JPH01175410A - Semiconductor analog switch - Google Patents
Semiconductor analog switchInfo
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- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、CMOSのトランスミッションゲートによっ
て構成される半導体アナログ・スイッチに関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION <Field of Industrial Application> The present invention relates to a semiconductor analog switch constituted by a CMOS transmission gate.
〈従来の技術〉
MOSトランジスタによって構成される半導体アナログ
・スイッチにおいて、そのスイッチング動作の際に、ア
ナログ・スイッチを構成するMOSトランジスタの浮遊
容量の変化によって、スイッチが切れたとき、その端子
電圧に誤差電圧を生ずる。<Prior Art> In a semiconductor analog switch composed of MOS transistors, when the switch is turned off, an error occurs in the terminal voltage due to a change in the stray capacitance of the MOS transistor constituting the analog switch during its switching operation. Generates voltage.
第3図にNMOSトランジスタを用いたアナログスイッ
チをサンプルホールド回路に用いた例を示している。こ
の第3図に示す回路において、MOSトランジスタQ3
のゲート9の信号が°°H″で導通状態にあるとき、ゲ
ート・ドレイン間に浮遊容量C8dが存在する。ここで
ゲート信号が” L ”となり非導通状態となったとき
、Cgdは”o”となり、この浮遊容量の変化によって
生じた電荷が、出力端■に誤差電圧を生ずる。これを小
さくするために、従来では、第4図に示すように、MO
SトランジスタQ4をオン・オフさせるゲート信号の逆
相の信号で、C8dと同じ容量値Ctを持つMO8FE
TQsを接続し、ゲート信号が” H”→”L″に変化
したときの浮遊容量C3dの変化を、それと逆相のゲー
ト信号によって誘導した容量Ctによって相殺するよう
にしていた。FIG. 3 shows an example in which an analog switch using an NMOS transistor is used in a sample and hold circuit. In the circuit shown in FIG. 3, the MOS transistor Q3
When the signal of the gate 9 of is in the conductive state at °°H'', there is a stray capacitance C8d between the gate and drain.When the gate signal becomes "L" and is in the non-conductive state, Cgd becomes "o". ”, and the charge generated by this change in stray capacitance generates an error voltage at the output terminal (2).In order to reduce this, conventionally, as shown in Figure 4, the MO
MO8FE is a signal with the opposite phase of the gate signal that turns on and off S transistor Q4, and has the same capacitance value Ct as C8d.
TQs were connected so that the change in stray capacitance C3d when the gate signal changed from "H" to "L" was canceled out by the capacitance Ct induced by the gate signal having the opposite phase.
これはCMO8のトランスミッションゲートにおいても
同様のことがいえ、第5図にCMOSトランジスタを用
いたアナログスイッチをサンプルホールド回路に用いた
例を示している。従来のCMOSトランスミッションゲ
ートでは、オン抵抗のソース・ドレイン間の電圧による
非直線性を小さくするために、そのPchFETとNc
hFETの駆動能力を合わせており、その結果、両FE
Tの形状、特にゲート幅が異なったものになっていた。The same can be said of the transmission gate of the CMO8, and FIG. 5 shows an example in which an analog switch using a CMOS transistor is used in the sample and hold circuit. In conventional CMOS transmission gates, the PchFET and Nc
The driving capabilities of hFETs are matched, and as a result, both FEs
The shape of the T, especially the gate width, was different.
またNMO8の場合と同様に、NchFETの浮遊容量
CngdとPchFETの浮遊容量Cpgdが存在し、
ゲート信号によりそのCMO8トランスミッションゲー
トが非導通状態になった際に生ずる浮遊容量の変化にと
もなう電荷量の変化により誤差電圧を生ずる。またNM
OSの例と同様にこれを抑える回路として従来では第6
図に示すような方法をとっていた。細かく考えると、C
MO8のトランスミ’/ンプンゲートの場合、浮遊容量
によって生ずる電荷は、FETのドレイン側を考えると
、Nch FETとPchFETでは逆の電荷を持つた
めに相殺され、CngdとCpgdの差の電荷が、容量
C及び、ドレイン領域の基板との接合容量C2によって
分配され、誤差電圧を生成する。丑だこれを減少させる
ために従来では第6図に示すようにNchFETO例(
第4図)と同様に補償用のMO8FETQ+o。Also, as in the case of NMO8, there is a stray capacitance Cngd of NchFET and a stray capacitance Cpgd of PchFET,
An error voltage is generated due to a change in the amount of charge due to a change in stray capacitance that occurs when the CMO8 transmission gate becomes non-conductive due to a gate signal. Also NM
As with the OS example, conventionally the 6th circuit was used to suppress this.
The method shown in the figure was used. If you think about it in detail, C.
In the case of the MO8 trans/pump gate, the charge generated by the stray capacitance is canceled out because the Nch FET and PchFET have opposite charges when considering the drain side of the FET, and the charge of the difference between Cngd and Cpgd is the capacitance C. The error voltage is distributed by the junction capacitance C2 between the drain region and the substrate, and generates an error voltage. In order to reduce this, conventionally an NchFETO example (
MO8FETQ+o for compensation as in Fig. 4).
Quを付加していた。Qu was added.
く本発明が解決しようとする問題点、〉上記のように従
来の半導体アナログ・スイッチによね、ば、第6図のよ
うな補償用MO8FET =i付加しなければならず、
素子数及び面積を増大させてしまう。また素子数の増加
は、プロセス上からの影響を受けやすくなシ、容量Ct
とC3dの整合に誤差を生ずる確率も高くなり、思い通
りの設計効果を上げるのが難かしくなる。さらに変化す
る浮遊容量が増え、スイッチング時のノイズ・スパイク
電圧が大きい等の問題点があった。Problems to be solved by the present invention: As described above, in order to use the conventional semiconductor analog switch, it is necessary to add a compensating MO8FET as shown in FIG.
This increases the number of elements and area. In addition, the increase in the number of elements makes them more susceptible to process effects, and the capacitance Ct
The probability that an error will occur in matching C3d and C3d also increases, making it difficult to achieve the desired design effect. Furthermore, there were other problems such as an increase in changing stray capacitance, and large noise and spike voltages during switching.
本発明は上記の点に鑑みて創案されたものであり、解→
トムる儀−す頼、特にCMO8のトランスミッションゲ
ートにより構成されたアナログ・スイッチに関して、M
OSトランジスタに構造的に寄生する浮遊容量による誤
差電圧を容易に低減する半導体アナログ・スイッチを提
供することを目的としている。The present invention was created in view of the above points, and the solution →
Tomurugisuyori, especially regarding the analog switch configured by the CMO8 transmission gate, M.
An object of the present invention is to provide a semiconductor analog switch that easily reduces error voltage due to stray capacitance that is structurally parasitic to an OS transistor.
く問題点全解決するだめの手段〉
上記の目的を達成するため、本発明は、一方の端子にP
chMO8FETのドレインとNchMO8FETのソ
ースが接続され、他方の端子にPch MOSFETの
ソーストNc、h MOSFE Tのドレインとが接続
され、谷々のゲートには互いに逆相の信号でスイッチン
グされるCMO8のトランスミッションゲートで構成さ
れるアナログ・スイッチにおいて、PchMO8FEi
”とNch MOSFETの形状について、ソース・ド
レインの面積形状、ゲート幅、ゲート長。Means to Solve All Problems> In order to achieve the above object, the present invention provides a
The drain of the chMO8FET and the source of the NchMO8FET are connected, the other terminal is connected to the source of the Pch MOSFET Nc, the drain of the hMOSFE T, and the gates of the valleys are connected to the transmission gate of the CMO8, which is switched by signals having opposite phases to each other. In the analog switch composed of PchMO8FEi
” Regarding the shape of Nch MOSFET, the area shape of the source/drain, gate width, and gate length.
ゲートとソース及びドレインとの重なりの量、ゲート酸
化膜の厚さについて等しく形成されたトランジスタによ
り構成するように成している。The transistors are formed with the same amount of overlap between the gate, the source, and the drain, and the thickness of the gate oxide film.
く作 用〉
NchMO8FETとPchMO8FETの形状を上記
のように等しく形成することにより、MOSFETの構
造によって起因している浮遊容量はPchMO8FET
とNchMO8FETで等しくなる。また、CMO8の
トランスミー)’/、7ゲートは、PchMO8FET
とNchMO8’FETは互いに逆相のゲート信号によ
って制御され、!、たそれぞれのトランジスタの基板電
圧も逆であることから、浮遊容量によって誘起される電
荷は、ソース及びドレイン側において常におのおの正負
逆の電荷を同じ量だけ持つことになり、それは互いに相
殺されて°0″となることから、それにともなう誤差を
なくすことができる。また余分な素子を追加しないので
素子数1面積共に大きくならず、またプロセスによるズ
レも最小限に抑えることができる。また、NchFET
とPch FETの駆動能力の違いは、オン抵抗の非直
線性をまねくが、端子電圧の誤差が問題となる回路、実
施例に示すサンプルホールド回路やA/f)変換器に用
いる場合、浮遊容量による端子電圧の変動の方が大きな
問題となる。捷だオン抵抗の非直線性は、各々のFET
のオン抵抗を大きく設計することにより小さくすること
ができ、この場合FETの大きさは大きくなるが、補償
用の素子を付加するよりは素子面積を小さくてき、また
付加素子を追加して、その浮遊容量を抑える回路よりス
イッチング時に発生するノイズスパイクを小さくでき、
それによる誤差電圧をも抑える効果がある。これにより
容易に誤差の少ない半導体アナログ・スイッチを実現す
ることが可能となる。Effect> By forming the NchMO8FET and PchMO8FET in the same shape as described above, the stray capacitance caused by the structure of the MOSFET is reduced to that of the PchMO8FET.
is equal to NchMO8FET. In addition, the transme)'/, 7 gate of CMO8 is PchMO8FET
and NchMO8'FET are controlled by mutually opposite gate signals, ! Since the substrate voltages of each transistor are also opposite, the charges induced by stray capacitance always have the same amount of opposite charges on the source and drain sides, and they cancel each other out. 0'', it is possible to eliminate the accompanying error. Also, since no extra elements are added, the number of elements and the area do not increase, and deviations due to the process can be minimized.
The difference in drive capability between Pch FET and Pch FET causes nonlinearity of on-resistance, but when used in circuits where errors in terminal voltage are a problem, such as the sample-and-hold circuit shown in the example and the A/F converter, stray capacitance The larger problem is the fluctuation in terminal voltage due to The nonlinearity of the on-resistance is determined by each FET.
It can be made smaller by designing the on-resistance to be larger. In this case, the size of the FET becomes larger, but the element area is smaller than adding a compensation element, and by adding an additional element, Noise spikes generated during switching can be reduced by a circuit that suppresses stray capacitance,
This has the effect of suppressing the error voltage caused by this. This makes it possible to easily realize a semiconductor analog switch with few errors.
〈実施例2
以下、図面全参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。<Embodiment 2 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to all the drawings.
第1図は本発明の一実施例を示す回路図であシ、同図に
おいて、1は入力端子、2は出力端子、3はスイッチン
グゲート信号入力端子、4は端子3に印加される信号と
逆相のスイッチングゲート信号の入力端子、QlばPチ
ャンネル型MOSトランジスタ、Q2は本発明に従って
トランジスタQ。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, in which 1 is an input terminal, 2 is an output terminal, 3 is a switching gate signal input terminal, and 4 is a signal applied to the terminal 3. An input terminal for an anti-phase switching gate signal, Ql is a P-channel MOS transistor, and Q2 is a transistor Q according to the present invention.
と同じ形状に形成されたNチャンネル型MO8+−ラン
ジスタであり、第7図にそのパターンを示している。This is an N-channel type MO8+- transistor formed in the same shape as the one shown in FIG. 7, and its pattern is shown in FIG.
第7図において、71はPチャンネル型MOSトランジ
スタQ+’を構成するゲート、72.73は同トランジ
スタのソース、ドレインコンタクト、74はPチャンネ
ル拡散領域、75はnウェルであり、また81はNチャ
ンネル型MOSトランジスタQ2を構成するゲート、8
2.83は同トランジスタのソース、ドレインコンタク
ト、84はNチャンネル拡散領域、91は入力側メタル
配線、92は出力側メタル配線であり、この第7図に示
すようにPチャンネル型MOSトランジスタQ++Nチ
ャンネル型MOSトランジスタQ2の各々のソース・ド
レインの面積形状、ゲート幅、ゲート長、ゲートとソー
ス及びドレインとの重なり量。In FIG. 7, 71 is a gate constituting a P-channel MOS transistor Q+', 72 and 73 are source and drain contacts of the same transistor, 74 is a P-channel diffusion region, 75 is an n-well, and 81 is an N-channel MOS transistor Q+'. A gate forming the type MOS transistor Q2, 8
2. 83 is the source and drain contacts of the same transistor, 84 is the N-channel diffusion region, 91 is the input side metal wiring, and 92 is the output side metal wiring. As shown in FIG. The area shape, gate width, gate length, and amount of overlap between the gate, source, and drain of each type MOS transistor Q2.
ゲート酸化膜の厚さ(図示せず)について等しく形成し
て構成している。The gate oxide films are formed to have the same thickness (not shown).
第2図は本発明の半導体アナログ・スイッチをA/Dコ
ンバータ比較器に用いた場合の回路構成を示してお9、
同図において、5は参照電圧端子、6は入力電圧端子、
7は比較出力端子である。この第2図に示す回路構成に
おいて、りDツク信号φが“H″のとき、参照電圧と2
反転増幅器の閾値電圧との差を容量C8によってサンプ
リングし、φが°L”となったときに、Cの入力端に入
力電圧が印加され、C8の出力端に参照電圧と入力電圧
との差が生じ、反転増幅器により増幅され比較動作をす
る。このときに、閾値電圧に設定するため、反転増幅器
の入力と出力とをバイアスさせるアナログ・スイッチに
よる誤差電圧が比較器のオフセット電圧に大きく影響を
与える。ここに本発明のアナログ・スイッチを用いるこ
とにより容易にオフセット電圧の小さな比較器を実現す
ることができる。Figure 2 shows the circuit configuration when the semiconductor analog switch of the present invention is used in an A/D converter comparator9.
In the figure, 5 is a reference voltage terminal, 6 is an input voltage terminal,
7 is a comparison output terminal. In the circuit configuration shown in FIG. 2, when the output signal φ is "H", the reference voltage and
The difference between the threshold voltage of the inverting amplifier and the threshold voltage is sampled by the capacitor C8, and when φ becomes °L'', the input voltage is applied to the input terminal of C, and the difference between the reference voltage and the input voltage is applied to the output terminal of C8. is generated and is amplified by the inverting amplifier to perform a comparison operation.At this time, the error voltage caused by the analog switch that biases the input and output of the inverting amplifier has a large effect on the offset voltage of the comparator because it is set to the threshold voltage. Here, by using the analog switch of the present invention, a comparator with a small offset voltage can be easily realized.
〈発明の効果〉
以上のように本発明によれば、Pチャンネルトランジス
タとNチャンネルトランジスタの形状を等しくすること
により、浮遊容量による電荷は相殺され、誤差電圧を小
さくすることかできる。捷だ両トランジスタの形状を等
しくするだけでよく、他に特別の素子を付加する必要も
なく、素子数。<Effects of the Invention> As described above, according to the present invention, by making the shapes of the P-channel transistor and the N-channel transistor the same, charges due to stray capacitance are canceled out, and the error voltage can be reduced. All you need to do is make the shapes of both transistors the same, and there is no need to add any other special elements, and the number of elements can be reduced.
面積を増大させることもない。丑だ、PチャンネノペN
チャンネルの差こそあれ、同じ形にすればよく、プロセ
ス上の影響を受けにくい。従って本発明によれば、誤差
電圧の小さなCMOSアナログ・スイッチを容易に実現
することができ、その効果は犬である。There is no need to increase the area. It's ox, P Channel Nenope N
Even if there are differences in the channels, they can be made in the same shape and are less affected by the process. Therefore, according to the present invention, a CMOS analog switch with a small error voltage can be easily realized, and the effect is excellent.
第1図は本発明一実施例の半導体アナログスイッチの回
路構成を示す図、第2図は本発明をA/Dコンバータ比
較器に用いた場合の回路構成を示す図、第3図乃至第6
図はそれぞれ従来の回路構成を示す図、第7図は本発明
におけるトランジスタのパターン例を示す図である。
1・・入力端子、2・出力端子、3 スイッチングゲー
ト信号端子、4・・3と逆相の信号端子、5 参照電圧
端子、6 ・入力電圧端子、7・比較出力端子、8 ・
入力端子、9・ゲート信号端子、10 入力端子、1ト
ゲ一ト信号端子、12・・11と逆相のゲート信号端子
、14.17 ・入力端子、15.18 ・ゲート
信号端子、16,1915.18と逆相のゲート信号端
子、71.81ゲート、72,73,82.83・ソー
ス、ドレインコンタクト、74・・Pチャンネル拡散領
域、75 ・nウェル、84・・Nチャンネル拡散領域
、91 入力端メタル配線、92・・出力側メタル配L
Ql ・PチャンネルMOSトランジスタ、Q2Q
+ と同じ形状のNチャンネルMOSトランジスタ、
Q3 ・NチャンネルMOSトランジスタ、Q4 ・N
チャンネルMOSトランジスタ、Q5Q4と同じ容量の
浮遊容量を持つNチャンネルMOSトランジスタ、Q6
.Q8・・PチャンネルMOSトランジスタ、Q71
Q9・・NチャンネルMO8+−ランジスタ、Qlo−
Qgと同じ浮遊容量を持つPチャンネルMOSトランジ
スタ、Qll ・・Q9と同じ浮遊容量を持つNチャン
ネルMOSトランジスタ。
代理人 弁理士 杉 山 毅 至(他1名)第2図
第7図FIG. 1 is a diagram showing the circuit configuration of a semiconductor analog switch according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing the circuit configuration when the present invention is used in an A/D converter comparator, and FIGS. 3 to 6
The figures each show a conventional circuit configuration, and FIG. 7 shows an example of a transistor pattern in the present invention. 1. Input terminal, 2. Output terminal, 3. Switching gate signal terminal, 4.. Signal terminal with opposite phase to 3, 5. Reference voltage terminal, 6. Input voltage terminal, 7. Comparison output terminal, 8.
Input terminal, 9 - Gate signal terminal, 10 Input terminal, 1 spike signal terminal, 12... Gate signal terminal with opposite phase to 11, 14.17 - Input terminal, 15.18 - Gate signal terminal, 16, 1915 .18 and opposite phase gate signal terminal, 71.81 gate, 72, 73, 82.83・source, drain contact, 74...P channel diffusion region, 75・n well, 84...N channel diffusion region, 91 Input end metal wiring, 92...Output side metal wiring L
Ql ・P channel MOS transistor, Q2Q
+ N-channel MOS transistor of the same shape as
Q3 ・N channel MOS transistor, Q4 ・N
Channel MOS transistor, Q5 N-channel MOS transistor with the same stray capacitance as Q4, Q6
.. Q8...P channel MOS transistor, Q71
Q9...N channel MO8+- transistor, Qlo-
A P-channel MOS transistor with the same stray capacitance as Qg, and an N-channel MOS transistor with the same stray capacitance as Qll...Q9. Agent: Patent attorney Takeshi Sugiyama (and 1 other person) Figure 2 Figure 7
Claims (1)
タのソースと、第一のNチャンネルMOSトランジスタ
のドレインとを接続し、他方の端子に第一のPチャンネ
ルMOSトランジスタのドレインと第一のNチャンネル
MOSトランジスタのソースとを接続し、各々のトラン
ジスタのゲートに互いに逆相の信号を印加するCMOS
のトランスミッションゲートで構成されるアナログ・ス
イッチにおいて、 PチャンネルMOSトランジスタとNチャンネルMOS
トランジスタを、ソース・ドレインの面積形状、ゲート
幅、ゲート長、ゲートとソース及びドレインとの重なり
の量、ゲート酸化膜の厚さについて等しく形成したトラ
ンジスタにより構成するように成したことを特徴とする
半導体アナログ・スイッチ。[Claims] 1. The source of the first P-channel MOS transistor and the drain of the first N-channel MOS transistor are connected to one terminal, and the drain of the first P-channel MOS transistor is connected to the other terminal. and the source of the first N-channel MOS transistor, and apply signals opposite in phase to the gates of each transistor.
In an analog switch consisting of a transmission gate, a P-channel MOS transistor and an N-channel MOS
The transistor is characterized in that the transistor is formed to have the same area shape of the source and drain, gate width, gate length, amount of overlap between the gate and the source and drain, and the thickness of the gate oxide film. Semiconductor analog switch.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62333969A JPH01175410A (en) | 1987-12-29 | 1987-12-29 | Semiconductor analog switch |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62333969A JPH01175410A (en) | 1987-12-29 | 1987-12-29 | Semiconductor analog switch |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JPH01175410A true JPH01175410A (en) | 1989-07-11 |
Family
ID=18272016
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62333969A Pending JPH01175410A (en) | 1987-12-29 | 1987-12-29 | Semiconductor analog switch |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01175410A (en) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH038452U (en) * | 1989-06-09 | 1991-01-28 | ||
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-
1987
- 1987-12-29 JP JP62333969A patent/JPH01175410A/en active Pending
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