JPH01183247A

JPH01183247A - モデム装置

Info

Publication number: JPH01183247A
Application number: JP705188A
Authority: JP
Inventors: Tatsuya Yaguchi; 達也矢口
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1988-01-18
Filing date: 1988-01-18
Publication date: 1989-07-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分！！Ｆ］本発明は、デジタルデータ通信で用いられるモデム装置
に関し、特に変調器を改良したモデム装Ｍに関するもの
である。

［従来の技術］デジタル信号データを一般公衆回線（アナログ信号）を
介して伝送する場合、デジタル信号を所望のアナログ信
号に変調したり、その変調信号を復調する変復調装置（
モデム）が必要になる。

このモデムの一般的４ｍ成の概要を第４図に示す、なお
、図中鎖線で囲んだ部分がＤＳＰ（デジタル信号処理プ
ロセッサ）で構成される部分である。

図中１００は送信すべきデジタル信号を発生する送信端
末、１１８は受信端末である。

１０１は、同一データの連続出力を防止するため、送信
データをランダム化するスクランブラ、１０２はスクラ
ンブラ１０１からの信号をトリビット、ダイビット毎等
に符号を割り付ける符号器、１０３は信号の符号量干渉
を防ぐ波形整形フィルタ（ロールオフフィルタ）、１０
４は波形整形フィルタ１０３よりの信号に対して所定の
変調処理を実行する変調器である。この変調器１０４で
の変調方式はデータ転送スピード等により、多数考えら
れており、その代表的なものには以下の各方式がある。

■搬送波の位相を変化させる位相変調方式、■搬送波の
周波数を変化させる周波数変調（ＦＳＫ）方式、 ■搬送波の振幅を変化させる振幅変ｍ（ＡＭ）方式、 ■搬送波の振幅、位相を変化させる直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）方式等の各方式がある。

この変調器１０４で変調された信号は、アナログ回線で
ある公衆回線等に送出すべく　Ｄ／Ａ変換器１０５でア
ナログ信号に変換され、更にローパスフィルタ１０６に
より伝送路の伝送帯域に合致させるべく余分な高調波成
分が取り除かれ、伝送路へ送出される。

一方、受信側においては、°伝送路よりの伝送信号はま
ずその伝送帯域以外の成分がバンドパスフィルタ１１０
で除去され、続いてＡＧＣＩＩＩで受信側で扱う信号レ
ベルに制御され、さらにＡ／Ｄ変換器１１２でデジタル
信号化される。

そしてデジタル信号化された後、復調器１１３により変
調前の元の信号に復調される。ここで、１１４は等化器
と呼ばれ、伝送されてきた受信信号から伝送中に受けた
歪成分を除去するものであり、この等化器１１４により
本来の送信信号が抽出される。この等化器１１４の出力
信号は判定器１１５に送られ、ここで符号ポイントに判
定され、その後復号器１１６で復号されてデイスクラン
ブラ１１７に送られ、送信側のスクランブラ１０１でラ
ンダム化された信号が元に戻される。

こうして送信端末１００より出力された送信信号と同様
の信号に戻され、受信端末１１８側に出力される。

この様に、モデムを用いることにより、一般のアナログ
回線である公衆回線を介してデジタル信号の伝送が可能
になる。

以上説明したモデムの一般的な変調器の基本的構成を第
５図に示す。

図中、ｄ　（ｎＴ１．　）は送信源信号であり符号器２
００により多値化され、同相成分ｘ　（ｎＴｂ）と逆相
成分Ｙ　（ｎＴｂ）とに分割される。

ここでＴｂは送信源信号のボー周期を表わしている０次
に、ｘ　（ｎＴｂ）及びＹ　（ｎＴ、、）は、それぞれ
サンプラ２０１及び２０２によって、ａ　（ｎＴ、）及
びｂ　（ｎＴ、）に変換される。

ここでＴ、はサンプラ２０１及び２０２のサンプル周期
である。続いて、符号量干渉を除去するためにロールオ
フフィルタと呼ばれる波形整形フィルタとのコンポルー
ジョンがとられ、同相成分Ｐ　（ｎＴ、）及び直交成分
Ｑ　（ｎＴ、）かえられる、引き続いてＰ　（ｎＴ、）
とＱ　（ｎＴ、）は掛算器２０５及び２０６に送られ、
それぞれｃｏｓ（ｎｗｃＴｓ）とｓ　ｉ　ｎ　（ｎＷ、
　Ｔ＊　）と掛は合わされる。その結果が加算器２０７
で加算され、Ｓ　（ｎＴ、）がえられる、最後にＳ　（
ｎＴ、）はＤ／Ａ変換器２０８により対応するアナログ
信号に変換され、Ｓ　（ｔ）として出力される。このよ
うにして変調器による変調処理が行なわれる。

次に波形整形フィルタ（ロールオフフィルタ）１０３の
一般的構成を第６図に示す。

図中３００〜３０４はそれぞれサンプリング周期Ｔ、た
け遅延する遅延器、３０５〜３１１は乗算器、３１２は
加算器である。

同図では１次ロールオフフィルタを示しているが、これ
の伝達関数はＨ（Ｚ）　−ｈ　（０）　＋ｈ　（１）　ｚ−’＋ｈ　
（２）　ｘ−”＋−−・ｈ　（ｎ）　Ｚ−”　　で表わ
される。式中ｈ　（０）　、　　ｈ　（１）　・＝、　
　ｈ　（ｎ）は同フィルタのインパルスレスポンスを意
味しており、その周波数特性は通常、自乗余弦波特性を
している。

なお、本構成では一般化のためｎ次のフィルタを用いた
が、実際にはｎが１００〜２００のトランスバーサルフ
ィルタを使用している。

［発明が解決しようとする問題点］しかし、上記従来例では、第６図に示した様に、高次の
トランスバーサルフィルタを使用しているため、ＣＣＩ
ＴＴ−Ｖ２７ｔｅｒ／Ｖ２９両勧告を満たすには、３ｆ
！類の係数をもつフィルタが必要となり、膨大なデータ
ＲＯＭを必要としていた。

［問題点を解決するための手段］本発明は上述の問題点を解決することを目的として成さ
れたもので、上述の問題点を解決する一手段として、モ
デム装置の変調回路の波形整形フィルタとしてサンプル
ホールド回路を用いる。

［作用］このように、従来のサンプラを除去し、かつ波形整形フ
ィルタ（ロールオフフィルタ）に替えてサンプルホール
ド回路を使用することにより、タップ係数用データＲＯ
Ｍを不要とし、フィルタリングによる遅延時間をなくし
たものである。

［実施例］以下、本発明に係る一実施例を図面を参照して説明する
。

第１図は本発明に係る一実施例の基本回路構成図、第２
図は本実施例のインパルス応答を示す図である。

本実施例では第１図に示す如く、第５図におけるサンプ
ラ２０１及び２０２を取り除き、波形整形フィルタ（ロ
ールオフフィルタ）２０３及び２０４に替えてサンプル
ホールド回路４０１並びに４０２を設けたものである。

なお、本実施例のモデム装置においては、その他の構成
については第４図と同様の構成を備えている。

第２図は第１図におけるサンプルホールド回路４０１及
び４０２のインパルス応答を示したものであり、ホール
ド時間はＴｂ＝４ＸＴ、とした。

但し、Ｔｂ　；ボー周期、Ｔ８　；サンプル周期である
。

第１図において、送信源信号ａ（ｎｒｂ）はまず第５図
と同様に符号器４００により多植化され同相成分ｘ　（
ｎＴｂ）と直交成分Ｙ　（ｎＴ、）とに分割される。

ここでｘ　（ｎＴｂ）、Ｙ　（ｎＴｂ　）は離数信号で
あり、Ｔｂごとにパルスが存在する系列となっている。

サンプルホールド４０１及び４０２ではそれぞれパルス
系列ｘ　（ｎＴｂ　）　、　Ｙ　（ｎＴｂ　）を各パル
スごとにＴｂだけ保持し、Ｔ、ごとにパルスが存在する
新しい系列を作り出している。

従って、同図中でＰ　（ｎ　Ｔｓ　）　、Ｑ　（ｎ　Ｔ
ｓ　）はＴ、毎にそれぞれｘ　（ｎＴｂ　）　、　Ｙ　
（ｎＴｂ　）と同じデータ値をもつＴ１間隔のパルス系
列である。続いてｐ　（ｎ’ｌ　）、Ｑ　（ｎＴ、）は
掛算器４０３．４０４でそれぞれｃｏｓ　（ｎＷｃ　Ｔ
ｓ　）又はｓ　ｉ　ｎ　（ｎＷｃ”ｒ、）と掛は合わさ
れ、結果が加算器４０５で加算され５（ｎＴｓ）となる
。

５（ｎＴ、Ｊ）に変換された離散変調信号はＤ／Ａ変換
器４０６で対応するアナログ信号に変換され、連続変調
信号Ｓ　（ｔ）となる。

本実施例のアルゴリズム処理を第３図のフローチャート
図を参照して以下説明する。

まずステップ６００で変調用ＣＯＳ　（コサイン）波及
びｓｉｎ　（サイン）波の引値をインクリメントする為
のカウンタｎを“０”にセットする。続いてステップ６
０１で第１図におけるｄ　（ｎＴｂ　）をＤＳＰ部に取
り込む、このデータはステップ６０２により多植符号化
され、同相成分ｘ　（ｎＴ１．　）と直交成分Ｙ（ｎＴ
ｂ）とに分割される。ステップ６０３ではサンプルホー
ルドのためのループカウンタｌｃを“０”にセットする
。続くステップ６０４ではサンプルホールドがボー周期
Ｔｂ（Ｒｅ−４）だけ行なわれたか否かの確認を行ない
、ボー周期Ｔｂ　　Ｃ文Ｃ−４）だけ行なわれた場合に
はステップ６０１に戻り新しいデータの入力処理を行な
う。

一方、ボー周期Ｔｂ　　（Ｊｌｃ＝４）だけ行なわれな
かった時にはステップ６０５に進み、以下の一連の変調
）Ａ埋がなされる。

ステップ６０５では同相成分に関してａ　（ｎＴ、）＝同相成分ｘｃｏｓ　（ｎＷ（’ｒ＊　
）の処理がなされ、ステップ６０６では直交成分に関し
てｂ（ｎＴ、）ｗ直交成分ｘｓ　ｉ　ｎ　（ｎＷｃＴ、）
の処理がなされる。

続くステップ６０７ではステップ６０５とステップ６０
６の処理結果が加算され、Ｓ　（ｎＴ、）に格納される
。

ステップ６０８では引値用力゛ウンタｎとサンプルホー
ルド用のループカウンタｌｃがそれぞれインクリメント
される。続くステップ６０９ではステップ６０７での演
算結果５（ｎＴｓ）がＤ／Ａ変換器４０６に送られ、対
応するアナログ信号である連続信号ｓ　（Ｂとして出力
される。

以上説明した様に本実施例によれば、従来のサンプラを
除去し、かつ高次のトランスバーサルフィルタを用いた
波形整形フィルタに替え、上述のサンプルホールド回路
を使用することにより、タップ係数用のデータＲＯＭ等
を不要とし、フィルタ通過により遅延時間をほとんどな
くすことが可能となった。

このため、Ｍ単な構成でＣＯＩ　ＴＴ　−Ｖ　２７ｔ　
ｅ　ｒ　／　Ｖ　２９の両勧告を溝足するモデム装置を
提供することがで籾る。

［他の実施例］以上説明した実施例では、最も単純な手段として１次サ
ンプルホールド回路を用いたが、本発明による変調回路
はこの例に限定されるものではなく、多次のサンプルホ
ールド回路を用いても容易に実現ができることは勿論で
ある。

［発明の効果］以上説明した如く本発明によれば、次に述べる効果を上
げることができる。

従来のＱＡＭ変調回路における、サンプラを取り除き、
波形整形フィルタの替りにサンプルホールド部を設ける
ことにより、タップ係数用データＲＯＭ　（Ｖ２７ｔｅ
ｒとＶ２９あわせて５００ワ一ド程度）を−掃でき、し
かもフィルタリングによる遅延時間はゼロでありその効
果たるや絶大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る一実施例の一部ブロック図、第２図は第１図のインパルス応答を示す図、第３図は本
実施例のアルゴリズム処理を示すフローチャート、第４図は一般的なモデム装置のブロック図、第５図は一
般的な変調器の基本的構成を示す図、第６図は従来のローパスフィルタの一般的構成を示す図
である。図中、・１００・・・送信端末、１０１・・・スクラン
ブラ、！０２・・・符号器、１０３・・・パルス整形フ
ィル、り、１０４・・・変調器、１０５，２０８，４０
６、・・・［）　／　Ａ　変換器、１０Ｂ・・・ローパ
スフィルタ、１１０・・・バンドパスフィルタ、１１１
・・・ＡＧＣ。１１２・・・Ａ／Ｄ変換器、１１３・・・復調器、１１
４・・・等化器、１１５・・・判定器、１１６・・・復
号器、１！フ・・・デイスクランブラ、１１８・・・受
信端末、２００・・・符号器、２０１，２０２・・・サ
ンプラ、２０３．２０４−・・波形整形フィルタ、２０
５゜２０６．４０３．４０４・・・掛算器、２ｏ７゜３
１２．４０５・・・加算器、３００〜３０４・・・遅延
器、３０５〜３１１・・・乗算器、４０１’、４０２・
・・サンプルホールド回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

変調回路の波形整形フィルタとしてサンプルホールド回
路を用いることを特徴とするモデム装置。