JPH01155412A - 定電圧定周波数電源装置 - Google Patents
定電圧定周波数電源装置Info
- Publication number
- JPH01155412A JPH01155412A JP31385387A JP31385387A JPH01155412A JP H01155412 A JPH01155412 A JP H01155412A JP 31385387 A JP31385387 A JP 31385387A JP 31385387 A JP31385387 A JP 31385387A JP H01155412 A JPH01155412 A JP H01155412A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- load
- reactor
- current
- circuit
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 10
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流電源装置に係り、特に交流電源装置に接
続される負荷の力率が１に近づく場合に好適な定電圧定
周波数電源装置に関する。
続される負荷の力率が１に近づく場合に好適な定電圧定
周波数電源装置に関する。
従来の定電圧定周波数装置は、日立ＣＶＣＦ電源装置Ｈ
ＩＶＥＲＴＥＲ−８５０（カタログＮ（ＬＥＤ −４６
３Ｐ）の記載のように、インバータの出力側にリアクト
ルトランスによる平滑リアクトルと高調波吸収用リアク
・トルからなる逆り形フィルタ回路を設けているため、
インバータを適当な負荷力率で設計すると、負荷力率が
１に近づいた場合、インバータの出力電流が増加するた
め、負荷の容量を低減しなければならなかった。
ＩＶＥＲＴＥＲ−８５０（カタログＮ（ＬＥＤ −４６
３Ｐ）の記載のように、インバータの出力側にリアクト
ルトランスによる平滑リアクトルと高調波吸収用リアク
・トルからなる逆り形フィルタ回路を設けているため、
インバータを適当な負荷力率で設計すると、負荷力率が
１に近づいた場合、インバータの出力電流が増加するた
め、負荷の容量を低減しなければならなかった。
上記の従来の定電圧定周波数電源装置は、第６図のブロ
ック図に示すような回路構成となっていた。すなわち直
流電源１とその直流電源１の直流電力を交流電力に変換
するインバータ２とその交流電力を正弦波形する平滑リ
アクトル３と高調波吸収用コンデンサ４・とから構成さ
れており、インバータ２はこの定電圧定周波数電源装置
に接続される負荷８の負荷力率（以後単に負荷力率とい
う）を０．９（おくれ）として設計されていた。
ック図に示すような回路構成となっていた。すなわち直
流電源１とその直流電源１の直流電力を交流電力に変換
するインバータ２とその交流電力を正弦波形する平滑リ
アクトル３と高調波吸収用コンデンサ４・とから構成さ
れており、インバータ２はこの定電圧定周波数電源装置
に接続される負荷８の負荷力率（以後単に負荷力率とい
う）を０．９（おくれ）として設計されていた。
第７図は第６図に示す回路の電圧・電流のベクトル図で
あり、負荷力率が０．９ （おくれ）の場調波吸収用コ
ンデンサの電流をＩｃ（Ｅｏより９０＠位相進み）、イ
ンバータ２の出力電流ＩＩで表している。いま、負荷力
率が１になると、インバーＩｏ’）に増加してインバー
タ２の過負荷がかかる。
あり、負荷力率が０．９ （おくれ）の場調波吸収用コ
ンデンサの電流をＩｃ（Ｅｏより９０＠位相進み）、イ
ンバータ２の出力電流ＩＩで表している。いま、負荷力
率が１になると、インバーＩｏ’）に増加してインバー
タ２の過負荷がかかる。
従って負荷力率が１に近づいた場合にインバータ２の出
力電流が■１になるよう、負荷電流Ｉｏを、第８図の負
荷力率−負荷電流曲線に示すように低減しなければなら
ないという問題があった。
力電流が■１になるよう、負荷電流Ｉｏを、第８図の負
荷力率−負荷電流曲線に示すように低減しなければなら
ないという問題があった。
本発明の目的は、負荷力率が１に近づいた時にもインバ
ータ２の出力電流と負荷８の電圧の位相を合わせるよう
に制御することにより、負荷８の電流を低減せずともよ
く、さらにインバータ２の運転効率を向上させた定電圧
定周波数電源装置を提供することにある。
ータ２の出力電流と負荷８の電圧の位相を合わせるよう
に制御することにより、負荷８の電流を低減せずともよ
く、さらにインバータ２の運転効率を向上させた定電圧
定周波数電源装置を提供することにある。
〔問題点を解決するための手段〕
直流電源と、該直流電源の直流電力を交流電力に変換す
るインバータと、前記交流電力を正ｇＬ波化する平滑リ
アクトルと、前記正弘波の高調波分を吸収する高調波吸
収用コンデンサとからなる定電圧定周波数電源装置にお
いて、該定電圧定周波゛数機源に接続された負荷に並列
に接続しスイッチング素子とリアクトルとからなるリア
クトル回路と、前記負荷の負荷電流と負荷電圧を検出し
て該負荷電流と該負荷電圧とから求めた負荷力率を基に
前記スイッチング素子を制御する制御回路とを設けたこ
とを特徴とする定電圧定周波数電源装置により、上記問
題は解決される。
るインバータと、前記交流電力を正ｇＬ波化する平滑リ
アクトルと、前記正弘波の高調波分を吸収する高調波吸
収用コンデンサとからなる定電圧定周波数電源装置にお
いて、該定電圧定周波゛数機源に接続された負荷に並列
に接続しスイッチング素子とリアクトルとからなるリア
クトル回路と、前記負荷の負荷電流と負荷電圧を検出し
て該負荷電流と該負荷電圧とから求めた負荷力率を基に
前記スイッチング素子を制御する制御回路とを設けたこ
とを特徴とする定電圧定周波数電源装置により、上記問
題は解決される。
第１図および第２図を用いて作用を説明する。
第１図は本発明の構成を示すブロック図、第２図は第１
図に示す構成の回路における電流、電圧のベクトル図で
ある。第１図において、インバータ２は直流電源１から
の直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を平滑リ
アクトル３が正弦波化し、その正弦波化された波形の高
調成分を高調波吸収用コンデンサ４が吸収し、かくして
きれいな正５を波の交流電力が負荷８に供給される。こ
の負荷８に並列に接続されたスイッチング素子５とリア
クトル６からなるリアクトル回路は、制御装置１０によ
り次のように制御される。すなわち、制御回路１０は負
荷電流を検出する変流器７からの電流検出信号と負荷電
圧を検出する電圧計９からの電圧検出信号から負荷力率
を求め、その負荷力率に応じてスイッチング素子５を制
御しリアクトル６に流れる電流を制御する。
図に示す構成の回路における電流、電圧のベクトル図で
ある。第１図において、インバータ２は直流電源１から
の直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を平滑リ
アクトル３が正弦波化し、その正弦波化された波形の高
調成分を高調波吸収用コンデンサ４が吸収し、かくして
きれいな正５を波の交流電力が負荷８に供給される。こ
の負荷８に並列に接続されたスイッチング素子５とリア
クトル６からなるリアクトル回路は、制御装置１０によ
り次のように制御される。すなわち、制御回路１０は負
荷電流を検出する変流器７からの電流検出信号と負荷電
圧を検出する電圧計９からの電圧検出信号から負荷力率
を求め、その負荷力率に応じてスイッチング素子５を制
御しリアクトル６に流れる電流を制御する。
第２図のベクトル図を用いて負荷力率に応じた制御回路
１０の制御について説明する。負荷８の＋ＩＬ、となる
。いま、負荷力率（おくれ）が次第に１に近づく、すな
わち負荷電流ＩｏがＩＯ１→Ｉ０２→Ｉｏａとなり負荷
電圧Ｅどの位相差が小さくなるとすると、もしリアクト
ル６がない、すなわＩｏ）はＩｃ＋Ｉｏｓ→Ｉｃ＋Ｉｏ
ｚ→Ｉｃ＋Ｉｏａと次第に大きくなり、遂にインバータ
２に過負荷がかかるが、本発明によれば、制御回路１０
は、スイッチング素子５の通流角を制御し、リアクトル
６のとにより、Ｉｃ＋Ｉａの進み電流分を減少させ、イ
るよう制御して、インバータ２の電流絶対値ＩＩを工１
１→Ｉｘｚ→ＩＬ３のようにして、力率の変化に対して
常に最小値となるように制御する。
１０の制御について説明する。負荷８の＋ＩＬ、となる
。いま、負荷力率（おくれ）が次第に１に近づく、すな
わち負荷電流ＩｏがＩＯ１→Ｉ０２→Ｉｏａとなり負荷
電圧Ｅどの位相差が小さくなるとすると、もしリアクト
ル６がない、すなわＩｏ）はＩｃ＋Ｉｏｓ→Ｉｃ＋Ｉｏ
ｚ→Ｉｃ＋Ｉｏａと次第に大きくなり、遂にインバータ
２に過負荷がかかるが、本発明によれば、制御回路１０
は、スイッチング素子５の通流角を制御し、リアクトル
６のとにより、Ｉｃ＋Ｉａの進み電流分を減少させ、イ
るよう制御して、インバータ２の電流絶対値ＩＩを工１
１→Ｉｘｚ→ＩＬ３のようにして、力率の変化に対して
常に最小値となるように制御する。
以下、本発明の第１実施例を第３図〜第５図により説明
する。第３図は第１実施例の回路の構成を示すブロック
図、第４図は第１実施例の回路における電流、１１圧ベ
クトル図、第５図は第１実施例の負荷力率−負荷電流の
関係を示す図である。
する。第３図は第１実施例の回路の構成を示すブロック
図、第４図は第１実施例の回路における電流、１１圧ベ
クトル図、第５図は第１実施例の負荷力率−負荷電流の
関係を示す図である。
第１実施例では、直流電源１．インバータ２．平滑用リ
アクトル３．高調波吸収用コンデンサ４゜変流器７．負
荷８．制御回路９と電圧計１０の回路接続は前記第１図
と同じであるが、相違する点はスイッチング素子５とリ
アクトル６からなるＡリアクトル回路と、スイッチング
素子１１とリアクトル１２からなるＢリアクトル回路を
ぞれぞれ負荷８に並列に接続して一対のリアクトル回路
とし、スイッチング素子５，１１を制御回路によりオン
・オフ制御して、ＡとＢのリアク１−ル回路を制御する
ところにある。第３図および第４図において、負荷８の
電流をＥＯ，負荷８の電流Ｉｏ、高調波吸収用コンデン
サ４の電流をＩｃ、で表し、さらにリアクトル６に流れ
る電流をＩＬＬ、リアクトル１２に流れる電流をＩＬ！
で表す。
アクトル３．高調波吸収用コンデンサ４゜変流器７．負
荷８．制御回路９と電圧計１０の回路接続は前記第１図
と同じであるが、相違する点はスイッチング素子５とリ
アクトル６からなるＡリアクトル回路と、スイッチング
素子１１とリアクトル１２からなるＢリアクトル回路を
ぞれぞれ負荷８に並列に接続して一対のリアクトル回路
とし、スイッチング素子５，１１を制御回路によりオン
・オフ制御して、ＡとＢのリアク１−ル回路を制御する
ところにある。第３図および第４図において、負荷８の
電流をＥＯ，負荷８の電流Ｉｏ、高調波吸収用コンデン
サ４の電流をＩｃ、で表し、さらにリアクトル６に流れ
る電流をＩＬＬ、リアクトル１２に流れる電流をＩＬ！
で表す。
高調波吸収用コンデンサ４は、負荷８の電圧Ｅｏの歪率
が規定値以内になるように負荷８の電流Ｉｏの５０％の
電流Ｉｃを流すように決定される。
が規定値以内になるように負荷８の電流Ｉｏの５０％の
電流Ｉｃを流すように決定される。
リアクトル６及び１２はインバータ２の出力電流Ｉｌと
Ｅｏとの力率がおおよそ１となるように組合せて作動さ
せるため、それぞれＩｏの１４％の型室される。このよ
うにすると、第４図のベクトル図に示すように、負荷８
の力率（以下Ｐｆという）が０．９（おくれ）の場合に
は、Ａ、Ｂリアクトル回路のスイッチング素子５及び１
１は共にオフさせると、ＩＩ とＥｏとの力率はほぼ１
となる。次にｐｆ’＝０．９５ に上昇した場合には
、Ａリアクトル回路のスイッチング素子５のみをオンさ
せるとリアクトル６にＩｏの１４％の電流ＩＬＬが流れ
、ＩＩとＥｏとの力率はほぼ１となる。ｐ ｆ 〜０．
９９の場合には、Ｂリアクトル回路のスイッチング素子
１１のみをオンさせるとリアクトル１２に工θの３６％
の電流ＩＬ２が流れ、ＩＩ とＥｏとの力率はほぼ１と
なる。さらに、Ｐｆ＝１．０ の場合には、Ａ及びＢリ
アクトル回路のスイッチング素子５及び１１を共にオン
させるとリアクトル６及び１２にそれぞれＩＬＬ、 Ｉ
Ｌ２のインダクテイブ電流が流れる、すなわち、Ｉしｔ
＋ＩＬｚは工０に対し５０％（＝１６％＋３６％）の電
流値となり、ＩｔとＥＯとの力率は１となる。
Ｅｏとの力率がおおよそ１となるように組合せて作動さ
せるため、それぞれＩｏの１４％の型室される。このよ
うにすると、第４図のベクトル図に示すように、負荷８
の力率（以下Ｐｆという）が０．９（おくれ）の場合に
は、Ａ、Ｂリアクトル回路のスイッチング素子５及び１
１は共にオフさせると、ＩＩ とＥｏとの力率はほぼ１
となる。次にｐｆ’＝０．９５ に上昇した場合には
、Ａリアクトル回路のスイッチング素子５のみをオンさ
せるとリアクトル６にＩｏの１４％の電流ＩＬＬが流れ
、ＩＩとＥｏとの力率はほぼ１となる。ｐ ｆ 〜０．
９９の場合には、Ｂリアクトル回路のスイッチング素子
１１のみをオンさせるとリアクトル１２に工θの３６％
の電流ＩＬ２が流れ、ＩＩ とＥｏとの力率はほぼ１と
なる。さらに、Ｐｆ＝１．０ の場合には、Ａ及びＢリ
アクトル回路のスイッチング素子５及び１１を共にオン
させるとリアクトル６及び１２にそれぞれＩＬＬ、 Ｉ
Ｌ２のインダクテイブ電流が流れる、すなわち、Ｉしｔ
＋ＩＬｚは工０に対し５０％（＝１６％＋３６％）の電
流値となり、ＩｔとＥＯとの力率は１となる。
したがって、下記に示すｐｆの範囲でＡ及びＢリアクト
ル回路のスイッチング素子５及び１１を制御回路１０に
より、検出したｐｆに応じてオン・オフすることで、工
！とＥｏとの力率はほぼ１あるいは１とし、第５図に示
すようにｐｆが１に近づいた場合でも負荷８の電流工０
を低減せずともよく、インバータ２の運転効率が向上す
る。
ル回路のスイッチング素子５及び１１を制御回路１０に
より、検出したｐｆに応じてオン・オフすることで、工
！とＥｏとの力率はほぼ１あるいは１とし、第５図に示
すようにｐｆが１に近づいた場合でも負荷８の電流工０
を低減せずともよく、インバータ２の運転効率が向上す
る。
Ｐｆ＝０．７〜０．９３の範囲では、Ａリアクトル回路
のリアクトル回路（以下、単にＡという）とＢリアクト
ル回路のリアクトル回路（以下、単にＢという）をオフ
にして、Ａ、Ｂに流れる電流を０とし；ｐｆ＝０．９３
〜０．９７の範囲では、Ａのみオンで、ＩＬ１＝ＩｏＸ
１４％を流し；Ｐｆ＝０．９７〜０．９９７の範囲では
、Ｂのみオンで、ＩＬ２＋ ｌ０Ｘ３６％を流し；ｐｆ
＝０．９９７〜１．０の範囲では、Ａ、Ｂともにオンで
、ＩＬｌ＋Ｉしｚ＝ＩｏＸ５０％の電流を流すように制
御回路１０により制御する。
のリアクトル回路（以下、単にＡという）とＢリアクト
ル回路のリアクトル回路（以下、単にＢという）をオフ
にして、Ａ、Ｂに流れる電流を０とし；ｐｆ＝０．９３
〜０．９７の範囲では、Ａのみオンで、ＩＬ１＝ＩｏＸ
１４％を流し；Ｐｆ＝０．９７〜０．９９７の範囲では
、Ｂのみオンで、ＩＬ２＋ ｌ０Ｘ３６％を流し；ｐｆ
＝０．９９７〜１．０の範囲では、Ａ、Ｂともにオンで
、ＩＬｌ＋Ｉしｚ＝ＩｏＸ５０％の電流を流すように制
御回路１０により制御する。
第１実施例の実機適用においては、以上に述べた。スイ
ッチング素子５とリアクトル６とからなるＡリアクトル
回路、スイッチング素子１１とリアクトル１２とからな
るＢリアクトル回路、変流器、電圧計９と制御装置１０
とから構成される回路を可変リアクトル装置として装置
化して用い、この可変リアクトル装置を既存の従来型の
定電圧定周波数電源装置に追加すれば、容易にその運転
効率の向上を図ることができる。
ッチング素子５とリアクトル６とからなるＡリアクトル
回路、スイッチング素子１１とリアクトル１２とからな
るＢリアクトル回路、変流器、電圧計９と制御装置１０
とから構成される回路を可変リアクトル装置として装置
化して用い、この可変リアクトル装置を既存の従来型の
定電圧定周波数電源装置に追加すれば、容易にその運転
効率の向上を図ることができる。
実際、第５図および第８図から分るように最大２５％の
運転効率の向上が期待できる。
運転効率の向上が期待できる。
第２実施例は、前記作用の項で第１図〜第２図により既
に説明した定電圧定周波数電源装置であるが、その構成
９作用についての説明は重複を避けるため、ここでは省
略する。実機適用にあたっては、第１実施例におけると
同様に装置化すればよい、すなわち、スイッチング素子
５．リアクトル６、変流器７．電圧計９．制御装置１０
とから構成される回路を可変リアクトル装置として装置
化して用いればよい。
に説明した定電圧定周波数電源装置であるが、その構成
９作用についての説明は重複を避けるため、ここでは省
略する。実機適用にあたっては、第１実施例におけると
同様に装置化すればよい、すなわち、スイッチング素子
５．リアクトル６、変流器７．電圧計９．制御装置１０
とから構成される回路を可変リアクトル装置として装置
化して用いればよい。
なお、第１実施例では負荷力率が０．７〜１．Ｑの範囲
で、負荷に並列接続したリアクトルのりアクタンスの値
を段階的に変えてインバータ２の電流の低減を図ってお
り、一方、第２実施例では、負荷力率の範囲に関係なく
、かつ、負荷に並列接続したリアクトルのりアクタンス
を一定として、そのリアクタトルに流れる電流の大きさ
を制御することによりインバータ２の電流の低減を図っ
ており、第１実施例と第２実施例の制御方法には相違が
あるものの、一般的に、実用上の性能および効果の点で
は大して差がないと云える。
で、負荷に並列接続したリアクトルのりアクタンスの値
を段階的に変えてインバータ２の電流の低減を図ってお
り、一方、第２実施例では、負荷力率の範囲に関係なく
、かつ、負荷に並列接続したリアクトルのりアクタンス
を一定として、そのリアクタトルに流れる電流の大きさ
を制御することによりインバータ２の電流の低減を図っ
ており、第１実施例と第２実施例の制御方法には相違が
あるものの、一般的に、実用上の性能および効果の点で
は大して差がないと云える。
本発明によれば、定電圧定周波数電源装置の負荷の力率
が１に近づいた場合には、負荷に並列接続したリアクト
ルに流れる電流を制御することによりインバータの電流
を低減することができるので、従来のように負荷電流を
低減せずともよく、さらにインバータの運転効率を向上
させることができる効果がある。
が１に近づいた場合には、負荷に並列接続したリアクト
ルに流れる電流を制御することによりインバータの電流
を低減することができるので、従来のように負荷電流を
低減せずともよく、さらにインバータの運転効率を向上
させることができる効果がある。
第１図は本発明の構成を示すブロック図、第２図は本発
明の構成の回路における電流・電圧のベクトル図、第３
図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図、第４
図は第１実施例の回路における電流・電圧のベクトル図
、第５図は第１実施例の負荷力率−負荷電流の関係を示
す図、第６図は従来の装置の構成を示すブロック図、第
７図は従来の装置の回路における電流・電圧のベクトル
図、第８図は従来の装置の負荷力率−負荷電流の関係を
示す図。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・平滑
リアクトル、４・・・高調波吸収用コンデンサ、５・・
・スイッチング素子、６・・・リアクトル、７・・・変
流器、８・・・負荷、９・・・電圧計、１０・・・制御
装置。
明の構成の回路における電流・電圧のベクトル図、第３
図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図、第４
図は第１実施例の回路における電流・電圧のベクトル図
、第５図は第１実施例の負荷力率−負荷電流の関係を示
す図、第６図は従来の装置の構成を示すブロック図、第
７図は従来の装置の回路における電流・電圧のベクトル
図、第８図は従来の装置の負荷力率−負荷電流の関係を
示す図。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・平滑
リアクトル、４・・・高調波吸収用コンデンサ、５・・
・スイッチング素子、６・・・リアクトル、７・・・変
流器、８・・・負荷、９・・・電圧計、１０・・・制御
装置。
Claims (1)
- １、直流電源と、該直流電源の直流電力を交流電力に変
換するインバータと、前記交流電力を正弦波化する平滑
リアクトルと、前記正弦波の高調波分を吸収する高調波
吸収用コンデンサとからなる定電圧定周波数電源装置に
おいて、該定電圧定周波数電源に接続された負荷に並列
に接続しスイッチング素子とリアクトルとからなるリア
クトル回路と、前記負荷の負荷電流と負荷電圧を検出し
て該負荷電流と該負荷電圧とから求めた負荷力率を基に
前記スイッチング素子を制御する制御回路とを設けたこ
とを特徴とする定電圧定周波数電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31385387A JPH01155412A (ja) | 1987-12-11 | 1987-12-11 | 定電圧定周波数電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31385387A JPH01155412A (ja) | 1987-12-11 | 1987-12-11 | 定電圧定周波数電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01155412A true JPH01155412A (ja) | 1989-06-19 |
Family
ID=18046291
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31385387A Pending JPH01155412A (ja) | 1987-12-11 | 1987-12-11 | 定電圧定周波数電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01155412A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011108099A1 (ja) * | 2010-03-04 | 2011-09-09 | フェザー安全剃刀株式会社 | 刃物 |
-
1987
- 1987-12-11 JP JP31385387A patent/JPH01155412A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011108099A1 (ja) * | 2010-03-04 | 2011-09-09 | フェザー安全剃刀株式会社 | 刃物 |
| US8898910B2 (en) | 2010-03-04 | 2014-12-02 | Feather Safety Razor Co., Ltd. | Cutter |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5561595A (en) | Power inverter with input line conditioning | |
| WO2020042429A1 (zh) | 一种用于消除列车直流母线二次谐振的方法 | |
| JP2008125310A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| CN110048617A (zh) | 分相功率转换装置、方法和系统 | |
| Jin et al. | Reduction of dc-link capacitance for three-phase three-wire shunt active power filters | |
| CA2207449A1 (en) | Mains rectifier circuit | |
| TW201722015A (zh) | 混合式供電裝置 | |
| JPH11235040A (ja) | ３相高力率コンバータを有する電源装置 | |
| TW201541826A (zh) | 具有功率因素校正電路的電源供應器 | |
| JPH02168867A (ja) | Ｐｗｍ制御による電源装置 | |
| JPH01155412A (ja) | 定電圧定周波数電源装置 | |
| JP3758062B2 (ja) | アクティブフィルタの制御方法 | |
| US10516342B1 (en) | Three arm rectifier and inverter circuit | |
| JP2005510198A (ja) | 三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路 | |
| CN103647464A (zh) | 高压中频ac/dc变换系统 | |
| Megahed | Enhancing Power Supply Performance using Parallel Flyback Converters | |
| Hoshi et al. | A novel PWM method of three-level rectifiers for controlling input-current harmonics at lower switching frequencies | |
| US11646671B1 (en) | Unfolder-based single-stage AC-AC conversion system | |
| JPH03277180A (ja) | 電圧形インバータ | |
| JPH10112979A (ja) | 電源装置 | |
| CN107017697B (zh) | 三臂整流逆变器串接负载式ups电路及其控制方法 | |
| JPH02112881A (ja) | アーク溶接、切断用電源 | |
| JPS63245268A (ja) | 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法 | |
| JPH11299245A (ja) | コンバータ制御方法 | |
| JPH0382338A (ja) | 高調波電圧抑制装置 |