JPH01117512A - Agc control system - Google Patents
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- JPH01117512A JPH01117512A JP62276337A JP27633787A JPH01117512A JP H01117512 A JPH01117512 A JP H01117512A JP 62276337 A JP62276337 A JP 62276337A JP 27633787 A JP27633787 A JP 27633787A JP H01117512 A JPH01117512 A JP H01117512A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
ＡＰＤを用いた光受信回路のＡＧＣ制御方式に関し、
光受信回路の最小受光レベル付近の周波数特性の変動を
防止することを目的とし、
光信号を受信して電気信号に変換するＡＰＤと該電気信
号を増幅する可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出
力信号レベルを検出する検出回路と、
該検出回路が検出したレベルが所定値より小さい時に、
このレベルが一定となるように該可変利得増幅器の利得
を制御する制御電圧を出力し、このレベルが所定値より
大きくなった時に、該制御電圧を固定するとともに、こ
のレベルが一定となるように該ＡＰＤの増倍率を変化さ
せるＡＧＣ制御回路とを備えたものである。[Detailed Description of the Invention] [Summary] Regarding the AGC control method of an optical receiving circuit using an APD, the purpose is to prevent fluctuations in frequency characteristics near the minimum light reception level of the optical receiving circuit, An APD that converts into an electrical signal, a variable gain amplifier that amplifies the electrical signal, a detection circuit that detects the output signal level of the variable gain amplifier, and when the level detected by the detection circuit is smaller than a predetermined value,
A control voltage is output that controls the gain of the variable gain amplifier so that this level is constant, and when this level becomes larger than a predetermined value, the control voltage is fixed and the control voltage is output so that this level becomes constant. and an AGC control circuit that changes the multiplication factor of the APD.
本発明は、ＡＰＤ （アバランシェホトダイオード）を
受光素子に用いた光受信回路に係り、特に最小受光レベ
ル付近でも周波数特性の変動がないようなＡＧＣ制御方
式に関する。The present invention relates to an optical receiving circuit using an APD (avalanche photodiode) as a light receiving element, and particularly to an AGC control method that prevents fluctuations in frequency characteristics even near the minimum light receiving level.
第７図に従来のＡＰＤを用いたＡＧＣ回路の動作を示す
。FIG. 7 shows the operation of an AGC circuit using a conventional APD.
従来は、ＡＰＤへの光入力パワーが大きいところでは、
可変利得増幅器の利得を制御する（Ｅ−ＡＧＣと称する
）ことによりＡＧＣ回路の出力信号レベルを一定にして
いる。また、光入力ハワーの小さいところでは、ＡＰＤ
の増倍率（Ｍ）を制御する（ＦＵＬＬ−ＡＧＣと称する
）ことによって、出力信号をレベルを一定に制御してい
る。そして、第７図に示すように、Ｅ−ＡＧＣの領域で
は、ＦＵＬＬ−ＡＧＣを行わず、ＡＰＤのＭ値を最小値
に固定している。また、ＦＵＬＬ−ＡＧＣの領域では、
Ｅ−ＡＧＣを行わず、可変利得増幅器の利得を最大に固
定している。Conventionally, where the optical input power to the APD is large,
The output signal level of the AGC circuit is kept constant by controlling the gain of the variable gain amplifier (referred to as E-AGC). In addition, in areas where the optical input power is small, the APD
By controlling the multiplication factor (M) of (referred to as FULL-AGC), the level of the output signal is controlled to be constant. As shown in FIG. 7, in the E-AGC region, FULL-AGC is not performed and the APD M value is fixed at the minimum value. Also, in the area of FULL-AGC,
E-AGC is not performed and the gain of the variable gain amplifier is fixed at the maximum.
このように、Ｅ−ＡＧＣとＦＵＬＬ−ＡＧＣとを併用す
ることにより、光受信レベルのダイナミックレンジを大
きくしている。In this way, by using E-AGC and FULL-AGC together, the dynamic range of the optical reception level is increased.
しかしながら、ＡＰＤのの帯域は第８図に示すように、
増倍率Ｍが小さいところでは、はぼ一定であり、周波数
特性が変化することはないが、増倍率Ｍが大きいところ
では、ＡＰＤの帯域は低下してしまう、特に、光信号の
変調周波数がＧＨｚオーダーの超高速信号をＡＰＤで受
信する場合にこのような帯域の低下が問題となる。However, the band of APD is as shown in Figure 8.
Where the multiplication factor M is small, the frequency characteristics remain almost constant and the frequency characteristics do not change; however, where the multiplication factor M is large, the APD band decreases, especially when the modulation frequency of the optical signal is GHz. This reduction in bandwidth becomes a problem when ultra-high-speed signals of the order of magnitude are received by an APD.
このようすを第９図で説明する。第９図はＡＧＣ回路を
含む等化増幅器の周波数特性とＡＰＤの増倍率Ｍとの関
係をせ示す図である。図中■の曲線は理想的な周波数特
性曲線を示し、■は■の特性を有する等化増幅器におい
て、Ｍを大きくした場合の周波数特性曲線を示し、■は
■の特性を有する等化増幅器において、Ｍを小さくした
場合の周波数特性曲線を示す。このように、ＡＰＤの増
倍率Ｍを変化させることにより、等化増幅器全体の周波
数特性が変動する。このような、周波数特性の変動は出
力波形の劣化をもたらす。This situation will be explained with reference to FIG. FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the frequency characteristics of an equalizing amplifier including an AGC circuit and the multiplication factor M of the APD. In the figure, the curve ■ shows the ideal frequency characteristic curve, ■ shows the frequency characteristic curve when M is increased in an equalizing amplifier having the characteristics shown in ■, and ■ shows the frequency characteristic curve when M is increased in the equalizing amplifier having the characteristics shown in ■. , shows a frequency characteristic curve when M is made small. In this way, by changing the multiplication factor M of the APD, the frequency characteristics of the entire equalizing amplifier vary. Such variations in frequency characteristics cause deterioration of the output waveform.
このようすを第１０図、第１１図により説明する。第１
０図はＭが小さい場合（■の状態）に等化増幅器の周波
数特性を最適化した場合である。This situation will be explained with reference to FIGS. 10 and 11. 1st
Figure 0 shows the case where the frequency characteristics of the equalizing amplifier are optimized when M is small (state of ■).
Ｍが小さい時には、第１０図（ａ）の如く出力波形は理
想的な状態を示すが、Ｍを大きくするにつれ、周波数帯
域が低下するため、第１０図（ｂ）に示すように、波形
が広がり、符号量干渉が生ずる。従って、Ｓ／Ｎが悪化
すると、この符号量干渉のため波形の識別を行うことが
できなくなるため、最小受光レベルを小さくすることば
できない。When M is small, the output waveform shows an ideal state as shown in Figure 10(a), but as M increases, the frequency band decreases, so the waveform changes as shown in Figure 10(b). spread, and code amount interference occurs. Therefore, if the S/N deteriorates, it becomes impossible to identify the waveform due to this code amount interference, and therefore the minimum light reception level cannot be reduced.
第１１図はＭが大きい場合（■の状態）に等化増幅器の
周波数特性を最適化した場合である。この場合最小受光
レベル付近（Ｓ／Ｎの厳しい状態）でＭを小さくすると
第１１図（ａ）に示すように、各波形の時間幅が狭くな
り、これにともなって、波形の立ち下がりにノイズが発
生する（リンギング）。このノイズが信号波形と干渉を
生ずるためやはり最小受光レベルを大きくとることはで
きない。FIG. 11 shows the case where the frequency characteristics of the equalizing amplifier are optimized when M is large (state ▪). In this case, if M is made small near the minimum light reception level (severe S/N), the time width of each waveform becomes narrower, as shown in Figure 11(a), and along with this, noise is generated at the falling edge of the waveform. occurs (ringing). Since this noise causes interference with the signal waveform, the minimum light reception level cannot be set high.
いずれにしても、ＡＰＤの増倍率Ｍを変化させると、最
小受光レベル付近のＳ／Ｎの厳しい状態では、符号量干
渉が生じてしまう。In any case, if the multiplication factor M of the APD is changed, code amount interference will occur in a severe S/N situation near the minimum light reception level.
このような問題は入力光信号の変調周波数がＧＨｚオー
ダーにならたことにより発見されたものである。This problem was discovered when the modulation frequency of the input optical signal became on the order of GHz.
上記した問題点を解決するために、本発明のＡＧＣ制御
方式では、第１図に示すように、光信号を受信して電気
信号に変換するＡＰＤＩと、
該電気信号を増幅する可変利得増幅器２と、該可変利得
増幅器の出力信号レベルを検出する検出回路４と、
該検出回路４が検出したレベルが所定値より小さい時に
、このレベルが一定となるように該可変利得増幅器の利
得を制御する制御電圧（Ｖａ。Ｃ）を出力し、このレベ
ルが所定値より大きくなった時に、該制御電圧（ＶＡｃ
ｃ ）を固定するとともに、このレベルが一定となるよ
うに該ＡＰＤの増倍率Ｍを変化させる制御電圧（ＶＡＰ
ｏ）を出力するＡＧＣｉｌｉｌＪ御回路３とを備えたも
のである。In order to solve the above problems, the AGC control method of the present invention, as shown in FIG. 1, includes an APDI that receives an optical signal and converts it into an electrical signal, and a variable gain amplifier 2 that amplifies the electrical signal. and a detection circuit 4 that detects the output signal level of the variable gain amplifier; and when the level detected by the detection circuit 4 is smaller than a predetermined value, the gain of the variable gain amplifier is controlled so that this level is constant. A control voltage (Va.C) is output, and when this level becomes larger than a predetermined value, the control voltage (VAc) is output.
c)) and a control voltage (VAP) that changes the multiplication factor M of the APD so that this level remains constant.
o)) and an AGCililJ control circuit 3 that outputs.
上記構成によれば、第２図に示すように、光受信レベル
が大きい時は、ＡＰＤの増倍率Ｍを変化させることによ
り出力信号レベルを一定に制御する。この時、可変利得
増幅器の利得は一定値に固定する。光受信レベルがさら
に小さくなって、ＡＰＤＯＭ値が飽和する前に、このＭ
値を固定し、可変利得増幅器の利得を制御して、出力信
号レベルを一定にする。According to the above configuration, as shown in FIG. 2, when the optical reception level is high, the output signal level is controlled to be constant by changing the multiplication factor M of the APD. At this time, the gain of the variable gain amplifier is fixed to a constant value. Before the optical reception level becomes smaller and the APDOM value is saturated,
The value is fixed and the gain of the variable gain amplifier is controlled to maintain a constant output signal level.
このように、本発明では、Ｓ／Ｎの厳しい最小受光レベ
ル付近では、帯域変化の生じない可変利得増幅器を制御
するＥ−ＡＧＣを行う。また、Ｓ／Ｎの良好な最大受光
レベル付近で、ＦＵＬＬ−ＡＧＣを行う。このように、
制御することにより最小受光レベル付近のＳ／Ｎの厳し
い箇所では、帯域変化が生じないようにして、符号量干
渉を最小限に抑制し、最小受光レベルを小さくとること
ができる。また、最大受光レベル付近では、帯域変化に
伴うＦＵＬＬ−ＡＧＣを行っても、Ｓ／Ｎは良好である
ため、符号量干渉による影響は小さい。As described above, in the present invention, E-AGC is performed to control the variable gain amplifier in which no band change occurs near the minimum light reception level where the S/N is severe. Furthermore, FULL-AGC is performed near the maximum light reception level with a good S/N ratio. in this way,
By controlling this, it is possible to prevent band changes from occurring in areas where the S/N is severe near the minimum light reception level, suppress code amount interference to a minimum, and keep the minimum light reception level small. Furthermore, near the maximum light reception level, even if FULL-AGC is performed as the band changes, the S/N is good, so the influence of code amount interference is small.
以下本発明の実施例を図面を参照しつつ説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第３図は本発明の〜実施例を示す、ブロック構成図であ
る。光ファイバからの光は、ＡＰＤＩで受光され、電気
信号に変換される。変換された電気信号は、前置増幅器
２１にて増幅された後、可変利得増幅２２に入力される
。可変利得増幅器２２の出力信号は分岐されて、それぞ
れ識、別回路５１、ピーク検出回路４、バッファ増幅器
５２に入力される。FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. Light from the optical fiber is received by APDI and converted into an electrical signal. The converted electrical signal is amplified by a preamplifier 21 and then input to a variable gain amplifier 22 . The output signal of the variable gain amplifier 22 is branched and input to an identification circuit 51, a peak detection circuit 4, and a buffer amplifier 52, respectively.
ピーク検出回路４では、可変利得増幅器２２の出力信号
振幅のピーク値を検出し、この情報を比較器３１に入力
する。比較器３１は、可変利得増幅器２２の出力振幅の
基準レベル■ヶとピーク検出回路４の出力するピーク値
とを比較して、その差信号を出力する。ＶＡＧＣ発生部
３２では、比較器３１から入力された差信号に基づき、
この差信号が零となるような可変利得増幅器２２の利得
を制御電圧ｖａｃｃにより設定する。The peak detection circuit 4 detects the peak value of the output signal amplitude of the variable gain amplifier 22 and inputs this information to the comparator 31. The comparator 31 compares the reference level of the output amplitude of the variable gain amplifier 22 with the peak value output from the peak detection circuit 4, and outputs a difference signal. In the VAGC generation section 32, based on the difference signal input from the comparator 31,
The gain of the variable gain amplifier 22 such that this difference signal becomes zero is set by the control voltage vacc.
Ｖ ＡＰＤ制御部３３は、比較器３１からの差信号に基
づき、この差信号が零となるように、ＡＰＤの増倍率Ｍ
を制御する。ＡＰＤの増倍率Ｍは、ＡＰＤに印加される
バイアス電圧の値で決定される。Based on the difference signal from the comparator 31, the V APD control unit 33 adjusts the APD multiplication factor M so that the difference signal becomes zero.
control. The multiplication factor M of the APD is determined by the value of the bias voltage applied to the APD.
従って、■、１．制御部３３は、ＡＰＤのバイアス電圧
を発生するＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ３５の出力電圧を
設定するための制御信号を出力する。ＤＣ／ＤＣＣ／式
−タ３５は、Ｖ ＡＰＤ制御部３３からの制御電圧に基
づき、ＡＰＤｌのバイアス電圧■ＡＰ１１を出力する。Therefore, ■, 1. The control unit 33 outputs a control signal for setting the output voltage of the DC/DC converter 35 that generates the bias voltage of the APD. The DC/DCC/equation controller 35 outputs a bias voltage AP11 of APDl based on the control voltage from the VAPD control section 33.
比較器３４は■Ａ６゜発生部３２の出力電圧を制御切り
替えレベル■、と比較する。制御切り替えレベル■、は
、第２図中の制御切り替え点における利得、即ち可変利
得増幅器の利得に対応した制御電圧ｖａｃｃである。こ
の比較器３４は制御電圧ｖＡｒ、、が制御切り替えレベ
ル■８より小さい状態では、ｖＡｃｃ発生部発生炉３２
する制御電圧を一定レベルに固定して、Ｅ−ＡＧＣを行
わないようにするとともにＶ ＡＰＤ制御部３３を動作
させる。The comparator 34 compares the output voltage of the A6° generator 32 with the control switching level ■. The control switching level (2) is a control voltage vacc corresponding to the gain at the control switching point in FIG. 2, that is, the gain of the variable gain amplifier. This comparator 34 detects that when the control voltage vAr, .
The control voltage to be used is fixed at a constant level so that E-AGC is not performed and the VAPD control section 33 is operated.
また制御電圧ＶＡＧＣが制御切り替えレベル■８より大
きい状態では、ＶＡＧＣ発生部３２を動作状態としてＥ
−ＡＧＣを行わせ、Ｖヶ、Ｄ制御部３３から出力される
制御信号レベルを固定する。In addition, in a state where the control voltage VAGC is higher than the control switching level ■8, the VAGC generating section 32 is set to the operating state and the E
- AGC is performed and the control signal level output from the V and D control section 33 is fixed.
このようにして、第３図に示す構成によれば、第２図に
示すように、受光レベルが制御切り替え点より小さい場
合は、ｖａａｃ発生部発生部上２、Ｅ−ＡＧＣ制御が行
なわれ、ＡＰＤの増倍率Ｍは固定される。また、受光レ
ベルが制御切り替え点より大きい場合は、Ｖ ＡＰＩ）
制御部３３により、ＦＵＬＬ−Ａ（１，Ｃ制御が行なわ
れ可変利得増幅器の利得は一定値に固定される。 可変
利得増幅器２２の出力信号はさらに、バッファ増幅器５
２に入力され所定のレベルまで増幅される。増幅された
信号は、タイミング抽出用のフィルタ５３に入力され、
受信した光信号中に含まれるクロック信号成分が抽出さ
れる。抽出されたクロック信号成分は、リミッタアンプ
５４により一定レベル化され、クロック信号として出力
される。In this way, according to the configuration shown in FIG. 3, as shown in FIG. 2, when the received light level is lower than the control switching point, the E-AGC control is performed on the VAAC generator 2, and The multiplication factor M of the APD is fixed. Also, if the received light level is higher than the control switching point, V API)
The control section 33 performs FULL-A (1, C control) and fixes the gain of the variable gain amplifier to a constant value.
2 and is amplified to a predetermined level. The amplified signal is input to a filter 53 for timing extraction,
A clock signal component contained in the received optical signal is extracted. The extracted clock signal component is set to a constant level by the limiter amplifier 54 and output as a clock signal.
識別回路５１は、可変利得増幅器２２から入力された一
定レベルの受信等化波形のレベルから、受信信号の１・
Ｏを判定する。この時、受信等化波形のレベルを位相の
真中で識別するため、リミッタアンプ５４から出力され
るクロック信号をタイミング信号として用いる。The identification circuit 51 determines the level of the received signal from the constant level of the received equalized waveform input from the variable gain amplifier 22.
Determine O. At this time, in order to identify the level of the received equalized waveform at the center of the phase, the clock signal output from the limiter amplifier 54 is used as a timing signal.
−Ｍに、入力光信号が障害等により断となった場合は、
リミッタアンプ５４からはクロック信号が出力されなく
なる。従って、リミッタアンプ５５の出力レベルをレベ
ル比較器５５にて、基準レベルと比較する。レベル比較
器５５は、リミッタアンプ５５の出力レベルが基準値以
下となったら、入力光信号が断となったものとみなして
、断検出信号を出力する。- If the input optical signal to M is interrupted due to a failure, etc.,
The clock signal is no longer output from the limiter amplifier 54. Therefore, the output level of the limiter amplifier 55 is compared with a reference level by the level comparator 55. When the output level of the limiter amplifier 55 becomes less than or equal to the reference value, the level comparator 55 considers that the input optical signal is disconnected and outputs a disconnection detection signal.
しかしながら、このような断検出方法では、次のような
問題が生ずる。即ち、フィルタ５３に入力される信号レ
ベルは一定ではあるが、この信号はランダムなデータで
ある。従うて、そのマーク率は一定ではない、したがっ
て、フィルタ５３の出力するクロック信号のレベルは変
化する。また、フィルタ５３自身の損失も大きい、この
ため、リミッタアンプ５４によって、フィルタ５３の出
力レベルを一定化している。However, such a failure detection method causes the following problems. That is, although the signal level input to the filter 53 is constant, this signal is random data. Therefore, the mark rate is not constant, and therefore the level of the clock signal output from the filter 53 changes. Further, the loss of the filter 53 itself is large, so the output level of the filter 53 is made constant by the limiter amplifier 54.
しかしながら、リミッタアンプ５４には、一般に５０〜
６０ｄＢ程度の高利得が必要とされている。たとえば、
ｌ０ＢＩＣ符号であれば、マーク率は１〜１／１１まで
変化するため、フィルタ５３の出力信号レベルも同じよ
うに変化する。従って、リミッタアンプ５４には、この
ようなレベルの変化にも追従できる高い利得が要求され
るのである。However, the limiter amplifier 54 generally has a
A high gain of about 60 dB is required. for example,
In the case of the 10BIC code, the mark rate changes from 1 to 1/11, so the output signal level of the filter 53 changes in the same way. Therefore, the limiter amplifier 54 is required to have a high gain that can follow such level changes.
また、光信号のような高速信号のクロック信号を取り扱
うためには、高速動作が要求される。特に、Ｇ）ｌｘオ
ーダーの光通信では、ＧＨｚオーダーのクロック信号を
取り扱うことのできる高速性が要求される。このため、
リミッタアンプ５４は発振し易く、発振レベルが正確な
断検出を妨げている。Furthermore, high-speed operation is required to handle high-speed clock signals such as optical signals. In particular, optical communication on the G)lx order requires high speed that can handle clock signals on the GHz order. For this reason,
The limiter amplifier 54 tends to oscillate, and the oscillation level prevents accurate disconnection detection.
この問題点を解決するための構成を第４図により説明す
る。第４図において、第３図と同一符号は同一部分を示
しており、その説明は重複するため省略する。第４図に
示す構成では、リミッタアンプ５４の出力であるクロッ
ク信号を断検出に用いるのではなく、Ｖ□ゎ発生部３２
が出力する制御電圧Ｖ□０を断検出用の信号として用い
ている。A configuration for solving this problem will be explained with reference to FIG. In FIG. 4, the same reference numerals as in FIG. 3 indicate the same parts, and the explanation thereof will be omitted since it is redundant. In the configuration shown in FIG. 4, instead of using the clock signal that is the output of the limiter amplifier 54 for disconnection detection, the V
The control voltage V□0 outputted by is used as a signal for disconnection detection.
即ち、比較器３６において、・制御電圧ＶＡ１ｉＣを基
準レベルＶＦと比較する。そして、制御電圧Ｖａ。That is, the comparator 36 compares the control voltage VA1iC with the reference level VF. And the control voltage Va.
Ｃが基準レベルＶＦより大きくなった場合に光入力信号
断と判定する。When C becomes larger than the reference level VF, it is determined that the optical input signal is disconnected.
この比較器３６の断検出動作を第５図、第６図により説
明する。第５図は可変利得増幅器の制御電圧■Ａｌ＋ｃ
と利得との関係を示す図であり、第６図は受光レベルと
制御電圧ｖＡＧｅとの関係を示す図である。可変利得増
幅器は最大利得が決まっており、この最大利得に達する
と飽和してしまい、制御電圧ＶＡＧＣを増加しても、利
得は増加しない。The disconnection detection operation of the comparator 36 will be explained with reference to FIGS. 5 and 6. Figure 5 shows the control voltage of the variable gain amplifier ■Al+c
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the received light level and the control voltage vAGe. FIG. The maximum gain of the variable gain amplifier is fixed, and when this maximum gain is reached, the variable gain amplifier becomes saturated, and even if the control voltage VAGC is increased, the gain does not increase.
本発明では、光受信レベルの小さいところで可変利得増
幅器によるＥ−ＡＧＣを行うでいる。また、入力光信号
が断となると、光受信レベルは最小となり、最小受光レ
ベルを下回る。従って、入力光信号が断となると、ｖａ
ｃｃ発生部３２は可変利得増幅器２２の利得を増加させ
る方向に急激に変化し、制御電圧ｖ０゜も急激に増加す
る。しかし、利得には上限値（最大利得）があるため、
可変利得増幅器２２の出力信号レベルはある値以上は増
加しない。ｖａｃｃ発生部３２は可変利得増幅器２２が
最大利得に達したことを検知できないため、さらに利得
を増加させようとして制御電圧ＶＡＧＣをさらに増加さ
せる。従って、最大利得付近の制御電圧■ＡＧｃを基準
レベル■、とすれば、制御電圧ＶＡＧＣが基準レベルＶ
Ｆを超えた場合は、受信光信号が断になったに等しい。In the present invention, E-AGC is performed using a variable gain amplifier where the optical reception level is low. Furthermore, when the input optical signal is interrupted, the optical reception level becomes minimum and falls below the minimum optical reception level. Therefore, when the input optical signal is disconnected, va
The cc generator 32 suddenly changes in the direction of increasing the gain of the variable gain amplifier 22, and the control voltage v0° also increases rapidly. However, since there is an upper limit to the gain (maximum gain),
The output signal level of variable gain amplifier 22 does not increase beyond a certain value. Since the vacc generating section 32 cannot detect that the variable gain amplifier 22 has reached the maximum gain, it further increases the control voltage VAGC in an attempt to further increase the gain. Therefore, if the control voltage (AGc) near the maximum gain is the reference level (■), then the control voltage VAGC is at the reference level V
If it exceeds F, it is equivalent to cutting off the received optical signal.
これにより、入力光信号の断検出が確実に行える。Thereby, disconnection of the input optical signal can be detected reliably.
第６図に示すように、制御電圧■ＡＧｃは、最大利得付
近では、急激に増加するため、基準レベル■、は誤動作
を防ぐ意味で通常状態の制御電圧Ｖ＾ｃｃ ＬＴよりか
なり高いレベルにすることが可能であるとともに、ＡＧ
Ｃ制御動作は比較的低速で動作するものであり、断検出
回路の設計が非常に容易である。As shown in Fig. 6, the control voltage ■AGc increases rapidly near the maximum gain, so the reference level ■ is set to a level considerably higher than the control voltage V^cc LT in the normal state to prevent malfunction. It is possible and AG
The C control operation operates at a relatively low speed, and the design of the disconnection detection circuit is very easy.
以上、詳細に説明したように、本発明によれば光受信レ
ベルが小さいところで可変利得増幅器によるＥ−ＡＧＣ
を行うため、最小受光レベル付近で、帯域が変化するこ
とはない。このため、最小受光レベルを小さい値に設定
することが可能である。As described above in detail, according to the present invention, E-AGC is performed using a variable gain amplifier when the optical reception level is low.
Therefore, the band does not change near the minimum light reception level. Therefore, it is possible to set the minimum light reception level to a small value.
第１図は本発明の原理図、第２図は第１図の動作説明図
、第３図、第４図は本発明の実施例を示すブロック構成
図、第５図、第６図は第４図における断検出動作を説明
するための図、第７図は従来のＡＧＣ制御方式を説明す
るための図、第８図第９図、第１０図、第１１図は従来
のＡＧＣ制御方式の問題点を説明するための図である。
図において、１はＡＰＤ、２はＡＧＣ増幅器（可変利得
増幅器）、３ＨＡＧＣ制御回路、４はピーク検出回路、
５は断検出回路である。
＋１ 図０勤イ乍呂舶月図
士グ図
才Ｓ口
才６０
七〇未のＡ（ｑｃＥｌ路０パ路上パリ［口才Ｔ図
ＡＰＤＯ）逓倍′ｊＰＣ閂）
（（１）
（し）牙１０図FIG. 1 is a diagram of the principle of the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation of FIG. 1, FIGS. 3 and 4 are block diagrams showing embodiments of the present invention, and FIGS. FIG. 4 is a diagram for explaining the disconnection detection operation, FIG. 7 is a diagram for explaining the conventional AGC control method, FIG. 8, FIG. 9, FIG. 10, and FIG. 11 are diagrams for explaining the conventional AGC control method. FIG. 3 is a diagram for explaining a problem. In the figure, 1 is an APD, 2 is an AGC amplifier (variable gain amplifier), 3 is an HAGC control circuit, 4 is a peak detection circuit,
5 is a disconnection detection circuit. ＋1 Figure 0 Work I 乍轻月子士 Ｇ Ｇ Ｇ Ｇ Ｇ Ｇ Ｇ ski s 口 Sai 60 70-year-old A (qcEl 路 0 PA 路 Paris [ 口 類 Ｇ Ｇplan APDO) multiplication ′j PC bar) ((1)
(shi) tusk 10
Claims (2)
と、 該検出回路が検出したレベルが所定値より小さい時に、
このレベルが一定となるように該可変利得増幅器の利得
を制御する制御電圧を出力し、このレベルが所定値より
大きくなった時に、該制御電圧を固定するとともに、こ
のレベルが一定となるように該ＡＰＤの増倍率を変化さ
せるＡＧＣ制御回路とを備えたことを特徴とするＡＧＣ
制御方式。(1) An APD that receives an optical signal and converts it into an electrical signal, a variable gain amplifier that amplifies the electrical signal, a detection circuit that detects the output signal level of the variable gain amplifier, and a level detected by the detection circuit. is smaller than a predetermined value,
A control voltage is output that controls the gain of the variable gain amplifier so that this level is constant, and when this level becomes larger than a predetermined value, the control voltage is fixed and the control voltage is output so that this level becomes constant. An AGC comprising an AGC control circuit that changes the multiplication factor of the APD.
control method.
と、 該検出回路が検出したレベルが所定値より小さい時に、
このレベルが一定となるように該可変利得増幅器の利得
を制御する制御電圧を出力し、このレベルが所定値より
大きくなった時に、該制御電圧を固定するとともに、こ
のレベルが一定となるように該ＡＰＤの増倍率を変化さ
せるＡＧＣ制御回路と、 該制御電圧が所定値より大きくなったことを検出して該
ＡＰＤへの入力光信号断を検出する比較回路とを備えた
ことを特徴とするＡＧＣ制御方式(2) an APD that receives an optical signal and converts it into an electrical signal; a variable gain amplifier that amplifies the electrical signal; a detection circuit that detects the output signal level of the variable gain amplifier; and a level detected by the detection circuit. is smaller than a predetermined value,
A control voltage is output that controls the gain of the variable gain amplifier so that this level is constant, and when this level becomes larger than a predetermined value, the control voltage is fixed and the control voltage is output so that this level becomes constant. The present invention is characterized by comprising an AGC control circuit that changes the multiplication factor of the APD, and a comparison circuit that detects that the control voltage has become larger than a predetermined value and detects an interruption of the input optical signal to the APD. AGC control method
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62276337A JPH0736500B2 (en) | 1987-10-30 | 1987-10-30 | AGC control method |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62276337A JPH0736500B2 (en) | 1987-10-30 | 1987-10-30 | AGC control method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01117512A true JPH01117512A (en) | 1989-05-10 |
| JPH0736500B2 JPH0736500B2 (en) | 1995-04-19 |
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ID=17568035
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62276337A Expired - Fee Related JPH0736500B2 (en) | 1987-10-30 | 1987-10-30 | AGC control method |
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|---|---|
| JP (1) | JPH0736500B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001067597A1 (en) * | 2000-03-06 | 2001-09-13 | Fujitsu Limited | Preamplifier |
| JP2009060203A (en) * | 2007-08-30 | 2009-03-19 | Nec Corp | Optical receiving signal interruption detection circuit and optical receiving signal interruption detection method |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPH0969685A (en) * | 1995-09-01 | 1997-03-11 | Advantest Corp | Removing tool for surface mount component |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61177832A (en) * | 1985-02-04 | 1986-08-09 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Automatic gain controlling system of optical receiver |
-
1987
- 1987-10-30 JP JP62276337A patent/JPH0736500B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS61177832A (en) * | 1985-02-04 | 1986-08-09 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Automatic gain controlling system of optical receiver |
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| US6597245B2 (en) | 2000-03-06 | 2003-07-22 | Fujitsu Limited | Preamplifier |
| JP2009060203A (en) * | 2007-08-30 | 2009-03-19 | Nec Corp | Optical receiving signal interruption detection circuit and optical receiving signal interruption detection method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0736500B2 (en) | 1995-04-19 |
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