JPH0131203B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0131203B2 JPH0131203B2 JP21434481A JP21434481A JPH0131203B2 JP H0131203 B2 JPH0131203 B2 JP H0131203B2 JP 21434481 A JP21434481 A JP 21434481A JP 21434481 A JP21434481 A JP 21434481A JP H0131203 B2 JPH0131203 B2 JP H0131203B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- saturable reactor
- low frequency
- converter
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/32—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices
- G05F1/34—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices
- G05F1/38—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、海底ケーブルの障害時に、海底ケー
ブルの位置を探知する為、低周波交流を直流に重
畳して供給する可飽和リアクトル型DC／DCコン
バータの低周波励振回路に関する。
ブルの位置を探知する為、低周波交流を直流に重
畳して供給する可飽和リアクトル型DC／DCコン
バータの低周波励振回路に関する。
海底ケーブルの障害時には、海底ケーブルを船
上に引上げて修理する為、海底ケーブルの探知が
必要となる。その為低周波交流を直流に重畳して
供給し、低周波交流磁界を検出する手段が採用さ
れている。このような低周波交流を供給する為、
従来は第３図に示すように、直流の定電流装置
IPFと低周波交流電源EACとを電力分離波器PSF
を介して海底ケーブルCBLに接続し、第４図に
示すように、直流に低周波交流を重畳して電流を
海底ケーブルCBLに供給するものであつた。こ
のように直流定電流電源と交流出力電源を組合せ
る場合には、交流出力が直流電源側に回り込んで
影響を与えることを避けるために第３図に示すよ
うな低周波用の電力分離波器PSFが必要であ
る。
上に引上げて修理する為、海底ケーブルの探知が
必要となる。その為低周波交流を直流に重畳して
供給し、低周波交流磁界を検出する手段が採用さ
れている。このような低周波交流を供給する為、
従来は第３図に示すように、直流の定電流装置
IPFと低周波交流電源EACとを電力分離波器PSF
を介して海底ケーブルCBLに接続し、第４図に
示すように、直流に低周波交流を重畳して電流を
海底ケーブルCBLに供給するものであつた。こ
のように直流定電流電源と交流出力電源を組合せ
る場合には、交流出力が直流電源側に回り込んで
影響を与えることを避けるために第３図に示すよ
うな低周波用の電力分離波器PSFが必要であ
る。
しかし、低周波交流電源EACに要求される出力
電力は定電流装置IPFと同等になる為、亘長の大
きい海底ケーブルシステムでは、低周波交流電源
EACに大出力のものが必要となり、又25Hz程度の
低周波が用いられることもあつて、電力分離波
器PSFのコンデンサＣ１及びチヨークコイルＬ１
に大型のものが必要となる欠点があつた。
電力は定電流装置IPFと同等になる為、亘長の大
きい海底ケーブルシステムでは、低周波交流電源
EACに大出力のものが必要となり、又25Hz程度の
低周波が用いられることもあつて、電力分離波
器PSFのコンデンサＣ１及びチヨークコイルＬ１
に大型のものが必要となる欠点があつた。
本発明は海底ケーブルに所望のレベルの低周波
交流を直流に重畳して供給する際に、従来の技術
では必要であつた電力分離波器を不要としかつ
小容量の低周波交流電源により可能とし、この種
の装置の経済化を図ることを目的とするものであ
る。
交流を直流に重畳して供給する際に、従来の技術
では必要であつた電力分離波器を不要としかつ
小容量の低周波交流電源により可能とし、この種
の装置の経済化を図ることを目的とするものであ
る。
本発明によれば上記の目的は、可飽和リアクト
ルのバイアス電流の制御により直流出力電流が制
御される可飽和リアクトル型DC／DCコンバータ
と、前記可飽和リアクトルのバイアス電流を制御
するトランジスタ及び該トランジスタに流れる前
記バイアス電流と基準値との差に応じて前記トラ
ンジスタを制御する演算増幅器を有する増幅回路
と、前記演算増幅器に前記基準値として直流基準
電源と該直流基準値にコンデンサを介して並列に
接続した低周波交流電源とからの電圧を加える低
周波駆動回路とを備えたことを特徴とする可飽和
リアクトル型DC／DCコンバータの低周波励振回
路によつて達せられる。
ルのバイアス電流の制御により直流出力電流が制
御される可飽和リアクトル型DC／DCコンバータ
と、前記可飽和リアクトルのバイアス電流を制御
するトランジスタ及び該トランジスタに流れる前
記バイアス電流と基準値との差に応じて前記トラ
ンジスタを制御する演算増幅器を有する増幅回路
と、前記演算増幅器に前記基準値として直流基準
電源と該直流基準値にコンデンサを介して並列に
接続した低周波交流電源とからの電圧を加える低
周波駆動回路とを備えたことを特徴とする可飽和
リアクトル型DC／DCコンバータの低周波励振回
路によつて達せられる。
可飽和リアクトル型DC／DCコンバータの可飽
和リアクトルのバイアス電流を制御することによ
りその出力電力を制御し得ることを利用したもの
であつて、直流基準電源と低周波交流電源とを備
えた低周波駆動回路において両電源の出力電圧を
重畳してこれを増幅回路の演算増幅器に与えてそ
の出力でトランジスタを制御して直流に低周波交
流の重畳した電流を得、この電流を上記可飽和リ
アクトルのバイアス電流として使用し、上記可飽
和リアクトル型DC／DCコンバータより直流に低
周波交流の重畳した電流を出力させる。
和リアクトルのバイアス電流を制御することによ
りその出力電力を制御し得ることを利用したもの
であつて、直流基準電源と低周波交流電源とを備
えた低周波駆動回路において両電源の出力電圧を
重畳してこれを増幅回路の演算増幅器に与えてそ
の出力でトランジスタを制御して直流に低周波交
流の重畳した電流を得、この電流を上記可飽和リ
アクトルのバイアス電流として使用し、上記可飽
和リアクトル型DC／DCコンバータより直流に低
周波交流の重畳した電流を出力させる。
以下実施例について詳細に説明する。
第１図は本発明の実施例の要部回路を示し、可
飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１と増幅回
路２と低周波駆動回路３とから構成され、可飽和
リアクトル型DC／DCコンバータ１の出力の直流
が海底ケーブルCBLに供給されて、中継器の電
力供給が行なわれる。可飽和リアクトル型DC／
DCコンバータ１は、入力INよりの直流を交流
（高周波）に変換するインバータDAI、可飽和リ
アクトルSR、トランスＴ１、整流回路REC、コ
ンデンサＣ２、チヨークコイルＬ２等から構成さ
れ、可飽和リアクトルSRのバイアス電流IDCの制
御に応じて、整流回路RECで整流された直流出
力電流IOUTが制御される。
飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１と増幅回
路２と低周波駆動回路３とから構成され、可飽和
リアクトル型DC／DCコンバータ１の出力の直流
が海底ケーブルCBLに供給されて、中継器の電
力供給が行なわれる。可飽和リアクトル型DC／
DCコンバータ１は、入力INよりの直流を交流
（高周波）に変換するインバータDAI、可飽和リ
アクトルSR、トランスＴ１、整流回路REC、コ
ンデンサＣ２、チヨークコイルＬ２等から構成さ
れ、可飽和リアクトルSRのバイアス電流IDCの制
御に応じて、整流回路RECで整流された直流出
力電流IOUTが制御される。
低周波駆動回路３は、直流基準電源Edc、小容
量の低周波交流電源Eac、コンデンサＣ３、抵抗
Ｒ２等から構成され、増幅回路２はバイアス電源
Es、トランジスタＱ１，Ｑ２、抵抗Ｒ１，Ｒ３〜
Ｒ５、演算増幅器OPA等から構成されている。
バイアス電源Esから可飽和リアクトル型DC／DC
コンバータ１の可飽和リアクトルSRに供給され
るバイアス電流IDCは、トランジスタＱ１，Ｑ２
により制御される。
量の低周波交流電源Eac、コンデンサＣ３、抵抗
Ｒ２等から構成され、増幅回路２はバイアス電源
Es、トランジスタＱ１，Ｑ２、抵抗Ｒ１，Ｒ３〜
Ｒ５、演算増幅器OPA等から構成されている。
バイアス電源Esから可飽和リアクトル型DC／DC
コンバータ１の可飽和リアクトルSRに供給され
るバイアス電流IDCは、トランジスタＱ１，Ｑ２
により制御される。
低周波交流電源Eacを接続しない場合は、直流
基準電源Edcによる基準電圧に応じて演算増幅器
OPAがバイアス電流IDCが所定値になるようにト
ランジスタＱ１を制御することにより、可飽和リ
アクトル型DC／DCコンバータ１の直流出力電流
は一定となる。
基準電源Edcによる基準電圧に応じて演算増幅器
OPAがバイアス電流IDCが所定値になるようにト
ランジスタＱ１を制御することにより、可飽和リ
アクトル型DC／DCコンバータ１の直流出力電流
は一定となる。
さらに詳しく説明する。第１図において、IDC
は可飽和リアクトルSRの直流バイアス電流、NC
は可飽和リアクトルSRの１次側巻回数、NAは
同じく２次側巻回数、IACは可飽和リアクトルSR
の負荷側電流、N1はトランスＴ１の１次側巻回
数、N2は同じく２次側巻回数、Iputは本可飽和リ
アクトル型DC／DCコンバータ１の出力電流、
Vputは同じく出力電圧を示す。
は可飽和リアクトルSRの直流バイアス電流、NC
は可飽和リアクトルSRの１次側巻回数、NAは
同じく２次側巻回数、IACは可飽和リアクトルSR
の負荷側電流、N1はトランスＴ１の１次側巻回
数、N2は同じく２次側巻回数、Iputは本可飽和リ
アクトル型DC／DCコンバータ１の出力電流、
Vputは同じく出力電圧を示す。
第１図の１に示すような、可飽和リアクトル
SRの１次側に高インピーダンスのチヨークコイ
ルＬ２を挿入した拘束磁化モード動作のDC／DC
コンバータにおいては等アンペアターンの法則に
従い第２図Ａおよび第２図Ｂに示す動作を行う。
ここに第２図Ａは可飽和リアクトル型DC／DCコ
ンバータ１の制御特性と、また第２図Ｂは同じく
出力電圧（Vput）電流（Iput）特性を示す。
SRの１次側に高インピーダンスのチヨークコイ
ルＬ２を挿入した拘束磁化モード動作のDC／DC
コンバータにおいては等アンペアターンの法則に
従い第２図Ａおよび第２図Ｂに示す動作を行う。
ここに第２図Ａは可飽和リアクトル型DC／DCコ
ンバータ１の制御特性と、また第２図Ｂは同じく
出力電圧（Vput）電流（Iput）特性を示す。
可飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１の出
力電流Iputは次式で与えられる。
力電流Iputは次式で与えられる。
Iput＝N1／N2・NC／NA・IDC ……(1)
すなわち可飽和リアクトルSRおよびトランス
Ｔ１の巻回数が一定であれば、可飽和リアクトル
SRのバイアス電流IDCと出力電流Iputとは一定の領
域すなわちバイアスを電流IDCが０よりI1の範囲の
線形領域では出力電流Iputはバイアス電流IDCに対
して線形に変化し、バイアス電流IDCがI1を越える
と飽和して一定の飽和電流値をとる。この飽和電
流値は負荷抵抗により変動する。このときのバイ
アス電流IDCの変化に対する出力電流Iputの変化す
る状況を第２図Ａに示す。
Ｔ１の巻回数が一定であれば、可飽和リアクトル
SRのバイアス電流IDCと出力電流Iputとは一定の領
域すなわちバイアスを電流IDCが０よりI1の範囲の
線形領域では出力電流Iputはバイアス電流IDCに対
して線形に変化し、バイアス電流IDCがI1を越える
と飽和して一定の飽和電流値をとる。この飽和電
流値は負荷抵抗により変動する。このときのバイ
アス電流IDCの変化に対する出力電流Iputの変化す
る状況を第２図Ａに示す。
いま、バイアス電流IDCを上記線形領域内にお
いて、時間的に変化する低周波で励振すると、出
力電流Iputは線形動作によりバイアス電流IDCと同
様の低周波動作をする。
いて、時間的に変化する低周波で励振すると、出
力電流Iputは線形動作によりバイアス電流IDCと同
様の低周波動作をする。
第２図Ｂは可飽和リアクトル型DC／DCコンバ
ータ１の出力電圧電流特性を示す。ここにIputは
出力電流を、Vputは出力電圧を示すものであり、
負荷抵抗が変化しても出力電圧が０よりVDの範
囲では出力電流が変化せず、可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータが本質的に定電流動作をする
ことを示している。
ータ１の出力電圧電流特性を示す。ここにIputは
出力電流を、Vputは出力電圧を示すものであり、
負荷抵抗が変化しても出力電圧が０よりVDの範
囲では出力電流が変化せず、可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータが本質的に定電流動作をする
ことを示している。
なお実際に海底ケーブルCBLへ定電流を供給
し海底ケーブルシステムが動作している場合、可
飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１の直流出
力電流を検出して増幅回路２へフイードバツクを
行なう。
し海底ケーブルシステムが動作している場合、可
飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１の直流出
力電流を検出して増幅回路２へフイードバツクを
行なう。
低周波交流を重畳する場合には、このフイード
バツク回路切断し、低周波交流電源Eacをコンデ
ンサＣ３を介して接続すると、演算増幅器OPA
への基準電圧が低周波交流の振幅に従つて変化す
ることになる。従つて可飽和リアクトルSRへの
バイアス電流IDCが低周波交流応じて変化し、可
飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１の直流出
力電流Iputは低周波交流が重畳された第４図に示
す波形のものとなる。
バツク回路切断し、低周波交流電源Eacをコンデ
ンサＣ３を介して接続すると、演算増幅器OPA
への基準電圧が低周波交流の振幅に従つて変化す
ることになる。従つて可飽和リアクトルSRへの
バイアス電流IDCが低周波交流応じて変化し、可
飽和リアクトル型DC／DCコンバータ１の直流出
力電流Iputは低周波交流が重畳された第４図に示
す波形のものとなる。
以上説明したように、本発明は、可飽和リアク
トルSRを含む任意構成のDC／DCコンバータ１
の前記可飽和リアクトルSRのバイア電流を増幅
回路２で制御し、増幅回路２の演算増幅器OPA
の基準値として、低周波駆動回路３の直流基準電
源EdcとコンデンサＣ３を介した低周波交流電源
Eacとからの電圧を加えるもので、可飽和リアク
トル型DC／DCコンバータ１の出力電流は、直流
に低周波交流が重畳されたものとなり、海底ケー
ブルの位置探知用として供給することができる。
トルSRを含む任意構成のDC／DCコンバータ１
の前記可飽和リアクトルSRのバイア電流を増幅
回路２で制御し、増幅回路２の演算増幅器OPA
の基準値として、低周波駆動回路３の直流基準電
源EdcとコンデンサＣ３を介した低周波交流電源
Eacとからの電圧を加えるもので、可飽和リアク
トル型DC／DCコンバータ１の出力電流は、直流
に低周波交流が重畳されたものとなり、海底ケー
ブルの位置探知用として供給することができる。
なお、従来は第３図に示すように直流定電流を
供給する定電流電源IPFと、この定電流電源IPFの
出力する直流定電流に重畳する低周波交流を出力
する交流電源EACを組合せ、第４図に示すような
波形の励振電流をケーブルに供給していた。この
ように従来の技術により直流定電流源と交流出力
電源を組合せる場合には、交流出力が直流電源側
に回り込んで影響を与えることを避けるため第３
図のPSFで示すような低周波用の電力分離波器
が必要であつた。なお、この電力分離波器は供
給する励振電力の大きさに見合つたものが必要で
ある上に、低周波（12Hz〜30Hz程度）であるため
チヨークコイルＬ１コンデンサＣ１は大型となら
ざるを得ない。
供給する定電流電源IPFと、この定電流電源IPFの
出力する直流定電流に重畳する低周波交流を出力
する交流電源EACを組合せ、第４図に示すような
波形の励振電流をケーブルに供給していた。この
ように従来の技術により直流定電流源と交流出力
電源を組合せる場合には、交流出力が直流電源側
に回り込んで影響を与えることを避けるため第３
図のPSFで示すような低周波用の電力分離波器
が必要であつた。なお、この電力分離波器は供
給する励振電力の大きさに見合つたものが必要で
ある上に、低周波（12Hz〜30Hz程度）であるため
チヨークコイルＬ１コンデンサＣ１は大型となら
ざるを得ない。
しかし本発明によれば第４図に示す波形の低周
波励振電流を得るために、可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータの定電流特性に着目し、第１
図の実施例に示すように、その、可飽和リアクト
ルSRのバイアス電流を供給する増幅回路の増幅
器OPAの入力に小容量の低周波発振器Eacと直流
基準電源Edcとを接続する。本回路により直流に
低周波交流が重畳した電流がバイアス電流IDCと
して可飽和リアクトルSRの１次側に流れる。従
つて前記の式(1)によりケーブルCBLに供給され
る出力電流は可飽和リアクトルSR、トランスＴ
１の巻回数の比のみに比例した励振電流となる。
波励振電流を得るために、可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータの定電流特性に着目し、第１
図の実施例に示すように、その、可飽和リアクト
ルSRのバイアス電流を供給する増幅回路の増幅
器OPAの入力に小容量の低周波発振器Eacと直流
基準電源Edcとを接続する。本回路により直流に
低周波交流が重畳した電流がバイアス電流IDCと
して可飽和リアクトルSRの１次側に流れる。従
つて前記の式(1)によりケーブルCBLに供給され
る出力電流は可飽和リアクトルSR、トランスＴ
１の巻回数の比のみに比例した励振電流となる。
以上述べたように、本発明によれば、低周波交
流電源Eacは小容量の発振回路で構成できると共
に、従来例の如き電力分離波器を省略すること
ができる。従つて経済的な構成となる利点があ
る。
流電源Eacは小容量の発振回路で構成できると共
に、従来例の如き電力分離波器を省略すること
ができる。従つて経済的な構成となる利点があ
る。
第１図は本発明の実施例の回路図、第２図Ａは
可飽和リアクトル型DC／DCコンバータの制御特
性図、第２図Ｂは同じく可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータの出力電圧・電流特性図、第
３図は従来の直流に低周波交流を重畳して出力す
る回路の要部説明図、第４図は出力電流波形図で
ある。 図において１は可飽和リアクトル型DC／DCコ
ンバータ、２は増幅回路、３は低周波駆動回路、
SRは可飽和リアクトル、Ｔ１はトランス、REC
は整流回路、Esはバイアス電源、Edcは直流基準
電源、Eacは低周波交流電源、Ｑ１，Ｑ２はトラ
ンジスタ、OPAは演算増幅器、Ｒ１〜Ｒ５は抵
抗、Ｃ２，Ｃ３はコンデンサ、Ｌ２はチヨークコ
イルである。
可飽和リアクトル型DC／DCコンバータの制御特
性図、第２図Ｂは同じく可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータの出力電圧・電流特性図、第
３図は従来の直流に低周波交流を重畳して出力す
る回路の要部説明図、第４図は出力電流波形図で
ある。 図において１は可飽和リアクトル型DC／DCコ
ンバータ、２は増幅回路、３は低周波駆動回路、
SRは可飽和リアクトル、Ｔ１はトランス、REC
は整流回路、Esはバイアス電源、Edcは直流基準
電源、Eacは低周波交流電源、Ｑ１，Ｑ２はトラ
ンジスタ、OPAは演算増幅器、Ｒ１〜Ｒ５は抵
抗、Ｃ２，Ｃ３はコンデンサ、Ｌ２はチヨークコ
イルである。
Claims (1)
- １ 可飽和リアクトルのバイアス電流の制御によ
り直流出力電流が制御される可飽和リアクトル型
DC／DCコンバータと、前記可飽和リアクトルの
バイアス電流を制御するトランジスタ及び該トラ
ンジスタに流れる前記バイアス電流と基準値との
差に応じて前記トランジスタを制御する演算増幅
器を有する増幅回路と、前記演算増幅器に前記基
準値として直流基準電源と該直流基準電源にコン
デンサを介して並列に接続した低周波交流電源と
からの電圧を加える低周波駆動回路とを備えたこ
とを特徴とする可飽和リアクトル型DC／DCコン
バータの低周波励振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56214344A JPS58121420A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 可飽和リアクトル型ｄｃ／ｄｃコンバータの低周波励振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56214344A JPS58121420A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 可飽和リアクトル型ｄｃ／ｄｃコンバータの低周波励振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58121420A JPS58121420A (ja) | 1983-07-19 |
| JPH0131203B2 true JPH0131203B2 (ja) | 1989-06-23 |
Family
ID=16654202
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56214344A Granted JPS58121420A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 可飽和リアクトル型ｄｃ／ｄｃコンバータの低周波励振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58121420A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58121421A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-19 | Fujitsu Ltd | 定電流装置の交流駆動回路 |
-
1981
- 1981-12-28 JP JP56214344A patent/JPS58121420A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58121420A (ja) | 1983-07-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4041431A (en) | Input line voltage compensating transformer power regulator | |
| US5805432A (en) | Resonant DC-DC converter capable of controlling by pulse width modulation | |
| US4126891A (en) | Switching regulator with feedback system for regulating output current | |
| US4562522A (en) | Power supply for an electrostatic air cleaner with a modulated pulse width voltage input having a backup pulse width limiting means | |
| JPH028549B2 (ja) | ||
| EP0797289B1 (en) | Improvements in or relating to resonant converters | |
| US7599197B2 (en) | Power supply apparatus | |
| US6292501B1 (en) | Apparatus for reducing amplitude modulation of laser diode output | |
| US4144463A (en) | Stabilized DC power supply devices for providing a plurality of DC power outputs which are selectively consumed | |
| US5867376A (en) | DC magnetization suppression in power converter transformers | |
| US3243598A (en) | Load division in an uninterrupted power system | |
| JPH0131203B2 (ja) | ||
| US6137284A (en) | Method and apparatus for detecting supply voltage | |
| US7091632B2 (en) | Stabilization circuit for compensating fluctuations in a voltage at a user | |
| JPH0519805B2 (ja) | ||
| JPH04261358A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH067747B2 (ja) | 正負出力スイッチング電源の制御回路 | |
| JPH0365562B2 (ja) | ||
| JPH02307374A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2791617B2 (ja) | 直流変流器 | |
| JP3142426B2 (ja) | 定電圧・定電流電源装置 | |
| JPH0297227A (ja) | 電源装置 | |
| SU767737A1 (ru) | Стабилизированный источник питани | |
| JPH0540712Y2 (ja) | ||
| JPS6253177A (ja) | 定周波スイツチング電源装置 |