JP7483816B2

JP7483816B2 - 電源装置

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Publication number: JP7483816B2
Application number: JP2022146400A
Authority: JP
Inventors: 基久人見; 陽介峰; 公貴勝俣
Original assignee: Origin Co Ltd
Current assignee: Origin Co Ltd
Priority date: 2022-09-14
Filing date: 2022-09-14
Publication date: 2024-05-15
Anticipated expiration: 2042-09-14
Also published as: JP2024041531A

Description

本開示は、静電容量を有する負荷に電力を供給する電源装置に関する。

電圧供給先と静電容量とが直列に接続された構成の負荷が存在する。当該電圧供給先に矩形波の電圧を供給しようとする場合、静電容量の存在のため当該負荷に印加する電圧は三角波（台形波）とする必要がある。このような三角波電圧を発生する電源装置が特許文献１などに開示されている。

特開２００２－２０８８４２号公報

前記負荷には比較的大きな電力が求められており、特許文献１の電源装置は、比較的大きな電力の三角波電圧を生成するためにオペアンプ（パワーアンプ）を使用する回路を有する。しかし、オペアンプを使用する電源装置は高価であり、電力損失も大きいという課題がある。

そこで、本発明は、上記課題を解決するために、低価格で電力損失が小さい電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、オペアンプを使用せず、リアクトル値が大きなチョークを定電流源とし、スイッチ素子によるスイッチングによって三角波電圧を生成することとした。

具体的には、本発明に係る電源装置は、電圧供給先と前記電圧供給先に対して直列の負荷容量成分とを有する負荷が接続される出力端に印加電圧を供給する電源装置であって、
三角波発生回路、バイアス重畳回路及び制御回路を備え、
前記三角波発生回路は、
電圧源が接続される入力端側と前記バイアス重畳回路が接続される接続端側とに接続され、３つのスイッチ素子、２つのインダクタ及び１つの出力コンデンサを組み合わせ、前記出力コンデンサの両端電圧を前記接続端に出力するスイッチング回路を有し、
前記バイアス重畳回路は、
前記接続端側と前記出力端側とに接続され、前記三角波発生回路の前記接続端に出力される前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳する又は重畳しないの切り替えを行い、前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳した電圧又は重畳していない電圧を前記出力端に出力する回路構成であり、
前記制御回路は、
前記電圧供給先に前記印加電圧を供給する時に、前記出力コンデンサの両端電圧に前記一定電圧を重畳するように前記バイアス重畳回路を制御しており、
前記電圧供給先に供給される電圧の絶対値が時間とともに大きくなる場合、前記電圧供給先に前記印加電圧を供給する前に、前記出力コンデンサの両端電圧を降下させるように前記三角波発生回路を制御する
ことを特徴とする。

本電源装置は、オペアンプを使用せず、スイッチ素子の切り替えで三角波電圧を生成する。従って、本発明は、低価格で電力損失が小さい電源装置を提供することができる。

また、本電源装置は、２箇所の直流電圧源の電圧値をそれぞれ制御して出力コンデンサの両端電圧の大きさ（ピーク値）と変化率を調整することができる。しかし、２箇所の直流電圧源が相互に影響するため、直流電圧源で出力電圧（出力コンデンサの両端電圧）を高く、あるいは低くしようとすると、その変化率も大きく、あるいは小さくなることがあり、負荷の電圧供給先に一定電圧の矩形波を与えることができないことが発生する。

本電源装置は、直流電圧源以外の回路（電圧調整回路又は遮断スイッチ）で出力電圧（出力コンデンサの両端電圧）を高く、あるいは低くするため、その変化率を適正化でき、負荷の電圧供給先に一定電圧に近い改善された矩形波を与えることができる。

本発明は、低価格で電力損失が小さい電源装置を提供することができる。また、負荷の電圧供給先に与える矩形波の電圧の幅を広げることができる。

本発明に係る電源装置を説明する図である。本発明に係る電源装置を説明する図である。本発明に係る電源装置の動作を説明する図である。本発明に係る電源装置の動作を説明する図である。負荷の等価回路を説明する図である。本発明に係る電源装置を説明する図である。本発明に係る電源装置を説明する図である。本発明の課題を説明する図である。本発明に係る電源装置の動作を説明する図である。本発明に係る電源装置を説明する図である。本発明の課題を説明する図である。本発明に係る電源装置の動作を説明する図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

（実施形態１）
図１は、本実施形態の電源装置３０１を説明する図である。電源装置３０１は、電圧供給先Ｘと負荷コンデンサＣ７が直列に接続されている負荷５０に印加電圧を供給する電源装置であって、
三角波発生回路１０、バイアス重畳回路２０及び制御回路４０を備え、
三角波発生回路１０は、
例えば、定電圧源（直流電源）Ｖ１などの電圧源が接続される入力端Ｔ１側とバイアス重畳回路２０が接続される接続端Ｔ２側とに接続され、２つのスイッチ素子、２つのインダクタ及び１つの出力コンデンサを組み合わせ、前記出力コンデンサの両端電圧を接続端Ｔ２に出力するスイッチング回路を有し、
バイアス重畳回路２０は、
接続端Ｔ２側と出力端Ｔ３側とに接続され、三角波発生回路１０の接続端Ｔ２に出力される前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳する又は重畳しないの切り替えを行い、前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳した電圧又は重畳していない電圧を出力端Ｔ３に出力する回路構成であり、
制御回路４０は、
電圧供給先Ｘに前記印加電圧を供給する時に、前記出力コンデンサの両端電圧に前記一定電圧を重畳するようにバイアス重畳回路２０を制御することを特徴とする。
なお、電圧供給先Ｘに印加電圧を供給する期間全てにわたって前記一定電圧を重畳することだけでなく、電圧供給先Ｘに印加電圧を供給する期間の一部だけ前記一定電圧を重畳することでもよい。

電源装置３０１は、三角波発生回路が生成した所定周波数の三角波（台形波）の電圧に対し、バイアス重畳回路２０が当該三角波（台形波）の周期内であって電圧値が一様に変動する時間に一定電圧を重畳する。このような一定電圧が重畳した三角波（台形波）の出力電圧を負荷５０に供給することで、当該出力電圧のうち三角波（台形波）成分が負荷コンデンサＣ７に、一定電圧成分が電圧供給先Ｘに分圧される。負荷５０は、電圧供給先Ｘに対して直列の負荷容量成分（負荷コンデンサＣ７）を有している。

図２は、三角波発生回路１０とバイアス重畳回路２０の具体的な回路構成を説明する図である。三角波発生回路１０は、
２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を直列接続したスイッチング経路と出力コンデンサＣ６とが並列に接続されていること、
入力端Ｔ１の両端がそれぞれ前記スイッチング経路の両端に接続されていること、
入力端Ｔ１の両端と前記スイッチング経路の両端との接続の一方がインダクタＬ１で接続されていること、及び
２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）のいずれかにインダクタＬ２が接続されること
を特徴とする。
図２の三角波発生回路１０ａは、三角波発生回路１０の一例であり、
入力端Ｔ１と接続端Ｔ２とに接続され、出力コンデンサＣ６の入力端Ｔ１側に２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を直列接続したスイッチング経路を出力コンデンサＣ６と並列に接続し、
入力端Ｔ１と出力端Ｔ３との経路上であって、前記スイッチング経路の入力端Ｔ１側にインダクタＬ１を接続し、
前記スイッチング経路のスイッチ素子ＳＷ１に並列にインダクタＬ２を接続している
ことを特徴とする。

また、バイアス重畳回路２０は、２つのバイアススイッチ（ＳＷ３、ＳＷ４）が並列し、バイアススイッチＳＷ４に一定電圧を発生する直流電源Ｖ２が直列に接続されており、バイアススイッチＳＷ３がバイパス経路となる回路構成である。

図２において、Ｖ１とＶ２は直流電源、ＳＷ１～ＳＷ４はスイッチ素子である。ここでは寄生ダイオードや寄生容量のない理想的なスイッチ素子として説明する。また、負荷コンデンサＣ７はブロッキングコンデンサである。インダクタＬ１とＬ２はチョークコイルである。

インダクタＬ１のインダクタンスを大きく（例えば、１０ｍＨ）することで、リップル電流を抑えることができ、インダクタＬ１を定電流源とみなすことができる。後述するようにインダクタＬ１からの電流が負荷５０に流れるので、リップル電流を制限する能力（インダクタＬ１のインダクタンス）が電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘの精度に反映する。また、インダクタＬ２は、負荷５０側に対して、インダクタＬ１とは逆向きの電流を供給することができるように接続し、動作させる。

［定電流負荷時の動作］
電圧供給先Ｘが印加電圧に関わらず一定の電流が流れる定電流負荷（図５（Ａ）参照、ダイオード側のときは抵抗値ゼロで電流が流れる）のとき、具体的な電源装置３０１の動作を図３を用いて説明する。
図３は、各スイッチ素子ＳＷの駆動信号（信号がある時がオン、すなわち導通状態）、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７及び電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖ_Ｘの波形を説明する図である。制御回路４０から各スイッチ素子ＳＷに駆動信号が入力される。

期間ａでは、スイッチ素子ＳＷ１のみがオンし、導通状態である。このとき、インダクタＬ１の電流は、インダクタＬ１、直流電源Ｖ１、出力コンデンサＣ６、インダクタＬ１の順で流れる。後述する期間ｈで蓄電された出力コンデンサＣ６は放電するので、期間ａで出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６が低下する。

また、期間ａでは、スイッチ素子ＳＷ２がオフ（信号がない時、すなわち非導通状態）、スイッチ素子ＳＷ１がオンなので、インダクタＬ２がスイッチ素子ＳＷ１で短絡された閉回路が形成される。

期間ｂ以降では、スイッチ素子ＳＷ３とＳＷ４のオンオフの制御がなされる。図２の場合、制御回路４０は、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６に一定電圧を重畳するときに一方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ４）をオン且つ他方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ３）をオフとし、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６に一定電圧を重畳しないときに一方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ４）をオフ且つ他方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ３）をオンとする。

期間ｂでは、スイッチ素子４がオンとなる。インダクタＬ１の電流は出力コンデンサＣ６と負荷５０の双方に流れ、いずれの電流も定電流となる。電圧供給先Ｘに流れる電流値をＩｘとする。電圧供給先Ｘに流れる電流は負荷コンデンサＣ７にも流れる。このため、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７は時間とともに一定の割合で変化していく。

ここで、インダクタＬ１の電流Ｉ_Ｌ１が
Ｉ_Ｌ１＝Ｉｘ（１＋Ｃ_Ｃ６／Ｃ_Ｃ７）
となるように直流電源Ｖ１の電圧を設定することで、出力コンデンサＣ６の両端電圧と負荷コンデンサＣ７の両端電圧の傾き（電圧の時間変動の傾き）が同じになる。なお、Ｃ_Ｃ６とＣ_Ｃ７は出力コンデンサＣ６と負荷コンデンサＣ７の静電容量を表す。

この期間に、スイッチ素子ＳＷ４をオンすると、出力コンデンサＣ６と直列に直流電源Ｖ２が接続することになるので、出力端Ｔ３には出力コンデンサＣ６の両端電圧と直流電源Ｖ２の電圧Ｖ_Ｖ２の合算値が出力される。出力端Ｔ３の電圧は負荷５０の負荷コンデンサＣ７と電圧供給先Ｘに分圧される。出力コンデンサＣ６の両端電圧と負荷コンデンサＣ７の両端電圧とは同じ比率なので、電圧供給先Ｘには直流電源Ｖ２の電圧Ｖ_Ｖ２で決定される電圧が印加されることになる。つまり、電圧供給先Ｘに印加したい電圧を直流電源Ｖ２の電圧Ｖ_Ｖ２で設定することができる。

ここで、スイッチ素子ＳＷ４をオンするタイミングは、期間ａで低下してきた出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６が、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７と略同じ電圧となったときが好ましい。両端電圧Ｖ_Ｃ６と両端電圧Ｖ_Ｃ７とが略同じであれば、電圧供給先Ｘに印加される電圧は直流電源Ｖ２の電圧に略等しくなるため、電源装置３０１の設定が容易になる。

なお、期間ｂでも、スイッチ素子ＳＷ２がオフ、スイッチ素子ＳＷ１がオンなので、インダクタＬ２がスイッチ素子ＳＷ１で短絡された閉回路が形成される。

続いて、期間ｃにてスイッチ素子ＳＷ４がオフ、スイッチ素子ＳＷ３がオンとなる。このとき、インダクタＬ１の電流は、インダクタＬ１、直流電源Ｖ１、出力コンデンサＣ６、インダクタＬ１の順で流れる電流と、インダクタＬ１、直流電源Ｖ１、電圧供給先Ｘ、負荷コンデンサＣ７、スイッチ素子ＳＷ３、インダクタＬ１の順で流れる電流とがある。

このとき、スイッチ素子ＳＷ３に並列にダイオードが接続されているもしくは寄生ダイオードがある場合、スイッチ素子ＳＷ３とＳＷ４の双方を同時にオフの状態を作ることが好ましい。つまり、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６に一定電圧を重畳することの終了時に、一方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ４）をオフした後、他方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ３）をオンとする前に、前記バイパス経路を流れる電流を通過させるダイオード（不図示）が他方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ３）に並列されている。

スイッチ素子ＳＷ４をオフすることで、負荷５０を流れていた電流がスイッチ素子ＳＷ３の並列ダイオードもしくは寄生ダイオードを経由して流れることになる。その間にスイッチ素子ＳＷ３をオンするとゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）をすることができ、スイッチング損失を低減できる。
一方、直流電源Ｖ２が短絡しないように、スイッチ素子ＳＷ３とＳＷ４の双方が同時にオンとしないようにスイッチングする必要がある。

なお、期間ｃでも、スイッチ素子ＳＷ２がオフ、スイッチ素子ＳＷ１がオンなので、インダクタＬ２がスイッチ素子ＳＷ１で短絡された閉回路が形成される。

期間ｄにてスイッチ素子ＳＷ１がオフ、スイッチ素子ＳＷ２がオンとなる。この期間では、インダクタＬ２の電流は、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ２、インダクタＬ１、直流電源Ｖ１、インダクタＬ２に流れる電流と、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ２、出力コンデンサＣ６、インダクタＬ２に流れる電流と、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ２、スイッチ素子ＳＷ３、負荷コンデンサＣ７、電圧供給先Ｘ、インダクタＬ２に流れる電流とがある。

スイッチ素子ＳＷ２がオンとなることで負荷５０を流れる電流及び出力コンデンサＣ６を流れる電流の方向が期間ｂ、ｃでの電流の方向と逆になる。負荷５０に流れる電流の向きが逆になることで負荷コンデンサＣ７に蓄積されていたエネルギーが放電されることになる。ここで、インダクタＬ２は次のような効果がある。負荷５０に流れる電流の経路にインダクタＬ２があるので、インダクタＬ２は、負荷コンデンサＣ７に蓄積されていたエネルギーが一気に放電し、回路内に大きな電流が流れることを防止できる。
負荷コンデンサＣ７に蓄積されていたエネルギーが放電された後も負荷５０に電流が流れ続けるので、負荷コンデンサＣ７には逆向きにエネルギーが蓄積され、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７が上昇し始める。
また、出力コンデンサＣ６を流れる電流の向きが逆になることで、出力コンデンサＣ６にエネルギーが蓄積され、その両端電圧Ｖ_Ｃ６が上昇する。

なお、スイッチ素子ＳＷ１及びスイッチ素子ＳＷ２の導通、非導通状態の切替時に、インダクタＬ２の電流の経路が無くなることを防止するために、双方のスイッチ素子が同時に非導通状態としないようにする。双方のスイッチ素子を同時に非導通状態にすることを確実に回避するため、ダイオードを回路に挿入し、スイッチ素子ＳＷ１とＳＷ２とが同時に導通状態になってもスイッチング経路が短絡しないようにする。

具体的には、前記スイッチング経路は、２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）のそれぞれに直列に接続する２つのダイオード（Ｄ５、Ｄ６）を有している。
図２では、ダイオードＤ６をアノードを接続点Ｔｃ側とし、カソードをスイッチ素子ＳＷ１に直列接続し、ダイオードＤ５をアノードを接続点Ｔｃ側にあるスイッチ素子ＳＷ２に直列接続していることを特徴とする。
制御回路４０は、
スイッチ素子ＳＷ１を導通して、インダクタＬ２の電流をスイッチ素子ＳＷ１とダイオードＤ６とを介して流し、
スイッチ素子ＳＷ２を導通して、インダクタＬ２の電流をスイッチ素子ＳＷ２とダイオードＤ５とを介して出力コンデンサＣ６に流す。

ダイオードＤ５は、インダクタＬ２を流れる電流が、スイッチ素子ＳＷ２を導通時に、ダイオードＤ５を順方向に流れて出力端Ｔ３側に流れるように接続する。また、ダイオードＤ６は、インダクタＬ２を流れる電流が、スイッチ素子ＳＷ１を導通時に、ダイオードＤ６を順方向に流れる閉回路を形成するように接続する。

このようにダイオード（Ｄ５、Ｄ６）を挿入することで、スイッチ素子ＳＷ１とＳＷ２が同時にオンとなってもスイッチング経路（ダイオードＤ５、スイッチ素子ＳＷ２、ダイオードＤ６、スイッチ素子ＳＷ１）の短絡を防ぐことができる。

期間ｅにてスイッチ素子ＳＷ３をオフとし、接続端Ｔ２と負荷５０とを電気的に切り離す。この期間では、インダクタＬ２の電流は、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ２、インダクタＬ１、直流電源Ｖ１、インダクタＬ２に流れる電流と、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ２、出力コンデンサＣ６、インダクタＬ２に流れる電流とがある。

期間ｅの後、前述した期間ａとなるが、この期間の遷移時にもスイッチ素子ＳＷ１とＳＷ２が同時に非導通状態とならないようにする。

前記スイッチング経路は、追加コンデンサＣ５をダイオードＤ５に並列接続していることが好ましい。追加コンデンサＣ５が並列に接続されるダイオードＤ５は、インダクタＬ２の電流を出力端Ｔ３側に供給するときに導通する。
スイッチ素子ＳＷ２がオフであってもダイオードＤ５の内部容量やスイッチ素子ＳＷ２の寄生容量により電流が流れることがある（本電流を「漏洩電流」と記載する。）。特に期間ｃにおいて、ダイオードＤ５の内部容量やスイッチ素子ＳＷ２の寄生容量に流れる電流が変動した場合、回路全体の電流が変動し、電圧供給先Ｘに印加する電圧Ｖｘが変動することになるので、電圧Ｖｘの変動を防止するためには漏洩電流を一定に保つようにする。そこで、ダイオードＤ５の内部容量を追加コンデンサＣ５で増補し、漏洩電流が変動しないようにすることができる。

［定抵抗負荷時の動作］
電圧供給先Ｘが印加電圧に関わらず一定の電気抵抗を持つ定抵抗負荷（図５（Ｂ）参照、ダイオード側に電流が流れるときは抵抗値はゼロ）のとき、制御回路４０は、常に一方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ４）をオフ且つ他方の前記バイアススイッチ（スイッチ素子ＳＷ３）をオンとする。
具体的な電源装置３０１の動作を図４を用いて説明する。
図４は、各スイッチＳＷの駆動信号（信号がある時がオン、すなわち導通状態）、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７及び電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖ_Ｘの波形を説明する図である。本実施例では、スイッチ素子ＳＷ３をオン、スイッチ素子ＳＷ４をオフ（信号がない時）、すなわちオンさせずに非導通の状態を維持する。

期間ｇでは、略一定とみなせるインダクタＬ１を流れる電流Ｉ_Ｌ１が出力コンデンサＣ６と負荷コンデンサＣ７の静電容量比に分流して負荷５０と出力コンデンサＣ６に流れる。このため、定抵抗値の電圧供給先Ｘに一定電流が流れるため、電圧供給先Ｘには定電圧Ｖ２が印加されることになる。

なお、この期間では、スイッチ素子ＳＷ２がオフ、スイッチ素子ＳＷ１がオンなので、インダクタＬ２がスイッチ素子ＳＷ１で短絡された閉回路が形成される。

期間ｈでは、スイッチ素子ＳＷ２がオン、スイッチ素子ＳＷ１がオフなので、インダクタＬ２を流れる電流が期間ｇとは逆向きに負荷５０と出力コンデンサＣ６に流れる。ここで、電圧供給先Ｘの等価回路は図５（Ｂ）なので、この期間では電流はほぼ無抵抗のダイオードへ流れ、電圧供給先Ｘには定電圧は印加されない。

なお、スイッチ素子ＳＷ１及びスイッチ素子ＳＷ２の導通、非導通状態の切替時に、インダクタＬ２の電流の経路が無くなることを防止するために、双方のスイッチ素子が同時に非導通状態としないようにする。双方のスイッチ素子を同時に非導通状態にすることを確実に回避するため、定電流負荷の例で説明したように、ダイオード（Ｄ５、Ｄ６）を回路に挿入し、導通状態になってもスイッチング経路が短絡しないようにする。このとき、追加コンデンサＣ５をダイオードＤ５に並列接続してもよい。

なお、本電源装置の電力供給先が定抵抗負荷である場合、スイッチ素子ＳＷ４を導通させないので、スイッチ素子ＳＷ４と直流電源Ｖ２を装備しなくてもよい。また、出力コンデンサＣ６も不要であるため装備しない、あるいは容量を小さくしておくことができる。

つまり、図６のような電源装置回路３０２とすることができる。電源装置回路３０２は、電圧供給先Ｘとこれに直列する負荷容量成分Ｃ７とを有する負荷５０が接続される出力端Ｔ３に印加電圧を供給する電源装置であって、
三角波発生回路１０ｃ及び制御回路４０を備え、
三角波発生回路１０ｃは、
電圧源Ｖ１が接続される入力端Ｔ１側と出力端Ｔ３側とに接続され、２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）及び２つのインダクタ（Ｌ１、Ｌ２）を組み合わせたスイッチング回路を有し、
制御回路４０は、
インダクタＬ１に流れる電流を出力端Ｔ３側に供給するとともにスイッチ素子ＳＷ１を導通することでインダクタＬ２を短絡した閉回路を形成し、スイッチ素子ＳＷ２を導通することでインダクタＬ２を流れる、インダクタＬ１に流れる電流とは逆向きの電流を出力端Ｔ３側に供給するように三角波発生回路１０ｃを制御する。

ここで、三角波発生回路１０ｃは、
２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を直列接続したスイッチング経路を有すること、
入力端Ｔ１の両端がそれぞれ前記スイッチング経路の両端に接続されていること、
入力端Ｔ１の両端と前記スイッチング経路の両端との接続の一方がインダクタＬ１で接続されていること、及び
前記２つのスイッチ素子のいずれかにインダクタＬ２が接続されること
を特徴とする。

ダイオード（Ｄ５、Ｄ６）及び追加コンデンサＣ５については図２の三角波発生回路１０ａの説明と同じである。また、三角波発生回路１０ｃの動作は、図４の説明と同じである。

（回路構成のバリエーション）
図２に示す回路構成は、本実施形態の一例であって、例えば、インダクタＬ２は端子Ｔ１２側に接続されてもよく、回路Ｃは端子Ｔ３２側に接続されてもよく、接続回路Ａと回路Ｂとを入れ替えた構成であってもよい。又は、これらを組み合わせたものであってもよい。

（実施形態２）
図１は、本実施形態の電源装置３０３を説明する図でもある。電源装置３０３は、電圧供給先Ｘと負荷コンデンサＣ７が直列に接続されている負荷５０に印加電圧を供給する電源装置であって、
三角波発生回路１０、バイアス重畳回路２０及び制御回路４０を備え、
三角波発生回路１０は、
例えば、定電圧源（直流電源）Ｖ１などの電圧源が接続される入力端Ｔ１側とバイアス重畳回路２０が接続される接続端Ｔ２側とに接続され、３つのスイッチ素子、２つのインダクタ及び１つの出力コンデンサを組み合わせ、前記出力コンデンサの両端電圧を接続端Ｔ２に出力するスイッチング回路を有し、
バイアス重畳回路２０は、
接続端Ｔ２側と出力端Ｔ３側とに接続され、三角波発生回路１０の接続端Ｔ２に出力される前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳する又は重畳しないの切り替えを行い、前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳した電圧又は重畳していない電圧を前記出力端に出力する回路構成であり、
制御回路４０は、
電圧供給先Ｘに前記印加電圧を供給する時に、前記出力コンデンサの両端電圧に前記一定電圧を重畳するようにバイアス重畳回路２０を制御しており、
電圧供給先Ｘに供給される電圧Ｖｘの絶対値が時間とともに大きくなる場合、電圧供給先Ｘに前記印加電圧を供給する前に、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６を降下させるように三角波発生回路１０を制御することを特徴とする。
なお、電圧供給先Ｘに印加電圧を供給する期間全てにわたって前記一定電圧を重畳することだけでなく、電圧供給先Ｘに印加電圧を供給する期間の一部だけ前記一定電圧を重畳することでもよい。

電源装置３０３は、三角波発生回路が生成した所定周波数の三角波（台形波）の電圧に対し、バイアス重畳回路２０が当該三角波（台形波）の周期内であって電圧値が一様に変動する時間に一定電圧を重畳する。このような一定電圧が重畳した三角波（台形波）の出力電圧を負荷５０に供給することで、当該出力電圧のうち三角波（台形波）成分が負荷コンデンサＣ７に、一定電圧成分が電圧供給先Ｘに分圧される。

本実施形態の三角波発生回路１０は三角波発生回路１０ｂである。図７にて、三角波発生回路１０ｂとバイアス重畳回路２０の具体的な回路構成を説明する。三角波発生回路１０ｂは、図２で説明した三角波発生回路１０ａに回路Ｄを付加したものである。三角波発生回路１０ｂは、
３つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷａ１）のうちの２つ（ＳＷ１、ＳＷ２）を直列接続したスイッチング経路（回路Ａと回路Ｂ）と、
カソードを向き合わせた２つのダイオード（Ｄａ２、Ｄａ３）とスイッチ素子ＳＷａ１とを直列に接続し、出力コンデンサＣ６の両端電圧を降下させるための電圧調整回路Ｄと、
を有し、
スイッチング経路（回路Ａと回路Ｂ）と電圧調整回路Ｄと出力コンデンサＣ６とが並列に接続されていること、
入力端Ｔ１の両端がそれぞれ前記スイッチング経路の両端に接続されていること、
入力端Ｔ１の両端と前記スイッチング経路の両端との接続の一方がインダクタＬ１で接続されていること、
前記スイッチング経路の２つのスイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を接続する接続点Ｔｃと電圧調整回路Ｄの前記２つのダイオードの接続点Ｔｃ１とをインダクタＬ２で接続すること、及び
電圧調整回路Ｄにおいてスイッチ素子ＳＷａ１は接続点Ｔｃ１に対してインダクタＬ１が接続されている側にあることを特徴とする。
なお、図７の三角波発生回路１０ｂは、三角波発生回路１０の一例である。例えば、電圧調整回路Ｄにおいて、ダイオードＤａ２がスイッチ素子ＳＷａ１より接続点Ｔｃ１側にあってもよい。

バイアス重畳回路２０は、実施形態１で説明したバイアス重畳回路と同じである。

実施形態１で説明したように、本発明の電源回路は、負荷５０の電圧供給先Ｘに矩形波（直流電源Ｖ２の一定電圧）を供給できるように、定電圧源Ｖ１の電圧値で電圧Ｖｘの傾き（変化率）を調整することが特徴である。しかし、図２の電源装置３０１のような回路であると、電圧Ｖｘの傾きが大きい場合、定電圧源Ｖ１の電圧値をゼロまで下げても直流電源Ｖ２から供給される電力のため電圧Ｖｘの傾きを調整しきれず、電圧供給先Ｘに一定電圧の矩形波を供給できない場合がある。この場合について定電流負荷時の動作で説明する。
なお、本明細書では、電圧Ｖｘの絶対値が時間とともに大きくなる状態を「傾きが大きい」と表現し、電圧Ｖｘの絶対値が時間とともに小さくなる状態を「傾きが小さい」と表現する。

図８は、電源装置３０１の各スイッチ素子（ＳＷ１～ＳＷ４）の動作タイミングと、各電圧（出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７、電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘ）との関係を説明するタイミングチャートである。定電圧源Ｖ１の電圧値を下げても電圧供給先Ｘに供給される電圧Ｖｘが図３で説明したような一定電圧とならず、電圧供給先Ｘに一定電圧の矩形波を供給できない状態となっている。

このような状態であっても、電源装置３０３は、制御回路４０が、電圧調整回路Ｄのスイッチ素子ＳＷａ１を導通し、インダクタＬ２の電流を利用して出力コンデンサＣ６の放電量を増大させ、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６を降下させることで、電圧Ｖｘの傾きを調整できる。

図９は、電源装置３０３の各スイッチ素子（ＳＷ１～ＳＷ４及びＳＷａ１）の動作タイミングと、各電圧（出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７、電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘ）との関係を説明するタイミングチャートである。

電源装置３０３は、定電圧源Ｖ１の電圧値だけでは電圧Ｖｘの傾きを補正できない場合に、電圧調整回路Ｄのスイッチ素子ＳＷａ１を動作させる。出力コンデンサＣ６は、定電圧源Ｖ１とインダクタＬ１とを直列接続した回路に並列に接続されている。このため、定常時における出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６の一周期（期間ａから期間ｅまで）の平均値は、インダクタＬ１のリアクトル電圧の平均値がゼロのため、定電圧源Ｖ１の電圧値となる。例えば、定電圧源Ｖ１の電圧値がゼロの場合、両端電圧Ｖ_Ｃ６の一周期の平均値はゼロである。

ここで、スイッチ素子ＳＷａ１を適切なタイミングでオン／オフ（図９の例では期間ｄの時刻ｄ１でオン、期間ｂの時刻ｂ１でオフ）させると、インダクタＬ１の電流に比べて値が大きいインダクタＬ２の電流によって出力コンデンサＣ６が放電される（出力コンデンサＣ６から電荷がより多く流出する）。この状態を期間ａについて、より詳細に説明する。

期間ａにおいて、スイッチ素子ＳＷ１のみがオンし、導通状態である。このとき、インダクタＬ１の電流は、インダクタＬ１、直流電源Ｖ１、出力コンデンサＣ６、インダクタＬ１の順で流れる。期間ｄとｅで蓄電されている出力コンデンサＣ６は期間ａからｃで放電する。期間ａで出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６が低下する。

また、期間ａでは、スイッチ素子ＳＷ２がオフ（信号がない時、すなわち非導通状態）、スイッチ素子ＳＷ１がオンなので、インダクタＬ２がスイッチ素子ＳＷ１とダイオードＤａ３で短絡された閉回路が形成される。
ここで、スイッチ素子ＳＷａ１が時刻ｄ１でオンとなっているので、インダクタＬ２のリアクトル電流によって、出力コンデンサＣ６から、ダイオードＤａ２、スイッチ素子ＳＷａ１、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ１の順の電流が流れる。

この電流により出力コンデンサＣ６の電荷が減少し、スイッチ素子ＳＷａ１をオンさせない場合（図８）に比べて出力コンデンサＣ６の正側電圧を低下させることができる。出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６の一周期の平均値は定電圧源Ｖ１の電圧値となるため、正側電圧を低下させた場合、定常時で負側電圧も絶対値が低下する。図９のように、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６の傾きが小さくなり、結果として電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘの傾きが補正され、図８の場合より一定に近い電圧値が電圧供給先Ｘに印可されるようになる。なお、スイッチ素子ＳＷａ１のオン時間（オフ時刻ｂ１）を制御することで、所望の傾きの電圧Ｖｘに調整することができる。

（実施形態３）
実施形態２では電圧Ｖｘの傾きが大きい場合の補正手法を説明した。本実施形態では電圧Ｖｘの傾きが小さい場合の補正手法を説明する。図１０は、本実施形態の電源装置３０４を説明する図である。電源装置３０４は、図７で説明した電源装置３０３のバイアス重畳回路２０が出力端Ｔ３から出力される電流を遮断する遮断スイッチＳＷｂ１をさらに備える。

前述のように、本発明の電源回路は、負荷５０の電圧供給先Ｘに矩形波（直流電源Ｖ２の一定電圧）を供給できるように、定電圧源Ｖ１の電圧値で電圧Ｖｘの傾き（変化率）を調整することが特徴であるから、電圧Ｖｘの傾きが小さい場合に、定電圧源Ｖ１の電圧値を上げることで電圧Ｖｘの傾きを大きくすることができる。しかし、図２の電源装置３０１のような回路であると、電圧Ｖｘの傾きを大きくしようとして定電圧源Ｖ１の電圧値を上げると負荷５０へ印加する電圧値も上がる。ここで、直流電源Ｖ２の電圧値を下げることで負荷５０への電圧値を下げられるが、直流電源Ｖ２の電圧値はゼロボルト以下にはできず所望の低電圧の矩形波を電圧供給先Ｘに供給できない場合がある。この場合について定電流負荷時の動作で説明する。

図１１は、電源装置３０１の各スイッチ素子（ＳＷ１～ＳＷ４）の動作タイミングと、各電圧（出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７、電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘ）との関係を説明するタイミングチャートである。定電圧源Ｖ１の電圧値を上げても電圧供給先Ｘに供給される電圧Ｖｘが図３で説明したような一定電圧とならず、電圧供給先Ｘに一定電圧の矩形波を供給できない状態となっている。

このような状態であっても、電源装置３０４は電圧Ｖｘの傾きを調整できる。具体的には、制御回路４０は、
電圧供給先Ｘに供給される電圧Ｖｘの絶対値が時間とともに小さくなる場合、電圧供給先Ｘに前記印加電圧を供給する時刻を遅らせて、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６を上昇させるように三角波発生回路１０ｂを制御し、
出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６に一定電圧を重畳するときにバイアススイッチＳＷ４を導通状態且つバイアススイッチＳＷ３を非導通状態としたのちに、一定時間だけ遮断スイッチＳＷｂ１を非導通に保つようにバイアス重畳回路２０を制御する。

図１２は、電源装置３０４の各スイッチ素子（ＳＷ１～ＳＷ４及びＳＷｂ１）の動作タイミングと、各電圧（出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６、負荷コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ_Ｃ７、電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘ）との関係を説明するタイミングチャートである。

電源装置３０４は、定電圧源Ｖ１や直流電源Ｖ２の電圧値だけでは電圧Ｖｘの傾きを補正できない場合に、バイアス重畳回路２０のスイッチ素子ＳＷｂ１を動作させる。前述のように、定常時における出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６の一周期（期間ａから期間ｅまで）の平均値は、定電圧源Ｖ１の電圧値となる。

ここで、スイッチ素子ＳＷｂ１を適切なタイミングでオン／オフ（図１２の例では期間ｅの終了でオフ、期間ｂの途中でオン）させ、負荷５０側へ電流が分流することを防止する。それと共に、スイッチ素子ＳＷ１をオンさせるタイミング、及びスイッチ素子ＳＷ２をオフさせるタイミングを遅らせる。図１２の例では、スイッチ素子ＳＷ１をオンさせるタイミングを期間ａの初めから時刻ｂ２まで遅らせ、スイッチ素子ＳＷ２をオフさせるタイミングを期間ａの初めから時刻ｄ２まで遅らせている。このようにスイッチングさせることで、実施形態１で説明した期間ｅの状態を時刻ｄ２まで延長し、インダクタＬ２、スイッチ素子ＳＷ２、出力コンデンサＣ６、インダクタＬ２に流れる電流によって出力コンデンサＣ６を期間ｅより長く充電する。

出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６の一周期の平均値は定電圧源Ｖ１の電圧値となるため、正側電圧を高くした場合は、定常時で負側電圧も絶対値が上昇する。図１２のように、出力コンデンサＣ６の両端電圧Ｖ_Ｃ６は高くなり、結果として出力コンデンサＣ６の放電中（期間ｂ）の両端電圧Ｖ_Ｃ６の変化率が大きくなる。両端電圧Ｖ_Ｃ６の変化率が大きくなることで、電圧供給先Ｘに印加される電圧Ｖｘの傾きが補正され、図１１の場合より一定に近い電圧値が電圧供給先Ｘに印可されるようになる。なお、スイッチ素子ＳＷ１のオン時間（オフ時刻ｂ２）を制御することで、所望の傾きの電圧Ｖｘに調整することができる。

なお、図１０に示すように、電源装置３０４は、実施形態２で説明した電圧調整回路Ｄと本実施形態のスイッチ素子ＳＷｂ１を併存させることができる。つまり、電源装置３０４は、電圧Ｖｘの傾きが過大の場合に、電圧調整回路Ｄを実施形態２で説明したように動作させることで、電圧Ｖｘの傾きが過少の場合に、スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｂ１）を本実施形態で説明したように動作させることで、電圧Ｖｘの傾きを補正し、電圧供給先Ｘに矩形波（直流電源Ｖ２の一定電圧）を供給できるようになる。

（補足事項）
実施形態の電源装置は、定電流負荷時も定抵抗負荷時も、スイッチ素子ＳＷ１を導通させてインダクタＬ２をスイッチ素子ＳＷ１で短絡した閉回路を形成するとともにインダクタＬ１に流れる電流を出力端Ｔ３側に供給し、スイッチ素子ＳＷ２を導通させてインダクタＬ２に流れる前記インダクタＬ１に流れる電流とは逆向きの電流を出力端Ｔ３側に供給する動作が共通する。

実施形態の電源装置は、リアクトル値が大きなチョーク（Ｌ１）を定電流源として利用することで、スイッチングによって三角波電圧を生成する。実施形態の電源装置は、定電流負荷や定抵抗負荷に対応しており、オペアンプで構成される電源装置に比べて安価かつ低損失に台形波電圧を発生可能である。

本発明の実施の形態に係る電源装置を、一例として主に図１から図１２を用いて説明したが、各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択的に採用したものも、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に包含される。

１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ：三角波発生回路
２０：バイアス重畳回路
５０：負荷
３０１～３０４：電源装置

Claims

電圧供給先と前記電圧供給先に対して直列の負荷容量成分とを有する負荷が接続される出力端に印加電圧を供給する電源装置であって、
三角波発生回路、バイアス重畳回路及び制御回路を備え、
前記三角波発生回路は、
電圧源が接続される入力端側と前記バイアス重畳回路が接続される接続端側とに接続され、３つのスイッチ素子、２つのインダクタ及び１つの出力コンデンサを組み合わせ、前記出力コンデンサの両端電圧を前記接続端に出力するスイッチング回路を有し、
前記バイアス重畳回路は、
前記接続端側と前記出力端側とに接続され、前記三角波発生回路の前記接続端に出力される前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳する又は重畳しないの切り替えを行い、前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳した電圧又は重畳していない電圧を前記出力端に出力する回路構成であり、
前記制御回路は、
前記電圧供給先に前記印加電圧を供給する時に、前記出力コンデンサの両端電圧に前記一定電圧を重畳するように前記バイアス重畳回路を制御しており、
前記電圧供給先に供給される電圧の絶対値が時間とともに大きくなる場合、前記電圧供給先に前記印加電圧を供給する前に、前記出力コンデンサの両端電圧を降下させるように前記三角波発生回路を制御する
ことを特徴とし、
前記三角波発生回路は、
前記３つのスイッチ素子のうちの２つを直列接続したスイッチング経路と、
カソードを向き合わせた２つのダイオードと前記３つのスイッチ素子のうちの他の１つとを直列に接続し、前記出力コンデンサの両端電圧を降下させるための電圧調整回路と、
を有し、
前記スイッチング経路と前記電圧調整回路と前記出力コンデンサとが並列に接続されていること、
前記入力端の両端がそれぞれ前記スイッチング経路の両端に接続されていること、
前記入力端の両端と前記スイッチング経路の両端との接続の一方が前記２つのインダクタの一方で接続されていること、
前記スイッチング経路の前記２つのスイッチ素子を接続する接続点と前記電圧調整回路の前記２つのダイオードの接続点とを前記２つのインダクタの他方で接続すること、及び
前記電圧調整回路において前記他の１つのスイッチ素子は前記２つのダイオードの接続点に対して前記２つのインダクタの一方が接続されている側にあること
を特徴とする電源装置。
前記制御回路は、前記電圧調整回路の前記他の１つのスイッチ素子を導通し、前記２つのインダクタの他方の電流を利用して前記出力コンデンサの放電量を増大させ、前記出力コンデンサの両端電圧を降下させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記バイアス重畳回路は、
２つのバイアススイッチが並列し、前記バイアススイッチの一方に前記一定電圧を発生する直流電源が直列に接続されており、前記２つのバイアススイッチの他方がバイパス経路となる並列スイッチ回路と、
前記並列スイッチ回路と直列に接続され、前記出力端から出力される電流を遮断する遮断スイッチと、
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
前記制御回路は、
前記電圧供給先に供給される電圧の絶対値が時間とともに小さくなる場合、前記電圧供給先に前記印加電圧を供給する時刻を遅らせて、前記出力コンデンサの両端電圧を上昇させるように前記三角波発生回路を制御し、
前記出力コンデンサの両端電圧に一定電圧を重畳するときに前記２つのバイアススイッチの一方を導通状態且つ前記２つのバイアススイッチの他方を非導通状態としたのちに、一定時間だけ前記遮断スイッチを非導通に保つように前記バイアス重畳回路を制御する
ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。