JPH01184945A - Driving device - Google Patents

Driving device

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JPH01184945A
JPH01184945A JP1106788A JP1106788A JPH01184945A JP H01184945 A JPH01184945 A JP H01184945A JP 1106788 A JP1106788 A JP 1106788A JP 1106788 A JP1106788 A JP 1106788A JP H01184945 A JPH01184945 A JP H01184945A
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JP
Japan
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circuit
junction
transistor
drive circuit
drive
Prior art date
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Pending
Application number
JP1106788A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Kazuyuki Matsukawa
松川 一行
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Panasonic Electric Works Co Ltd
Original Assignee
Matsushita Electric Works Ltd
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Publication date
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  • Bipolar Transistors (AREA)

Abstract

PURPOSE:To prevent the step out of driving signals by a method wherein a junction capacitance is set in such a way that the driving signals to be outputted from driving circuits, which are actuated in association with each other, are synchronized with each other. CONSTITUTION:A driving device is constituted in such a structure that the surface area of the junction between an N-type epitaxial layer 26 in a transistor (right side) of an upper-stage driving circuit 1 and a P-type semiconductor substrate 20 (and a P<+> diffused layer 25) is made large and a delay time due to a junction capacitance C1 can not be ignored. Moreover, the driving device can be constituted in such a structure that the surface area of the junction between an epitaxial layer 26 in a transistor (left side) of a lower-stage driving circuit 2 and the substrate 20 (and the layer 25) is made small and a delay time due to a junction capacitance C2 becomes small. That is, in case delay times due to junction capacitances C1, C2, CBE1 and CBE2 are respectively assumed to be tC1, tC2, tCBE1 and tCBE2, the surface areas of the junctions between the layers 26 and the substrate 20 (and the layer 25) are designed in such a way as to have a value of CBE1+tC1=tCBE2+tC2. Thereby, the delay time of the circuit 1 and the delay time of the circuit 2 are matched to each other and an output synchronized with that of the circuit 1 is obtained from the circuit 2.

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、集積回路で構成された駆動装置に関するもの
であり、例えばインバータ回路やチョッパー回路におけ
るスイッチング素子の駆動装置として用いられるもので
ある。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a drive device configured with an integrated circuit, and is used, for example, as a drive device for switching elements in an inverter circuit or a chopper circuit.

[従来の技術] 最近、モータの駆動回路やスイッチングレギュレータの
駆動回路、デイスプレィの駆動回路、プリンタヘッドの
駆動回路等の幅広い応用分野において、集積回路で構成
された駆動回路が実用化されている。この種の駆動回路
は十分な駆動能力が得られるように、出力回路が多段構
成となっている。したがって、多段出力回路を構成する
各素子間の分離技術が重要となる。従来の分離技術を大
別すると、接合分離法と誘電体分離法とがある。
[Prior Art] Recently, drive circuits made of integrated circuits have been put into practical use in a wide range of application fields, such as motor drive circuits, switching regulator drive circuits, display drive circuits, and printer head drive circuits. In this type of drive circuit, the output circuit has a multi-stage configuration so as to obtain sufficient drive capability. Therefore, isolation technology between the elements constituting the multi-stage output circuit becomes important. Conventional isolation techniques can be roughly divided into junction isolation methods and dielectric isolation methods.

このうち、接合分離法には、自己分離法とPN接合分離
法とがある。
Among these, the junction separation method includes a self-separation method and a PN junction separation method.

第4図(a)は自己分離法を用いた集積回路の断面構造
を示す。半導体基板10上には分離領域を介さずに、低
耐圧のMO3型素子11と高耐圧のMO3型素子12が
形成されている。この自己分離性では、分離領域を素子
毎に個別に形成する必要がなく、プロセスは簡単である
が、構成素子としてはMOS型の素子しか使えず、また
MOS型の素子のトレイン又はソースが共通となり、汎
用性に乏しいという欠点がある。
FIG. 4(a) shows a cross-sectional structure of an integrated circuit using the self-isolation method. A low breakdown voltage MO3 type element 11 and a high breakdown voltage MO3 type element 12 are formed on the semiconductor substrate 10 without intervening an isolation region. With this self-separation property, there is no need to form separate isolation regions for each element, and the process is simple, but only MOS type elements can be used as constituent elements, and the MOS type elements have a common train or source. Therefore, it has the disadvantage of lacking in versatility.

第4図(b)はPN接合分離法を用いた集積回路の断面
構造を示す。図中、P型半導体基板20の上には、N型
エピタキシャル層26が形成され、分離用のP+拡散層
25を介して、低耐圧のNPNトランジスタ21と、N
チャンネル及びPチャンネルのMOSトランジスタ22
.23、及び高耐圧のNPNトランジスタ24が夫々形
成されている。このPN接合分離法においては、高耐圧
になると、フィールド領域として厚みdの大きいエピタ
キシャル層26が必要となると共に、分離用のP+拡散
層25の面積が広がり、チップサイズが大きくなる傾向
があるが、最近では種々の改良が施されて、比較的小さ
なチップサイズでも高耐圧が得られるようになって来て
いる。また、プロセス的に見ても従来のプロセスが利用
でき、出力用のパワー素子の種類に拘わらず、電気的に
独立に素子を集積することが可能である。
FIG. 4(b) shows a cross-sectional structure of an integrated circuit using the PN junction isolation method. In the figure, an N-type epitaxial layer 26 is formed on a P-type semiconductor substrate 20, and a low-voltage NPN transistor 21 and an N
Channel and P-channel MOS transistors 22
.. 23 and a high-voltage NPN transistor 24 are formed, respectively. In this PN junction isolation method, when the breakdown voltage becomes high, an epitaxial layer 26 with a large thickness d is required as a field region, and the area of the P+ diffusion layer 25 for isolation increases, which tends to increase the chip size. Recently, various improvements have been made, and it has become possible to obtain high breakdown voltage even with a relatively small chip size. Furthermore, from a process perspective, conventional processes can be used, and elements can be integrated electrically independently, regardless of the type of output power element.

第4図(e)は誘電体分離法を用いた集積回路の断面構
造を示す。誘電体分離法においては、多結晶シリコン基
板30の上に、誘電体(例えば、シリコン酸1ヒ膜Si
○2)よりなる絶縁層35を介して、単結晶シリコンの
島34を複数個分隔して配置したものであり、単結晶シ
リコンの島34を絶縁層35により相互に絶縁している
0図示された例では、単結晶シリコンの島34を用いて
、Pチャンネル及びNチャンネルのMO3型素子31,
32とN P N +−ランジスタ33を形成している
。この誘電体分離法は、素子間の絶縁分離性能は良好で
あるが、PN接合分離法に比べると製造プロセスが複雑
である。
FIG. 4(e) shows a cross-sectional structure of an integrated circuit using the dielectric separation method. In the dielectric separation method, a dielectric material (for example, a silicon arsenic film of Si
○2) A plurality of single-crystal silicon islands 34 are arranged separated from each other via an insulating layer 35 consisting of In this example, a single crystal silicon island 34 is used to form P-channel and N-channel MO3 type devices 31,
32 and N P N +- transistor 33 is formed. This dielectric isolation method has good insulation isolation performance between elements, but the manufacturing process is more complicated than the PN junction isolation method.

以上のような観点から、耐圧も電流も中程度である駆動
装置の素子分離法には、PN接合分層法が多く用いられ
る。
From the above points of view, the PN junction split layer method is often used as an element isolation method for drive devices with medium breakdown voltages and medium currents.

第5図はPN接合分離法を用いた2チヤンネル出力の駆
動装置Aの回路例を示す。この駆動装置Aは、上段の駆
動回路1と、下段の駆動回路2と、下段の駆動回路2と
同電位側に設けられた発振制御回路3と、発振制御回i
¥43の出力を上段の駆動回路1の電圧レベルにシフト
するレベルシフタ回路4とを備える0発振制御回路3と
下段の駆動回路2の動作電源は、電源端子■cc2及び
アース端子GND2に接続された制御用電源■2より取
っている。駆動回路2の出力部にはトーテムポール構成
のトランジスタQs、Qsを含む出力回路が設けられて
おり、出力端子0UT2から駆動出力を得ている。上段
の駆動回路1の動作電源は、電源端子Vcc、及びアー
ス端子GND、に接続された制御用電源V、より取って
いる。駆動回路1の出力部にはトーテムポール構成のト
ランジスタQ、、Q。
FIG. 5 shows a circuit example of a two-channel output drive device A using the PN junction separation method. This drive device A includes an upper drive circuit 1, a lower drive circuit 2, an oscillation control circuit 3 provided on the same potential side as the lower drive circuit 2, and an oscillation control circuit i.
The operating power supplies of the 0 oscillation control circuit 3, which includes a level shifter circuit 4 that shifts the output of ¥43 to the voltage level of the upper drive circuit 1, and the lower drive circuit 2 are connected to the power supply terminal cc2 and the ground terminal GND2. It is taken from control power supply ■2. An output circuit including transistors Qs and Qs of a totem pole configuration is provided at the output section of the drive circuit 2, and a drive output is obtained from the output terminal 0UT2. The operating power supply for the upper drive circuit 1 is taken from a control power supply V connected to a power supply terminal Vcc and a ground terminal GND. The output section of the drive circuit 1 includes transistors Q, , Q having a totem pole configuration.

を含む出力回路が設けられており、出力端子OUT、か
ら駆動出力を得ている。
An output circuit including an output terminal OUT is provided, and a drive output is obtained from an output terminal OUT.

この駆動装置Aは、インバータ回路IVを駆動している
。インバータ回路IVは、直流電源Eと、直流電源Eの
両端に接続されたパワーMO3FE′rよりなるスイッ
チング素子Q、、Q2の直列回路と、一方のスイッチン
グ素子Q2の両端に接続されたインダクタンス素子りと
コンデンサCの直列回路からなる。まず、スイッチング
素子Q2がオフになり、スイッチング素子Q1がオンに
なると、直流電源Eからスイッチング素子Q1とインダ
クタンス素子りを介してコンデンサCが充電される。
This drive device A drives an inverter circuit IV. The inverter circuit IV consists of a DC power supply E, a series circuit of switching elements Q, Q2, each consisting of a power MO3FE'r connected to both ends of the DC power supply E, and an inductance element connected to both ends of one switching element Q2. It consists of a series circuit of a capacitor C and a capacitor C. First, when the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on, the capacitor C is charged from the DC power supply E via the switching element Q1 and the inductance element.

次に、スイッチング素子Q、がオフになり、スイッチン
グ素子Q2がオンになると、コンデンサCの電荷がイン
ダクタンス素子し、スイッチング素子Q2を介して放電
される。この動作を繰り返して、インダクタンス素子り
とコンデンサCの直列回路には交流電流が流れる。
Next, when the switching element Q is turned off and the switching element Q2 is turned on, the charge in the capacitor C becomes an inductance element and is discharged through the switching element Q2. By repeating this operation, an alternating current flows through the series circuit of the inductance element and the capacitor C.

[発明が解決しようとする課題〕 上記の従来例において、スイッチング素子Q1がオンで
、スイッチング素子Q2がオフのときには、アース端子
GND、には電源電圧Eが印加され、逆に、スイッチン
グ素子Q、がオ、フで、スイッチング素子Q2がオンの
ときは、アース端子GND1の電位はアース端子GND
2の電位と同じになる。したがって、アース端子GND
、の電位は直流電源Eの電源電圧とOボルトの間で変化
することになり、このため、上段の駆動回路1には十分
な耐圧が必要である。なぜなら、半導体基板20は常に
アース端子GND2と同じ電位であり、アース端子GN
D、が直流電源Eの電源電圧となったときには、上段の
駆動回路1は半導体基板20よりも直流電源Eの電源電
圧分だけ高い電圧レベルで動作することになるからであ
る。
[Problems to be Solved by the Invention] In the above conventional example, when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the power supply voltage E is applied to the ground terminal GND, and conversely, when the switching element Q is off or off and switching element Q2 is on, the potential of ground terminal GND1 is equal to that of ground terminal GND.
It becomes the same potential as 2. Therefore, the ground terminal GND
, will change between the power supply voltage of the DC power source E and O volts, and therefore the upper stage drive circuit 1 needs to have a sufficient withstand voltage. This is because the semiconductor substrate 20 is always at the same potential as the ground terminal GND2, and the ground terminal GN
This is because when D becomes the power supply voltage of the DC power supply E, the upper drive circuit 1 operates at a voltage level higher than the semiconductor substrate 20 by the power supply voltage of the DC power supply E.

第6図は駆動回路1.2に用いられる出力用トランジス
タの断面構造を示す。図示されたトランジスタは共にN
PN型であり、左側は低耐圧用、右側は高耐圧用である
。後者は上段の駆動回路1に用いられ、前者は下段の駆
動回路2に用いられる。図中、C7は上段の駆動回路1
に用いられる高耐圧用トランジスタのN型エピタキシャ
ルN26とP型半導体基板20の間に存在する接合容量
、08ε1は同トランジスタのベース・エミッタ間に存
在する接合容量である。同様に、C2は下段の駆動回路
2に用いられる低耐圧用トランジスタのN型エピタキシ
ャル層26とP型半導体基板20の間に存在する接合容
量、CHF2は同トランジスタのベース・エミッタ間に
存在する接合容量である。他の接合容量も存在するが、
ここでは駆動回路1.2の入出方間信号伝達の遅延時間
に大きく影響する接合容量のみを図示している。なお、
接合容Jlt C+ 、 C2は主としてN型エピタキ
シャル層26とP型半導体基板20の間のPN接合が逆
バイアスされて生じる障壁容量よりなり、接合容量Cr
3El l CflE2は主としてベース・エミッタ間
のPN接合が順バイアスされて生じる拡散容量よりなる
ものであるが、両者ともその他の浮遊容量を含んでいて
も良い。
FIG. 6 shows a cross-sectional structure of an output transistor used in the drive circuit 1.2. The transistors shown are both N
It is a PN type, and the left side is for low voltage and the right side is for high voltage. The latter is used for the upper drive circuit 1, and the former is used for the lower drive circuit 2. In the figure, C7 is the upper drive circuit 1
The junction capacitance 08ε1 that exists between the N-type epitaxial layer N26 and the P-type semiconductor substrate 20 of the high-voltage transistor used in the transistor is the junction capacitance that exists between the base and emitter of the same transistor. Similarly, C2 is the junction capacitance that exists between the N-type epitaxial layer 26 and the P-type semiconductor substrate 20 of the low voltage transistor used in the lower drive circuit 2, and CHF2 is the junction capacitance that exists between the base and emitter of the same transistor. It is the capacity. Although other junction capacitances also exist,
Here, only the junction capacitance that greatly affects the delay time of signal transmission between the input and output of the drive circuit 1.2 is illustrated. In addition,
The junction capacitance Jlt C+, C2 mainly consists of a barrier capacitance generated when the PN junction between the N-type epitaxial layer 26 and the P-type semiconductor substrate 20 is reverse biased, and the junction capacitance Cr
3El l CflE2 mainly consists of a diffusion capacitance generated when the PN junction between the base and emitter is forward biased, but both may include other stray capacitances.

これらの接合容量を具体的な駆動回路中において示すと
、第7図のようになる。第7図は上段の駆動回路1の回
路例を示しているが、下段の駆動  −回路2も上段の
駆動回路1と同様の回路構成であるものとする。
FIG. 7 shows these junction capacitances in a specific drive circuit. Although FIG. 7 shows a circuit example of the upper stage drive circuit 1, it is assumed that the lower stage drive circuit 2 has the same circuit configuration as the upper stage drive circuit 1.

以下、第7図回路の構成について説明する。電源端子■
cc1には抵抗R,の一端が接続され、抵抗R5の他端
はトランジスタQ1□のコレクタに接続されている。ト
ランジスタQ1□のエミッタはアース端子GND、に接
続されている。I・ランジスタQ l 2のベースと入
力端子IN、の間には、抵抗R1が接続されている。ト
ランジスタQ l 2のコレクタ及びエミッタには、ト
ランジスタQ1、のベース及びエミッタ並びにトランジ
スタQ +oのベース及びエミッタが夫々接続され、ト
ランジスタQ + +のコレクタは抵抗R2を介して、
トランジスタQ + oのコレクタは抵抗R3を介して
電源端子Vcc、に接続されている。トランジスタQ、
のコレクタ及びエミッタには、トランジスタQ、のベー
ス及びエミッタが夫々接続され、トランジスタQ、のコ
レクタは抵抗R4を介して電源端子Vcc+に接続され
ている。トランジスタQ10とQ、のコレクタには、1
〜ランジスタQ7とQ8のベースが夫々接続されている
。トランジスタQ7のコレクタは電源端子Vcclに、
トランジスタQ、のエミッタはアース端子GND、に接
続され、トランジスタQ7のエミッタとトランジスタQ
8のコレクタは、出力端子OUT。
The configuration of the circuit shown in FIG. 7 will be explained below. Power terminal■
One end of resistor R is connected to cc1, and the other end of resistor R5 is connected to the collector of transistor Q1□. The emitter of the transistor Q1□ is connected to the ground terminal GND. A resistor R1 is connected between the base of the I transistor Q l 2 and the input terminal IN. The base and emitter of the transistor Q1 and the base and emitter of the transistor Q +o are connected to the collector and emitter of the transistor Q l 2, respectively, and the collector of the transistor Q + + is connected via the resistor R2.
The collector of transistor Q+o is connected to power supply terminal Vcc via resistor R3. transistor Q,
The base and emitter of a transistor Q are connected to the collector and emitter of the transistor Q, respectively, and the collector of the transistor Q is connected to a power supply terminal Vcc+ via a resistor R4. The collectors of transistors Q10 and Q have 1
~The bases of transistors Q7 and Q8 are connected, respectively. The collector of transistor Q7 is connected to the power supply terminal Vccl,
The emitter of transistor Q is connected to the ground terminal GND, and the emitter of transistor Q7 and transistor Q
The collector of 8 is the output terminal OUT.

に接続されている。It is connected to the.

入力端子IN、が“High”レベルになると、トラン
ジスタQ l 2がオンされて、トランジスタQ、oは
オフ、トランジスタQ7はオンとなる。また、トランジ
スタQ11はオフされて、トランジスタQ。
When the input terminal IN becomes "High" level, the transistor Q l 2 is turned on, the transistors Q and o are turned off, and the transistor Q7 is turned on. Also, transistor Q11 is turned off, and transistor Q11 is turned off.

はオン、トランジスタQ8はオフとなる。したがって、
出力端子OUT、は“High”レベルとなる。また、
入力端子IN、が“”Lo−”ルベルになると、トラン
ジスタQ1□がオフされて、1〜ランジスタQ1゜はオ
ン、トランジスタQ7はオフとなる。また、トランジス
タQ、はオンされて、トランジスタQ。
is turned on, and transistor Q8 is turned off. therefore,
The output terminal OUT becomes "High" level. Also,
When the input terminal IN becomes the "Lo-" level, the transistor Q1□ is turned off, transistors 1 to Q1° are turned on, and the transistor Q7 is turned off.

はオフ、I・ランジスタQ8はオンとなる。したかって
、出力端子OUT、は“’Low”レベルとなる。
is off, and I transistor Q8 is on. Therefore, the output terminal OUT becomes "'Low" level.

上記回路において、l・ランジスタQ8ではベース・エ
ミッタ間接合容量CBE6とコレクタ・基板間接合容量
C8等が存在し、その他の各トランジスタについても同
様の接合容量が存在するが、これらを総称して上段の駆
動回路1ではベース・エミッタ間接合容量CBEI及び
コレクタ・基板間接合容量C2、下段の駆動回路2では
ベース・エミッタ間接合容M Cea2及びコレクタ・
基板間接合容ffi C2と称することにする。
In the above circuit, the l transistor Q8 has a base-emitter junction capacitance CBE6, a collector-substrate junction capacitance C8, etc., and similar junction capacitances exist for each other transistor, but these are collectively referred to as the upper stage. In the drive circuit 1 shown in FIG.
This will be referred to as the inter-substrate junction capacitance ffi C2.

ここでは、上段及び下段の駆動回路1,2は全く同じ構
成であり、CBEI = CB巳2 、 CI = C
2であると仮定する。この場合、駆動回路1.2が同じ
電圧レベルで動作すれば、入出方間信号伝達の遅延時間
は同じになるはずである。ところが、駆動回路1は高電
圧レベルで動作し、駆動回路2は低電圧レベルで動作す
るので、入出方間信号伝達の遅延時間は同じにならない
。つまり、上段の駆動回路1においては、アース端子G
ND、が直流電源Eのレベルになると、その高電圧によ
ってコレクタ・基板間接合容量C1が充電され、アース
端子GND、がゼロレベルになると、前記充電電荷が放
電されるため、コレクタ・基板間接合容量C1の充放電
速度は速い。一方、下段の駆動回路2においては、電源
端子Vcc2とアース端子GND2の間に加わる制御用
電源v2の電圧によってのみコレクタ・基板間接合容量
C2が充放電されるため、コレクタ基板間接合容量 C
2の充放電速度は遅い。
Here, the upper and lower drive circuits 1 and 2 have exactly the same configuration, and CBEI = CB2, CI = C
Assume that 2. In this case, if the drive circuits 1.2 operate at the same voltage level, the delay times for signal transmission between input and output should be the same. However, since the drive circuit 1 operates at a high voltage level and the drive circuit 2 operates at a low voltage level, the delay times of signal transmission between input and output are not the same. In other words, in the upper drive circuit 1, the ground terminal G
When ND reaches the level of the DC power supply E, the collector-substrate junction capacitance C1 is charged by the high voltage, and when the ground terminal GND reaches zero level, the charged charge is discharged, so that the collector-substrate junction capacitance C1 is charged. The charging and discharging speed of the capacitor C1 is fast. On the other hand, in the lower drive circuit 2, since the collector-substrate junction capacitance C2 is charged and discharged only by the voltage of the control power supply v2 applied between the power supply terminal Vcc2 and the ground terminal GND2, the collector-substrate junction capacitance C2
The charging and discharging speed of 2 is slow.

したがって、入出方間信号伝達の遅延要素とじては、上
段の駆動回路1ではベース・エミッタ間接音容ff1C
BEIのみ、下段の駆動回路2ではベース・エミッタ間
接合容量CBE2とコレクタ・基板間接合容量C2と考
えて良い。
Therefore, as a delay element for signal transmission between input and output, in the upper drive circuit 1, the base-emitter indirect sound volume ff1C
Only BEI can be considered as base-emitter junction capacitance CBE2 and collector-substrate junction capacitance C2 in the lower drive circuit 2.

第8図は、第7図に示す駆動回路1の入出方間信号伝達
の遅延状止を示す。第7図の駆動回路1において、l・
ランジスタQ7〜Q1.のベース・エミッタ間接合容量
CBE7〜CBE11は、前段の1〜ランジスタによっ
て放電されるため、ベース・エミッタ間接合容ffi 
CBEIのうち入出方間信号伝達の遅延時間に実質的に
関与するのは初段のトランジスタQ + 2のベース・
エミッタ間接合容n Co日12のみである。この接合
容量CBE12の充電速度が遅いと、入力端子I N 
+のレベルが立ち上がった後、l・ランジスタQ l 
2がオンするタイミングが遅れ、それによりトランジス
タQ、がオンし、トランジスタQ8がオフするタイミン
グが遅れる。このため、出力端子OUT、のレベルが立
ち上がるタイミングが遅れて、立ち上がり遅延時間tl
が生じる。また、接合容M C8E、2の放電速度が遅
いと、入力端子IN、のレベルが立ち下がった後、トラ
ンジスタQ12がオフするタイミングが遅れ、それによ
りトランジスタQ7がオフし、トランジスタQ、がオン
するタイミングが遅れる。このため、出力端子OUT、
のレベルが立ち下がるタイミングが遅れて、立ち下がり
遅延時間t2が生じる。
FIG. 8 shows the delay in signal transmission between the input and output of the drive circuit 1 shown in FIG. 7. In the drive circuit 1 shown in FIG.
Ransistors Q7-Q1. The base-emitter junction capacitances CBE7 to CBE11 of are discharged by the preceding stage transistors, so the base-emitter junction capacitances ffi
Of the CBEI, the base of the first stage transistor Q + 2 is substantially involved in the delay time of signal transmission between input and output.
The emitter-to-emitter junction capacitance nCo is only 12. If the charging speed of this junction capacitance CBE12 is slow, the input terminal I N
After the + level rises, the l transistor Q l
The timing at which transistor Q2 turns on is delayed, which delays the timing at which transistor Q2 turns on and the timing at which transistor Q8 turns off. Therefore, the timing at which the level of the output terminal OUT rises is delayed, resulting in a rise delay time tl.
occurs. Furthermore, if the discharge speed of the junction capacitor MC8E,2 is slow, the timing at which the transistor Q12 turns off is delayed after the level of the input terminal IN falls, which turns off the transistor Q7 and turns on the transistor Q. The timing is delayed. Therefore, the output terminal OUT,
The timing at which the level falls is delayed, resulting in a falling delay time t2.

一方、駆動回路2においては、ベース・エミッタ間接合
容量CBE2によって上記遅延時間L+、hが生じるの
みならず、コレクタ・基板間接合容量C2によっても遅
延が生じる。つまり、コレクタ・基板間の接合容量C2
が大きいと、接合容M、、C2を充電するのに時間が掛
かり、出力端子0UT2のレベルが立ち上がるタイミン
グが遅れ、立ち上がり遅延時間1.+が生じる。また、
接合容量C2を放電するのにも時間が掛かるので、出力
端子OUT。
On the other hand, in the drive circuit 2, not only the delay times L+ and h are caused by the base-emitter junction capacitance CBE2, but also a delay is caused by the collector-substrate junction capacitance C2. In other words, the junction capacitance C2 between collector and substrate
If . + occurs. Also,
Since it takes time to discharge the junction capacitance C2, the output terminal OUT.

のレベルが立ち下がるタイミングも遅れ、立ち下がり遅
延時間t2’も生じる。
The timing at which the level falls is also delayed, resulting in a falling delay time t2'.

したがって、上段と下段の駆動回路1,2を比較すると
、下段の駆動回路2の方が遅延時間が大きくなり、両者
を相互に関連して動作させようとすると、位相や立ち上
がり及び立ち下がりのタイミングが正規の伏皿からずれ
た信号が出力されて、正常な駆動を行えないという問題
がある。特に、第5図に示すように、スイッチング素子
Q、、Q2の直列回路か直流電源Eに接続されたインバ
ータ回路IVにおいては、下段の駆動回路2によりスイ
ッチング素子Q2がオフしてしまう前に、上段の駆動回
路1によりスイッチング素子Q、がオンされて、同時オ
ンによる瞬時大電流が流れることがあり、スイッチング
素子Q、、Q2のストレスが増大するという問題がある
Therefore, when comparing the upper and lower drive circuits 1 and 2, the lower drive circuit 2 has a longer delay time. However, there is a problem in that a signal that deviates from the normal lowering plate is output, making it impossible to drive normally. In particular, as shown in FIG. 5, in the inverter circuit IV connected to the series circuit of switching elements Q, Q2 or the DC power supply E, before the switching element Q2 is turned off by the lower drive circuit 2, When the switching element Q is turned on by the upper stage drive circuit 1, a large instantaneous current may flow due to simultaneous turning on, and there is a problem in that the stress on the switching elements Q, Q2 increases.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、少なくとも2個の駆動回路を含
む集債回路から成る駆動装置において、相互に関連して
動作する駆動回路の同期外れを防止することにある。
The present invention has been made in view of these points, and an object of the present invention is to provide a drive device consisting of a collector circuit including at least two drive circuits, in which the drive circuits operate in conjunction with each other. The purpose is to prevent synchronization.

[課題を解決するための手段] 本発明は、上記の課題を解決するために、P型の生導体
基板20上に、N型のエピタキシャル層26を有し、前
記エピタキシャル層26をPをの不純物拡散層25で分
離して複数の半導体素子を形成した集積回路から成り、
前記複数の半導体素子にて形成される駆動回路1.2を
備え、各駆動回路1.2は前記半導体素子のエピタキシ
ャル層26と半導体基板20の間に形成される第1の接
合容ffi Cl、 C2と、前記半導体素子の制御入
力端子間に形成される第2の接合容量CBε、 、 C
BH3とを含む駆動装置において、相互に関連して動作
する駆動回路1.2から出力される駆動信号が同期する
ように、第1の接合容量C,,C2及び第2の接合容、
fl CBEI 、 CBH3を設定して成ることを特
徴とするものである。
[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems, the present invention has an N-type epitaxial layer 26 on a P-type raw conductor substrate 20, and the epitaxial layer 26 is made of It consists of an integrated circuit in which a plurality of semiconductor elements are formed separated by an impurity diffusion layer 25,
The drive circuit 1.2 includes a drive circuit 1.2 formed of the plurality of semiconductor elements, and each drive circuit 1.2 has a first junction capacitance ffiCl formed between the epitaxial layer 26 of the semiconductor element and the semiconductor substrate 20, C2 and a second junction capacitance CBε, , C formed between the control input terminal of the semiconductor element
In the drive device including BH3, the first junction capacitance C,,C2 and the second junction capacitance,
This is characterized by setting fl CBEI and CBH3.

なお、上記構成において、P型とN型を置換しても良い
Note that in the above configuration, P type and N type may be replaced.

[作用] 本発明は、このように、相互に関連して動作する駆動回
路1,2から出力される駆動信号が同期するように、第
1の接合容MC,,C2及び第2の接合容量CBEI 
+ CBH3を設定したから、駆動回路1.2の動作電
圧レベルが異なっていても、人出方間信号伝達の遅延時
間を整合させることができ、相互に関連して動作する駆
動回路1.2の遅延時間のずれによる同期外れが生じる
ことがない。
[Function] In this way, the present invention enables the first junction capacitors MC, , C2 and the second junction capacitors to be synchronized so that the drive signals output from the drive circuits 1 and 2 that operate in relation to each other are synchronized. CBEI
+ Since CBH3 is set, even if the operating voltage levels of the drive circuits 1.2 are different, the delay time of signal transmission between the output terminals can be matched, and the drive circuits 1.2 operate in conjunction with each other. There is no possibility of loss of synchronization due to a difference in delay time.

「実施PA1 ] 第1図は本発明の第1実施例に用いる集積回路の要部断
面図である。この集積回路は、P型の半導体基板20上
に形成したN型のエピタキシャル層26に分な用のP+
拡散層25を設けて複数の半導体素子を形成したPN接
合分離構造の集積回路である。図示されたl・ランジス
タは共にN P N型であり、左側は低耐圧用、右側は
高耐圧用である。後苦は上段の駆動回路1に用いられ、
前者は下段の駆動回路2に用いられる。上段及び下段の
各1〜ランジスタについて、コレクタ・基板間接合容量
C,,C2は、P+拡散層25で分割されたN型のエピ
タキシャル層26と、P型半導体基板20(及びP+拡
散層25)との接合表面績、によって(厳密には不純物
拡散濃度等によっても)変化する。
"Execution PA1" FIG. 1 is a cross-sectional view of a main part of an integrated circuit used in the first embodiment of the present invention. This integrated circuit is divided into an N-type epitaxial layer 26 formed on a P-type semiconductor substrate 20. P+ for na
This is an integrated circuit with a PN junction isolation structure in which a diffusion layer 25 is provided and a plurality of semiconductor elements are formed. Both of the illustrated L transistors are of N P N type, and the one on the left is for low breakdown voltage, and the one on the right is for high breakdown voltage. The aftereffect is used in the upper drive circuit 1,
The former is used for the lower drive circuit 2. For each of the transistors 1 to 1 in the upper and lower stages, the collector-substrate junction capacitances C, C2 are determined by the N-type epitaxial layer 26 divided by the P+ diffusion layer 25 and the P-type semiconductor substrate 20 (and the P+ diffusion layer 25). It changes depending on the bonding surface quality (strictly speaking, it also depends on the impurity diffusion concentration, etc.).

従来例において説明したように、上段の駆動回路1にお
けるコレクタ・基板間接合容量C1は、下段の駆動回路
2におけるコレクタ・基板間接合容量C2に比べて高い
電圧で充電され、その充電電荷が放電されるので、充放
電速度が速く、したがって、コレクタ・基板間接合容量
C1は遅延要素として寄与せず、上段の駆動回路1より
も下段の駆動回路2の遅延時間が長くなっていた。そこ
で、本実施例にあっては、第1図に示すように、上段の
駆動回路1のトランジスタ(図中、右側)におけるN型
のエピタキシャル層26とP型半導体基板20(及びP
+拡散層25)との接合表面績を大きくして、接合容量
C1による遅延時間を無視できないような構造としてい
る。さらに、下段の駆動回路2のトランジスタ(図中、
左側)におけるN型のエピタキシャル層26とP型半導
体基板20(及びP+拡散層25)との接合表面績を小
さくして、接合容量C2による遅延時間が小さくなるよ
うな構造としても良いし、両方の構造を適宜組み合わせ
て用いても良い。
As explained in the conventional example, the collector-substrate junction capacitance C1 in the upper drive circuit 1 is charged with a higher voltage than the collector-substrate junction capacitance C2 in the lower drive circuit 2, and the charged charge is discharged. Therefore, the collector-substrate junction capacitance C1 does not contribute as a delay element, and the delay time of the lower drive circuit 2 is longer than that of the upper drive circuit 1. Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 1, the N-type epitaxial layer 26 and the P-type semiconductor substrate 20 (and P
+diffusion layer 25), the structure is such that the delay time due to the junction capacitance C1 cannot be ignored. Furthermore, the transistor of the lower drive circuit 2 (in the figure,
The structure may be such that the junction surface area between the N-type epitaxial layer 26 and the P-type semiconductor substrate 20 (and the P+ diffusion layer 25) on the left side) is reduced to reduce the delay time due to the junction capacitance C2, or both The structures may be used in combination as appropriate.

つまり、接合容量C+ Ic 21CBEI Ic B
H3に起因する遅延時間を、夫々tc+、tc2.tc
aE++tcea2とすると、 tCBEI +tc 1= tc BF2+ LC2と
なるように、N型のエピタキシャル層26とP型半導体
基板20(及びP+拡散層25)の接合表面績を設計す
れば良い。上段の駆動回路1のトランジスタは高耐圧を
要求され、下段の駆動回路2のl・ランジスタは低耐圧
でも良いので、上記のように接合表面績を設計すること
は、耐圧設計の観点からも好都合である。
In other words, junction capacitance C+ Ic 21CBEI Ic B
The delay time due to H3 is tc+, tc2 . tc
Assuming that aE++tcea2, it is sufficient to design the junction surface characteristics between the N-type epitaxial layer 26 and the P-type semiconductor substrate 20 (and the P+ diffusion layer 25) so that tCBEI +tc 1 = tc BF2+ LC2. The transistors in the upper drive circuit 1 are required to have a high withstand voltage, and the transistors in the lower drive circuit 2 can have a low withstand voltage, so designing the bonding surface as described above is advantageous from the viewpoint of withstand voltage design. It is.

このようにすれば、上段の駆動回路1の遅延時間と下段
の駆動回路2の遅延時間を整合して、下段の駆動回路2
から上段の駆動回路1と同期した出力が得られるように
することができる。この1財動装置を第5図に示したイ
ンバータ回路IVに応用することにより、上段の駆動回
路1と、下段の駆動回路2が同期して動作し、スイッチ
ング素子Q、、Q2の同時オンのような不都合が生じな
くなるものである。
In this way, the delay time of the upper drive circuit 1 and the delay time of the lower drive circuit 2 are matched, and the lower drive circuit 1
It is possible to obtain an output that is synchronized with the drive circuit 1 in the upper stage. By applying this one-money device to the inverter circuit IV shown in FIG. This will prevent such inconvenience from occurring.

[実施例2] 第2図は本発明の第2実施例に用いる集積回路の要部断
面図である。この集積回路も上記実施例と同様のPN接
合分離構造を有している0図示されたトランジスタは共
にNPN型であり、左側は低耐圧用、右側は高耐圧用で
ある。後者は上段の駆動回路1に用いられ、前者は下段
の駆動回路2に用いられる。
[Embodiment 2] FIG. 2 is a sectional view of a main part of an integrated circuit used in a second embodiment of the present invention. This integrated circuit also has a PN junction isolation structure similar to that of the above-mentioned embodiment. Both transistors shown in the figure are of the NPN type, and the one on the left is for low breakdown voltage, and the one on the right is for high breakdown voltage. The latter is used for the upper drive circuit 1, and the former is used for the lower drive circuit 2.

本実施例にあっては、コレクタ・基板間接会合ic、、
c2を変えるのではなく、トランジスタの構造を変える
ことにより、ベース・エミッタ間接合容量 C8211
CBE2を変えている。したがって、ここては、従来例
と同様に、上段の駆動回路1の接合容量C1による遅延
時間は無視できるほどに小さく、上段の駆動回路1の遅
延時間はtcBE、、下段の駆動回路2の遅延時間は(
tc BE2+ tc 2)と表されるものとする。上
段の駆動回路1におけるl・ランジスタ(図中、右側)
のベース・エミッタ間接会合M CBE lは、同トラ
ンジスタのベース領域とエミッタ領域の接合面積に応じ
て決まり、第2図に示すように、1〜ランジスタのベー
ス領域及びエミッタ領域を拡げることにより、接会合!
iCBE 1を大きくすることができる。これにより、
上段の駆動回路1の遅延時間tcBε、を大きくするこ
とができ、 tc BEI = tc BE2 + tc 2となる
ように、構造を設計することにより、上段の駆動回路1
と下段の駆動回路2の遅延時間を整合させることができ
る。同様に、下段の駆動回路2における)・ランジスタ
(図中、左側)のベース・エミッタ間接会合M CBE
2を小さくする構造を用いたり、あるいは、上記両方の
構造を同時に用いても良い。さらに、実施例1において
説明した構造と本実施例の構造を適宜組み合わせた構造
を用いても良い。
In this embodiment, the collector-substrate indirect association IC,
By changing the structure of the transistor instead of changing c2, the base-emitter junction capacitance C8211
Changing CBE2. Therefore, in this case, as in the conventional example, the delay time due to the junction capacitance C1 of the upper drive circuit 1 is negligibly small, the delay time of the upper drive circuit 1 is tcBE, and the delay of the lower drive circuit 2 is negligible. the time is(
tc BE2+ tc 2). L transistor in the upper drive circuit 1 (right side in the figure)
The base-emitter indirect association M CBE l of the transistor is determined according to the junction area between the base region and the emitter region of the same transistor, and as shown in FIG. Meeting!
iCBE 1 can be increased. This results in
The delay time tcBε of the upper drive circuit 1 can be increased by designing the structure so that tc BEI = tc BE2 + tc 2.
It is possible to match the delay times of the drive circuit 2 and the lower drive circuit 2. Similarly, in the lower drive circuit 2), the base-emitter indirect connection M CBE of the transistor (left side in the figure)
2 may be used, or both of the above structures may be used simultaneously. Furthermore, a structure that is a combination of the structure described in Example 1 and the structure of this example may be used.

[実施例3] 第3図は本発明の第3実施例の回路図である。[Example 3] FIG. 3 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、インバータ回路IVの直・流電源
をチョッパー回路CHにより作成している。
In this embodiment, the DC/current power source for the inverter circuit IV is created by a chopper circuit CH.

インバータ回路IVとチョッパー回路CHは制御回路6
を共用している。制御回路6は発振制御回路とレベルシ
フタ回路を含んでおり、駆動回路1゜2.7と共に1チ
ツプの集積回路で構成されている。制御回路6の第1及
び第2の出力信号は第1及び第2の駆動回路1.2を介
してインバータ回路IVのスイッチング素子Q、、Q、
に供給され、制御回路6の第3の出力信号は第3の駆動
回路7を介してチョッパー回路CHのスイッチング素子
Qoに供給されている。ここでは、第1乃至第3の駆動
回路1,2.7の夫々に上述の構造を用いることにより
、各駆動回路1,2.7から同期した駆動信号を取り出
すことを可能としている。これにより、インバータ回路
IVとチョッパー回路CHを同期して動作させることが
でき、電源歪を小さくすることが可能である。つまり、
チョッパー回路CHの出力側に設けられる平滑コンデン
サと入力側に設けられる整流回路のいずれがよりインバ
ータ回路IVが直流電流を供給されるように構成すると
共に、交流電源8からの入力電流がチョッパー回路CH
とインバータ回路IVに交互に流れるように制御回路6
を構成することにより、交流電源8からの入力電流が停
止する期間を少なくすることかでき、電源歪を小さくす
ることができるものである(特願昭62−188461
号参照)。
Inverter circuit IV and chopper circuit CH are control circuit 6
are shared. The control circuit 6 includes an oscillation control circuit and a level shifter circuit, and is composed of a one-chip integrated circuit together with the drive circuit 1.2.7. The first and second output signals of the control circuit 6 are passed through the first and second drive circuits 1.2 to the switching elements Q, , Q, of the inverter circuit IV.
The third output signal of the control circuit 6 is supplied to the switching element Qo of the chopper circuit CH via the third drive circuit 7. Here, by using the above-described structure for each of the first to third drive circuits 1, 2.7, it is possible to extract synchronized drive signals from each drive circuit 1, 2.7. Thereby, the inverter circuit IV and the chopper circuit CH can be operated synchronously, and power supply distortion can be reduced. In other words,
The inverter circuit IV is configured to be supplied with direct current by either the smoothing capacitor provided on the output side of the chopper circuit CH or the rectifier circuit provided on the input side, and the input current from the AC power source 8 is connected to the chopper circuit CH.
and control circuit 6 so that the flow alternately flows to inverter circuit IV.
By configuring this, it is possible to reduce the period during which the input current from the AC power supply 8 is stopped, and it is possible to reduce power supply distortion (Japanese Patent Application No. 188461/1988).
(see issue).

上記の実施例では駆動回路が2個又は3個の場合につい
て説明したが、相互に関連して動作する駆動回路が2個
以上存在すれば、本発明を適用できるものである。なお
、相互に関連して動作する駆動回路が同期している状態
とは、必ずしも一方の信号と全く同位相の信号又は逆位
相の信号を出力する場合のみならず、一方の信号が立ち
下がってから一定の位相関係を保って他方の信号が立ち
上がるような場合をも含むものである。
Although the above embodiments have been described with reference to two or three drive circuits, the present invention can be applied as long as there are two or more drive circuits that operate in conjunction with each other. Note that the state in which drive circuits that operate in conjunction with each other are synchronized does not necessarily mean that they output a signal that is exactly in phase with one signal or a signal that is in the opposite phase of one signal, but also when one signal falls. This also includes a case where the other signal rises while maintaining a certain phase relationship from one signal to the other.

また、駆動回路によって駆動される回路の具体例として
、インバータ回路やチョッパー回路を例示したが、多相
パルスモータや被駆動エレメントを複数個含むデイスプ
レィやプリンタヘッドの駆動回路に応用することも可能
であることは言うまでもない。
In addition, although an inverter circuit and a chopper circuit have been shown as specific examples of circuits driven by the drive circuit, it is also possible to apply it to drive circuits for displays and printer heads that include multiphase pulse motors and multiple driven elements. It goes without saying that there is.

[発明の効果] 本発明は上述のように、少なくとも2個の駆動回路を含
むPN接り分離構造の集積回路より成る駆動装置におい
て、相互に関連して動作する駆動回路から出力される駆
動信号が同期するように、接合容量を設定したから、駆
動信号の同期外れによる不都合を防止できるという効果
がある。
[Effects of the Invention] As described above, the present invention provides a drive device comprising an integrated circuit with a PN contact separation structure including at least two drive circuits, in which drive signals output from drive circuits that operate in conjunction with each other are used. Since the junction capacitance is set so that the signals are synchronized, it is possible to prevent problems caused by out-of-synchronization of the drive signals.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明の第1実施例に用いる集積回路の要部断
面図、第2図は本発明の第2実施例に用いる集積回路の
要部断面図、第3図は本発明の第3実施例のブロック回
路図、第4図(a)乃至(c)は従来の集積回路におけ
る素子分前技術を説明するための断面図、第5図は従来
例の回路図、第6図は同上に用いる集積回路の要部断面
図、第7図は従来の駆動回路の要部回路図、第8図は同
上の動作説明のための波形図である。 1.2は駆動回路、C,、C2は第1の接合容量、CB
εI 、 CBE2は第2の接合容量である。
FIG. 1 is a cross-sectional view of a main part of an integrated circuit used in a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a cross-sectional view of a main part of an integrated circuit used in a second embodiment of the present invention, and FIG. 4(a) to 4(c) are cross-sectional views for explaining the element separation technology in a conventional integrated circuit, FIG. 5 is a circuit diagram of the conventional example, and FIG. 6 is a block circuit diagram of the third embodiment. FIG. 7 is a sectional view of a main part of an integrated circuit used in the above, FIG. 7 is a circuit diagram of a main part of a conventional drive circuit, and FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of the same. 1.2 is the drive circuit, C, C2 is the first junction capacitance, CB
εI and CBE2 are the second junction capacitances.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)P型の半導体基板上に、N型のエピタキシャル層
を有し、前記エピタキシャル層をP型の不純物拡散層で
分離して複数の半導体素子を形成した集積回路から成り
、前記複数の半導体素子にて形成される駆動回路を少な
くとも2個備え、各駆動回路は前記半導体素子のエピタ
キシャル層と半導体基板の間に形成される第1の接合容
量と、前記半導体素子の制御入力端子間に形成される第
2の接合容量とを含む駆動装置において、相互に関連し
て動作する駆動回路から出力される駆動信号が同期する
ように、第1及び第2の接合容量を設定して成ることを
特徴とする駆動装置。
(1) An integrated circuit comprising an N-type epitaxial layer on a P-type semiconductor substrate, the epitaxial layer being separated by a P-type impurity diffusion layer to form a plurality of semiconductor elements, and the plurality of semiconductor elements at least two drive circuits formed by the semiconductor element, each drive circuit being formed between a first junction capacitor formed between the epitaxial layer of the semiconductor element and the semiconductor substrate, and a control input terminal of the semiconductor element. In a drive device including a second junction capacitor, the first and second junction capacitors are set so that drive signals output from drive circuits that operate in conjunction with each other are synchronized. Characteristic drive device.
(2)P型とN型を置換したことを特徴とする請求項1
記載の駆動装置。
(2) Claim 1 characterized in that P type and N type are replaced.
Drive device as described.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020048241A (en) * 2018-09-14 2020-03-26 三菱電機株式会社 Semiconductor device

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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