているが、こ
れを開ループ制御とし、所望出力電圧を得るた
めの任意の制御信号を供給するようにしてもよ
い。(d) Although the control signal generation circuit 7 of the embodiment includes an error amplifier and performs closed-loop control, it is possible to perform open-loop control and supply an arbitrary control signal to obtain a desired output voltage. You may also do so.
第１図は従来のスイツチングレギユレータを示
す回路図、第２図は第１図の回路の各部の状態を
示す波形図、第３図は第１図のスイツチングトラ
ンジスタの不飽和駆動回路を示す回路図、第４図
は本発明の実施例に係わるスイツチングレギユレ
ータを示す回路図、第５図は第４図の回路のパル
ス幅制御の状態を示す各部の波形図、第６図は第
４図の回路の周波数制御の状態を示す各部の波形
図、第７図は第４図のスイツチングトランジスタ
の飽和駆動回路を示す回路図、第８図は変形例の
スイツチングレギユレータを示す回路図である。
１…電源、２…スイツチングトランジスタ、７
…制御信号発生回路、８…三角波電圧発生回路、
９…比較器、１０…駆動回路、１５…制御トラン
ジスタ、１６…制御電圧発生回路、１８…コンデ
ンサ、３０，３１…ダイオード、３２…抵抗、３
３…三角波電圧周期制御回路。
Figure 1 is a circuit diagram showing a conventional switching regulator, Figure 2 is a waveform diagram showing the state of each part of the circuit in Figure 1, and Figure 3 is an unsaturated drive circuit for the switching transistor in Figure 1. 4 is a circuit diagram showing a switching regulator according to an embodiment of the present invention, FIG. 5 is a waveform diagram of each part showing the state of pulse width control of the circuit in FIG. 4, and FIG. The figure is a waveform diagram of each part showing the state of frequency control of the circuit in Figure 4, Figure 7 is a circuit diagram showing the saturation drive circuit of the switching transistor in Figure 4, and Figure 8 is a modified example of the switching regulator. FIG. 1...Power supply, 2...Switching transistor, 7
...Control signal generation circuit, 8...Triangular wave voltage generation circuit,
9... Comparator, 10... Drive circuit, 15... Control transistor, 16... Control voltage generation circuit, 18... Capacitor, 30, 31... Diode, 32... Resistor, 3
3...Triangular wave voltage cycle control circuit.
Claims (1)
るスイツチング素子と、 前記出力電圧を制御するための直流制御信号を
発生する制御信号発生回路と、 前記制御信号に応答して直流制御電圧を発生す
る制御電圧発生回路と、 制御パルスを形成するための三角波電圧を発生
する三角波電圧発生回路と、 一方の入力端子に供給される前記直流制御電圧
と他方の入力端子に供給される前記三角波電圧と
を比較して前記スイツチング素子を断続制御する
ための制御パルスを形成する電圧比較器と、 前記三角波電圧の発生周期が前記出力電圧を低
減させる時に長くなるように前記制御信号に直接
又は間接に応答して前記三角波電圧の発生周期を
制御する三角波電圧周期制御回路と、 を備えたスイツチングレギユレータ。 ２ 前記三角波電圧発生回路は、充放電によつて
三角波電圧を発生するコンデンサを含む回路であ
り、 前記制御電圧発生回路は第１及び第２の直流電
源ライン間の直流電源電圧を分割して前記比較器
の一方の入力端子に供給するように接続された第
１及び第２の抵抗と、前記比較器の前記一方の入
力端子と前記第２の直流電源ラインとの間にダイ
オードを介して接続され且つ前記制御信号に応答
して抵抗値が変化するように形成された制御トラ
ンジスタとから成る回路であり、 前記三角波電圧周期制御回路は前記制御トラン
ジスタを介して前記コンデンサの充電電流の一部
を分流させるように前記コンデンサの一端と前記
制御トランジスタのコレクタとの間に接続された
抵抗とダイオードとの直列回路である特許請求の
範囲第１項記載のスイツチングレギユレータ。[Scope of Claims] 1. A switching element that intermittents DC voltage to adjust the output voltage; A control signal generation circuit that generates a DC control signal to control the output voltage; a control voltage generation circuit that generates a DC control voltage; a triangular wave voltage generation circuit that generates a triangular wave voltage for forming control pulses; a voltage comparator that compares the triangular wave voltage with the triangular wave voltage to form a control pulse for intermittent control of the switching element; A switching regulator comprising: a triangular wave voltage cycle control circuit that directly or indirectly responds to control the generation cycle of the triangular wave voltage. 2. The triangular wave voltage generation circuit is a circuit including a capacitor that generates a triangular wave voltage by charging and discharging, and the control voltage generation circuit divides the DC power supply voltage between the first and second DC power supply lines to generate the triangular wave voltage. first and second resistors connected to supply one input terminal of the comparator, and a diode connected between the one input terminal of the comparator and the second DC power supply line; and a control transistor formed so that the resistance value changes in response to the control signal, and the triangular wave voltage period control circuit controls a part of the charging current of the capacitor through the control transistor. 2. The switching regulator according to claim 1, wherein the switching regulator is a series circuit of a resistor and a diode connected between one end of the capacitor and the collector of the control transistor so as to shunt current.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP1438283A JPS59144366A (en) | 1983-01-31 | 1983-01-31 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP1438283A JPS59144366A (en) | 1983-01-31 | 1983-01-31 | Switching regulator |
Publications (2)
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Family Applications (1)
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Families Citing this family (5)
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|---|---|---|---|---|
| JPS61203893A (en) * | 1985-03-04 | 1986-09-09 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Modulating method for pwm inverter |
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| JPS56107782A (en) * | 1980-01-28 | 1981-08-26 | Hitachi Ltd | Switching power source |
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1983
- 1983-01-31 JP JP1438283A patent/JPS59144366A/en active Granted
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59144366A (en) | 1984-08-18 |
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