JP7474713B2 - 試験対象アンテナアレイを含む試験対象ミリ波無線周波数信号トランシーバを試験するための試験システムの少なくとも一部を含む装置、及びそのトランシーバを試験する方法 - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
本開示は、２０１８年７月１６日に出願された、“Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｏｖｅｒ－Ｔｈｅ－Ａｉｒ（ＯＴＡ）Ｔｅｓｔｉｎｇ ｔｏ Ｄｅｔｅｃｔ Ｆａｕｌｔｙ Ｅｌｅｍｅｎｔｓ Ｉｎ Ａｎ Ａｃｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ａｎｔｅｎｎａ Ｏｆ Ａｎ Ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＥＨＦ）Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ”と題する米国特許出願第１６／０３６，４３２号の優先権を主張するものである。同出願の全内容を、参照によりあらゆる目的のためにすべて本願に援用する。

本発明は、高周波数トランシーバシステムのＯＴＡ（ｏｖｅｒ－ｔｈｅ－ａｉｒ）試験に関し、特に、ＥＨＦ（ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）無線通信機器のアクティブアンテナアレイ中の破損素子を検出するための試験を行うことに関する。

移動無線通信機器は多くの目的のために利用範囲がますます広がっていることから、各種の用途（例えば、ビデオのストリーミング及び／又は特に双方向通信におけるビデオの利用増大）に対応するために十分な信号帯域幅の利用可能性が極めて重要な問題となった。その結果、より高い信号周波数の活用が推進されており、その例がＥＨＦ（ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）であり、これは国際電気通信連合（ＩＴＵ：Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ）の定める３０～３００ギガヘルツ（ＧＨｚ）の電磁スペクトルバンド内の高周波数の呼称であり、ミリ波（ｍｍＷ）信号と呼ばれることが多い。

高い大気減衰による短い見通し距離内信号経路等、様々な理由から、このような機器は多くの場合、アクティブアレイアンテナを使って信号のビームフォーミングを行い、信号経路長を最大化する（そのほか、周波数再使用をより可能にする）。当該分野で知られているように、このようなアンテナ構造は、複数のアクティブアンテナ素子を含み、それが典型的に規則的アレイに配置されるが、その例としては、それぞれ４×４又は５×５のアレイに配置される１６又は２５のアンテナ素子の長方形アレイ（それぞれの電磁信号の放射及び受信のため）がある。したがって、このような機器を試験する際、アクティブアンテナ素子（例えば、４×４又は５×５アレイの１６又は２５のアンテナ素子全部）の各々を試験して、その機器がその設計及び／又は性能仕様に適合していることを確認できることが重要である。

現行の従来の試験技術は、アクティブアンテナ素子から放射されたエネルギーの遠方界、コンパクトレンジ、及び近傍界測定を行うことを含む。遠方界方式は、遠く離れた、例えば数λ離れた（ただし、λは放射された信号のキャリア周波数である）２つの機器間の通信に一般的に使用されるアンテナの性能試験に使用されることが多い。この方式によれば、受信器、又はレンジ、アンテナ、及び試験対象アンテナ（ＡＵＴ：ａｎｔｅｎｎａ ｕｎｄｅｒ ｔｅｓｔ）が少なくともＲ＝２Ｄ^２／λであるレンジ距離Ｒだけ相互に分離される（ただし、Ｄは２つのアンテナの最大開口寸法である）。大きい開口（例えば、数波長の大きさ）を有するアンテナの場合、レンジ距離Ｒは大きい可能性があり、このような方法を使用するシールド試験チャンバが大型となる。したがって、遠方界方式を用いる試験システムは、その大きさの点で、製造環境での使用にとって望ましくない。

さらに、遠方界方式では、アンテナ全体的な性能を測定しアンテナ放射パターンを捕捉することは可能であるかもしれないが、アンテナアレイ中の欠陥素子を確実に検出することはできず、それは、少数の欠陥素子を含むアクティブアレイ全体（例えば、２５の素子のうちの３つに欠陥がある５×５の素子アレイ）を測定する場合、合理的に検出できる放射の差が観察されないからである。例えば、このようなアンテナアレイからブロードサイド方向に向けられる放射エネルギーの単点測定を使用しても、欠陥素子のないアンテナアレイから測定されたものとの有意な差（＜１ ｄＢ）は明らかとならない。さらに、このような小さい差が合理的に検出及び測定できたとしても、欠陥素子の数もわからなければ、どの素子かの特定もできず、ブロードサイドで方向付けられた時に欠陥素子を含むアンテナアレイの測定された性能に有意な差がなくても、他のステアリング角度では性能の低下が見られることがある。

コンパクトレンジ方式は、ある点において遠方界方式と似ているものの、ＡＵＴの近傍界領域内で球面波を平面波に、例えばその目的のために設計された複雑な形状を有するリフレクタを使って変換するための装置が使用される点が異なる。しかしながら、コンパクトレンジ方式は、直接遠方界方式のように、必要な試験エンベロープ（及びシールド試験チャンバ）の小型化には役立つが、この方式でもやはり、フルアクティブ動作モードでアレイの破損素子を検出し、特定することはできない。

他方で、従来の近傍界方式は、平面、円筒、又は球面走査を使って複雑な信号を捕捉する近傍界測定と、パワーの大きさだけを捕捉する単純な結合技術を含む。一般に放射近傍界領域における複雑な信号の近傍界捕捉は、有利な点として、複雑なデータを含み、これを数学的に遠方界領域に変換して、遠方界性能特性を取得するか、又は再びアンテナ表面に変換して、アンテナ診断を行うのに役立てることができる。このようなシステムはまた、直接遠方界及びコンパクトレンジシステムよりフットプリントが小さいが、これらは一般に単独のプローブを使ってロボットアームを用いた測定スキャンを行い、したがって、試験対象のスキャン表面（例えば、平面、円筒、又は球面）内での測定データ取得のための長い試験時間が関わる。機械的な機器の代わりに、電子スイッチド電子アレイを使用して測定スキャンをスピードアップしてもよいが、広範囲のスキャンが必要な場合、それに必要な大型スイッチドアレイと設計は複雑且つ高額となる可能性がある。

パワーの大きさだけを捕捉するシンプルな近傍界結合法は、単純且つ低コストである傾向があり、製造環境でよく使用されるものであり、ＡＵＴの付近に設置されたカプラ、すなわちアンテナを使って放射パワーを捕捉する。参照用の、すなわち良品であることが保証されているＡＵＴからの測定パワーとの比較パワー試験を使って、そのＡＵＴの欠陥の有無が確かか否かが確認される。潜在的な欠陥のすべてを捕捉するために、カプラの開口をＡＵＴと同じ大きさにする必要がある。小型（例えば、２×２）アレイの場合、どの素子に欠陥があるかを検出することは、そのアレイ全体に欠陥があるか否かが特定できれば重要ではない。しかしながら、素子数の多いＡＵＴの場合、大型カプラ、特に非常に多くの開口を持つアンテナの設計は、複雑であるが必要であり、これは、すべての素子の近傍界を測定して、欠陥のあるアレイ素子が正確に検出されることを確実にしなければならないからである。さらに、このような結合方法では、通常の動作時（フルアクティブアレイ）に大型アレイ中の個々の欠陥素子を識別することができない。このような結合方式はそれでも、素子を１つずつ試験して個々の破損素子を検出するためには使用されるかもしれないが、これはさらに時間がかかり、依然として通常の（フルアクティブ）動作時のアレイの試験は不可能である。

ＥＨＦ（Ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）無線通信機器のアクティブ平面アンテナアレイ中の破損素子を検出するためのシステム及び方法が提供される。二偏波変調散乱プローブのマトリクスを有する平面アンテナアレイは、試験対象アンテナ（ＡＵＴ：ａｎｔｅｎｎａ ｕｎｄｅｒ ｔｅｓｔ）の近傍界領域内に設置される。ＡＵＴから受信した電磁エネルギーは複素電気信号に変換され、それが電気変調信号によって変調されて、散乱信号として放射される。結果として得られる電磁散乱信号は、他のアンテナによって受信され、電気信号に変換されて、バックプロパゲーション変換を介したホログラフ画像再構成演算で使用され、ＡＵＴの表面から放射される信号スペクトルが再構成される。この再構成された信号スペクトルを良品であることがわかっているアンテナアレイの表面から放射された参照信号スペクトルと比較することによって、ＡＵＴ中の破損アンテナ素子の検出が可能となる。

例示的な実施形態によれば、試験対象アンテナアレイ（ＡＵＴ）を備える試験対象ミリ波無線周波数（ＲＦ）信号トランシーバ（ＤＵＴ）を試験するための試験システムの少なくとも一部は、筐体であって、筐体内のＡＵＴ位置に設置されるＡＵＴを包囲するように構成された筐体と、筐体内に設置され、複数の散乱電磁波を複数の電気信号に変換するように構成されたトランスデューサと、筐体内のＡＵＴ位置とＡＵＴ位置から所定の距離にある電磁トランスデューサとの間に設置され、少なくとも一部に、ＡＵＴから複数のＡＵＴ電磁波を受信し、複数の電気変調信号を受信し、複数の散乱電磁波として、複数のＡＵＴ電磁波及び複数の電気変調信号に関係する複数の変調電磁波を提供するように構成されたアンテナアレイと、トランスデューサに連結され、複数の電気信号を処理してＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するように構成された処回路構成と、を含む。

他の例示的な実施形態によれば、試験対象アンテナアレイ（ＡＵＴ）を備える試験対象ミリ波無線周波数（ＲＦ）信号トランシーバ（ＤＵＴ）を試験する方法は、筐体内のＡＵＴ位置にＡＵＴを設置するステップと、筐体内の、ＡＵＴ位置から所定の距離に設置されたアンテナアレイで、ＡＵＴからの複数のＡＵＴ電磁波を受信するステップと、アンテナアレイで、複数の電気変調信号を受信するステップと、アンテナアレイで、複数のＡＵＴ電磁波及び複数の電気変調信号に関係する複数の変調電磁波を含む複数の散乱電磁波を提供するステップと、筐体内のトランスデューサで、複数の散乱電磁波を複数の電気信号に変換するステップと、トランスデューサからの複数の電気信号を処理して、ＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップと、を含む。

例示的な実施形態により試験するためにＤＵＴに近接して設置されたスイッチドプローブアレイを示す。 例示的な実施形態によるバックプロパゲーション変換法を介したホログラフ画像再構成の実装例を示す。 例示的な実施形態による、ＡＵＴの近傍界領域内で放射された近傍界を捕捉し、ＡＵＴの平面に再び変換したものを示す。 例示的な実施形態による微分ホログラフバックプロパゲーション変換の結果を示す。 例示的な実施形態による、複数のＡＵＴの再構成可能な多重結合試験へのスイッチドプローブアレイの使用を示す。 図６Ａは、例示的な実施形態による、変調散乱信号を生成するための、アクティブスイッチドプローブアレイへの変調信号の印加を示す。図６Ｂは、例示的な実施形態による、パラメータ性能試験中のパッシブスイッチドプローブアレイの使用を示す。 図７Ａは、例示的な実施形態による、アクティブ変調散乱プローブアレイ近傍界スキャナを使用するための試験環境を示す。図７Ｂは、例示的な実施形態による、パラメータ性能試験中にパッシブ散乱プローブを使用している間の試験環境を示す。 例示的な実施形態による、変調散乱プローブアレイ近傍界スキャナの変調デバイスとしてのダイオードの例示的な使用を示す。 例示的な実施形態による、変調散乱プローブアレイ近傍界スキャナの変調デバイスのための電気駆動信号を提供するためのマトリクス構成を示す。 例示的な実施形態による、スイッチング回路構成を介して駆動された図９のマトリクスを示す。 不利なプローブ放射特性による、散乱及び再散乱した変調散乱信号の発生を示す。 変調散乱プローブアレイのプローブを、入力される変調信号からデカップルする誘導回路素子又は抵抗回路素子の考え得る使用を示す。 例示的な実施形態による変調散乱プローブアレイのためのマルチレイヤ基板構造を示す。 例示的な実施形態によるマルチレイヤ変調散乱プローブアレイ内の直交プローブの相対的な水平及び垂直位置決めを示す。 例示的な実施形態によるマルチレイヤ変調散乱プローブアレイ内の直交プローブのための変調信号経路を示す。 例示的な実施形態によるマルチレイヤ変調散乱プローブアレイ内のプローブの性能をモニタするための試験回路構成を示す。 例示的な実施形態によるプローブの性能をモニタするための試験回路構成によって、変調散乱プローブアレイ近傍界スキャナの変調デバイスのためのスイッチング回路構成を介した電気駆動信号を提供するためのマトリクスを示す。

以下の詳細な説明は、添付の図面に関する、本願により特許請求される発明の例示的な実施形態のものである。このような説明は、例証のためであり、本発明の範囲に関して限定的ではない。このような実施形態は、当業者が本発明を実施するためにできるだけ詳細に説明され、本発明の主旨と範囲から逸脱せずに幾つかの変更を加えて他の実施形態も実施されてよいと理解されたい。

本開示全体を通じて、文脈上、別の明確な示唆がないかぎり、説明されている個々の回路素子は単数でも複数でもよいと理解されたい。例えば、「回路」及び「回路構成」という用語は、能動及び／又は受動の何れかであり、（例えば、１つ又は複数の集積回路チップとして）相互に接続若しくはそれ以外に連結されて、説明されている機能を提供する単独のコンポーネントも複数のコンポーネントも含んでいてよい。さらに、「信号」という用語は、１つ若しくは複数の電流、１つ若しくは複数の電圧、又はデータ信号を指してよい。図中、同様又は関係する要素には、同様又は関係するアルファベット、数字、又は英数字の表記が付けられる。さらに、本発明はディスクリート電子回路構成（好ましくは、１つ又は複数の集積回路チップの形態）を使用する実装例に関して説明されているが、このような回路構成の何れの部分の機能も、代替的に、処理される信号周波数又はデータレートに応じて１つ又は複数の適切にプログラムされたプロセッサを使って実装されてもよい。さらに、図面が各種の実施形態の機能ブロックの図表を示している場合、機能ブロックは必ずしもハードウェア回路構成が分割されていることを示しているとはかぎらない。

以下により詳しく説明するように、小さい物理的フットプリントの試験システムは、試験対象機器（ＤＵＴ）に対する高速測定スキャンを実行し、その間に、素子ごとに測定スキャンを実行するのではなく、そのアンテナアレイのすべての素子がフルアクティブモード（例えば、素子の全部又は所望のサブセットが同時に励起される）で動作するように設計されてよい。このような試験は、基本的に大型開口を有する指向性アンテナとして地上に構築される平面アレイアンテナを使用して行われると、より有利なことがあり、これは、平面スキャンが一般的に円筒又は球面スキャンより適当であるからである。

同じく以下により詳しく説明するように、このような試験方法は、例えば試験対象アンテナ（ＡＵＴ）の近傍界領域内の平面スキャン表面上の測定された複素場のバックプロパゲーション変換を使って、試験アンテナアレイをＡＵＴから少なくとも１波長（１λ）の距離に設置してその放射エネルギー性能特性に対する攪乱を最小限にしたうえで、ＤＵＴアンテナアレイの表面上の電場（Ｅ場）のホログラフ画像再構成を実行することによって、アレイ内の欠陥アンテナ素子を検出するために使用されてよい。ＡＵＴから受信された測定スキャンＥ場は、参照アンテナアレイ（ＲＡ）（例えば、同様のアンテナアレイを有する、良品であることがわかっているＤＵＴ）から受信された、過去の測定スキャンＥ場と比較されてよい。ＡＵＴとＲＡのスキャン電場間の差は、欠陥アンテナ素子がＡＵＴの中にあるか、及びそれがどこにあるかをバックプロパゲーション変換に基づいて特定するために使用できる。

より具体的には、以下により詳しく説明するように、大型スイッチドアレイを使って、ＤＵＴのＡＵＴから受け取ったエネルギーの近傍界を捕捉してよい。このようなアレイは、従来のプローブアンテナとは異なり、変調散乱方式を使用する小型プローブアンテナを含んでいてよい。さらに、このようなアレイはまた、再構成可能カプラとして使用されてもよく、この場合、アレイは、所定の最小パワーレベルで近傍界を捕捉して、受け取ったパワーレベルの加算を行って参照ＤＵＴのそれと比較するための１つのパワー値を計算するために、そのプローブのサブセットを探して使用する。このような方法は、所望の試験の目的として、ＤＵＴに欠陥があるか否かのみを特定すればよく、欠陥箇所を知る必要はないような小型ＤＵＴアレイについては有効であることがある。

図１に関して、前述のように、例示的な実施形態により、平面アンテナアレイ１４を有するＤＵＴ１２が、アンテナアレイ１４の放射及び受信アンテナ素子がＡＵＴ平面１４ａを画定する無線試験環境内で（例えば、既知の技術により、試験対象の信号周波数用に設計された無エコー室を形成する電磁シールド筐体内で）試験される。変調散乱プローブアレイ１６（同様に平面）は、少なくとも１波長（例えば、関心対象信号の公称キャリア周波数で）の距離１８にあるＡＵＴ１４の近傍界領域Ｚ_０内に配置される平面を画定する。以下により詳しく説明するように、変調散乱プローブアレイ１６（例えば、アレイ１６の直交軸ｘ、ｙに沿って二偏波を有し、それによって大きさと位相の両方の測定を可能にするように設計される）の各プローブからの複素近傍界信号が試験アンテナ（図示せず）によって受信され、測定され、その結果はその後、バックプロパゲーション変換２０を行うために使用される。

図２に関して、例示的な実施形態により、バックプロパゲーション変換２０（その様々な形態が当該分野で知られている）が測定された複素近傍界信号に対して行われ、そのためにまずＤＵＴ１２のＡＵＴ１４からの距離Ｚ_０におけるプローブアレイ１６の平面表面における近傍界エネルギーが測定される２２。測定されたエネルギーは次に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）２３に従って処理されて、プローブアレイ１６の各プローブにおいて受け取られたエネルギーを表す平面波スペクトル関数２４が生成される。このスペクトル関数から、それぞれのプローブ補償パラメータが計算され２５、プローブアレイ１６の各プローブのためのプローブ補償２６が提供される。これらのプローブ補償パラメータ２６は、平面波スペクトル関数２４に適用されて、対応する補償された平面波スペクトル関数２８が計算され、これがその後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）２９に従って処理されて、ＡＵＴ１４から放射された近傍界エネルギー３０が特定される。

図３に関して、例示的な仮定の試験シナリオにおいて、ｚ＝０平面１４ａを画定する１６のアンテナ素子（例えば、容量パッチ素子）の４×４のアレイを有するＡＵＴ１４は、最大エネルギーがより濃い赤の影付き領域から発せられ、最小エネルギーがより濃い青の影付き領域から発せられ、中間エネルギーが緑と黄の影付き領域から発せられるように、その信号エネルギーを放射していてよい。同様に、１４４の二偏波素子の１２×１２のアレイ（Ｚ＝Ｚ_０平面１６ａを画定する）を有するプローブアレイ１６によって受け取られた対応する信号エネルギーは様々なエネルギーレベルを有し、これは前述のように異なる影付き領域で示される。

図４に関して、例示的な実施形態によるホログラフ画像再構成は、ＡＵＴ１４から１波長離れたスキャン表面１６ａで捕捉された複素場の差を変換した後の、ＡＵＴ１４（例えば、４×４のアンテナアレイ）の表面における変換された近傍界の大きさを使用してよい。例えば、参照（例えば、良品であることがわかっている）ＡＵＴの、測定され、逆変換されたエネルギーレベル１４ｒは、破損ＡＵＴの、測定され、逆変換されたエネルギーレベル（前述のように異なる影付き領域により示される各種のエネルギーレベルを有する）と比較されてよく、それによって参照アレイ１４ｒとＡＵＴ１４ｂとの間の複素近傍界の差の変換が生成されて、破損アンテナ素子３２ａ、３２ｂ、３２ｃを有する破損ＡＵＴ１４ｍが示される。

換言すれば、欠損のあるフルアクティブＡＵＴを試験して潜在的な欠陥を識別することは、以下のように説明されてよい。（当業者であれば容易に理解するように、アレイアンテナ素子が欠陥品であると識別されたとしても、（おそらくわずかにすぎないものの）それが欠陥品なのではなく、ＤＵＴ内のそのように識別されたアレイアンテナ素子の駆動に係わる回路構成及び／又は接続部に欠陥があることも依然としてあり得る。しかしながら、製造プロセスのより早い段階でこのような回路構成及び／又は接続部の他の電気信号試験を行うことによって、このようなアンテナ以外の欠陥の可能性を最小限にすることができる。）

まず、フルアクティブモードで動作する参照（例えば、良品であることがわかっている）ＤＵＴから少なくとも１波長の所定の距離Ｚ_０にあるプローブアレイ１６を使って複素近傍界（大きさ及び位相）の測定を行う。このような測定により、Ｚ＝０の参照表面スキャンマトリクス１４ｒ ＭＲＥＦが形成される。第二に、フルアクティブモードで動作するＤＵＴについて、同じ距離Ｚ_０と同じ参照ＡＵＴ位置Ｚ＝０の複素近傍界の測定を行い、Ｚ＝Ｚ_０の測定表面スキャン１４ｂ ＭＡＵＴを形成する。第三に、２つのマトリクスの個別の減算ＭＲＥＦ（Ｚ＝Ｚ_０）－ＭＡＵＴ（Ｚ＝Ｚ_０）＝ＭＳ（Ｚ＝Ｚ_０）を実行して、微分マトリクスＭＳをアレイアンテナ表面ＭＳ（Ｚ＝０）１４ｄのＺ＝Ｚ_０まで変換する。差分マトリクスの絶対値｜ＭＳ（Ｚ＝０）｜は、ＡＵＴ（Ｚ＝０）の表面における参照アレイの結果１４ｒとＡＵＴの結果１４ｂとのＥ場の大きさの差１４ｄを示す。この試験は、何れのフルアクティブアレイ状態についても実行されてよい。例えば、アレイ試験状態は、特定のビームフォーミング角度に設定されてよい。試験対象ＡＵＴの素子が参照アレイと同じ位相遅延又は電場の大きさを持たない場合、Ｚ＝０での異なるＥ場が欠陥素子の位置に現れる。

図５に関して、同様の試験を、複数のアレイ又はより大型アレイの複数のサブセットについて行ってよい。例えば、スキャン表面（Ｚ＝Ｚ_０）から測定された近傍界データを使ってデータ処理を行い、アレイを試験することができる。ユーザが各アレイに関するスキャンエリアを画定してもよく、又はフルスキャンを行って、プローブアレイ内のプローブを検出し、このようなプローブでの近傍界信号強度が大きいことを証明し、その後、これを使って所望のスキャンエリアが画定されてもよい。これによって、ユーザは、大型のスイッチドプローブアレイ１６を用いてより大きいアレイ開口内の再構成可能なサブアパーチャを作ることができる場合がある。これは、ＡＵＴが小さく（例えば、２×２のアレイ）、どの素子に欠陥があり得るかを知ることにそれほどの利点が（又はおそらくは必要性すら）ない場合に特に有益であり得る。（これはまた、１つのアンテナを使ってＡＵＴからの放射信号を捕捉する結合方法と同様と考えてもよい。）選択されたサブアパーチャ内の変調散乱スイッチドプローブアレイの各プローブからの測定された複素近傍界の値のすべてを加算して、１つの測定値を得ることができ、これを参照アレイのそれと比較して、そのＡＵＴに欠陥があるか（例えば、少なくとも１つの破損素子を含んでいるか）否かを試験してよい。

図６Ａに関して、変調散乱プローブアレイを従来のプローブアンテナの代わりに使用することによって、特定のスキャニング平面の表面における近傍界を捕捉するためのスイッチドアレイ設計の複雑さを軽減できる。当該分野で知られているように、変調散乱は、変調周波数ｆ_Ｍを有する変調信号１５ｍによって駆動される非線形回路コンポーネント（例えば、ダイオード）１７に接続された散乱物体（例えば、導電体）１９を使って、周波数ミキサによりｏｖｅｒ ｔｈｅ ａｉｒで実現されてよい。散乱物体１９も送信器からキャリア周波数ｆ_Ｃを有する入力放射信号１５ｃを受信すると、非線形回路コンポーネント１７の中で周波数混合が起こり、それによって、それぞれキャリア周波数ｆ_Ｃより低い、及び高い、下側ｆ_Ｌ及び上側ｆ_Ｕサイドバンド周波数を有する変調サイドバンドが生成される。

その結果として得られる再発信された電磁信号１５ｃ、１５ｍｓは一緒に、キャリア周波数ｆ_Ｃを、下側ｆ_Ｃ－ｆ_Ｍと上側ｆ_Ｃ＋ｆ_Ｍサイドバンド周波数を有する変調サイドバンドと共に含み、試験受信アンテナ３４によって捕捉されて、無線周波数（ＲＦ）電気信号３５に変換される。下側ｆ_Ｃ－ｆ_Ｍ及び上側ｆ_Ｃ＋ｆ_Ｍサイドバンド周波数での信号成分は、前述のバックプロパゲーション変換のために必要な、散乱物体１９に当たった放射信号波からのすべての必要な電磁情報（例えば、振幅と位相）を含んでいる。（当業者であれば容易にわかるように、変調信号１５ｍが非線形（例えば、方形波）である場合、再放射された信号は高調波周波数．．．，ｆ_Ｃ－３ｆ_Ｍ，ｆ_Ｃ－２ｆ_Ｍ，ｆ_Ｃ－ｆ_Ｍ，ｆ_Ｃ＋ｆ_Ｍ，ｆ_Ｃ＋２ｆ_Ｍ，ｆ_Ｃ＋３ｆ_Ｍ，．．．も含む。）

このような変調散乱技術は複数の利点を提供する。例えば、近傍界は、小型プローブを使用すると（例えば、λ／６の小ささ）、最小の攪乱で測定できるが、従来のアンテナでは、その近傍界領域内に設置されると、プローブとアンテナとの間の強力な結合によって、送信アンテナ（ＡＵＴ）の特性に攪乱が含められる可能性がある。また、アレイ内で使用されると、より低周波数の変調信号（ｆ_Ｍ）を搬送する各プローブのダイオード（以下に詳しく説明する）に接続される抵抗ペアワイヤの設計は、高周波数コンバイナ及び／又はマルチプレクサを有する従来のスイッチドアレイ受信アンテナの設計より単純である。

さらに、このような変調散乱技術は、少なくとも２つの方法で使用されてよい。例えば、モノスタティックモードでは、１つのアンテナが信号の送信と結果として得られる散乱信号の受信の両方に使用されてよい。代替的に、バイスタティックモードで、信号送信及び結果として得られる散乱信号の受信は、それぞれの目的のための異なる専用アンテナを使って行われてよい。

図６Ｂに関して、また別の例示的な実施形態によれば、散乱プローブアレイのパッシブモードでの、すなわち変調を適用しない使用によって、システムをｏｖｅｒ ｔｈｅ ａｉｒでのパラメータ又は性能試験に再使用することができる。より具体的には、ＡＵＴから数波長離れた位置に設置された受信アンテナ３４は試験アンテナとして使用されてよく、他方で散乱プローブアレイはパッシブモードで（例えば、変調を行わずに）動作する。

当該分野で知られているように、パラメータ試験では性能パラメータ（例えば、周波数応答平坦性、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ）、受信器感度、ブロック誤り率（ＢＬＥＲ）等）に焦点が当てられ、これらはアンテナ放射性能に依存しない。前述の方法は、測定が再現可能であるかぎり、この試験を行うために使用できる。導電環境（例えば、ＲＦケーブル接続を介する）での試験では一般に、最も再現性の高い測定結果が得られる。しかしながら、導電試験は、ＲＦ信号ポートを利用できなければ（例えば、無線動作のみのために設計された機器）使用できない。したがって、ＯＴＡ（ｏｖｅｒ－ｔｈｅ－ａｉｒ）試験は、測定が再現可能であるという追加の要求事項がある場合に必要となり、信号がそこを通って（送信器から受信器に）送られるＯＴＡ環境は、信号周波数応答にほとんど影響を与えない。

前述の変調散乱試験（ＭＳＴ）システムにおいて、変調されるプローブは物理的に小さく（例えば、長さ０．２５λ以下）、それによって近傍界測定中のＡＵＴの性能の攪乱が最小限となる。しかしながら、プローブアレイが変調されない場合、ダイオードはオフにされ（例えば、事実上、開回路のように見える）、プローブアレイは事実上、パッシブモードで動作して、公称キャリア周波数ｆ_Ｃでの信号再散乱が最小化される。したがって、プローブアレイはＲＸアンテナの公称キャリア周波数での測定にほとんど影響を与えない。より重要な点として、プローブアレイはそのスタティック位置及びモードのままであり、それによってパラメータ試験中に含められる測定の変動が最小限となる。

図７Ａに関して、前述の例示的実施形態によれば、完全な試験環境は、これらに限定されないが、既知の技術に従って内部信号吸収材（図示せず）を備え、試験される信号周波数のために設計された無エコー室を形成する電磁シールド筐体４０の中に格納されたＡＵＴ１４、プローブアレイ１６、及び試験受信アンテナ３４を含む。また、典型的には筐体４０の外に、ＲＦ信号インタフェース回路構成４２、コントローラ４４、及びＰＣワークステーション５０も含まれる。コントローラ４４は、プローブによるスキャニングを制御する（以下により詳しく説明する）ための、プローブアレイ１６への１つ又は複数の制御信号４１ａと、ＰＣワークステーション用の適当なインタフェース信号４３ｂに変換されるＲＦ信号３５の捕捉を制御するためのＲＦ信号インタフェース回路構成４２への１つ又は複数の制御信号４３ａを提供してもよい。コントローラ４４はまた、ＰＣワークステーション５０と通信して、例えば１つ又は複数の信号４５を介して制御情報及び／又はデータを提供及び／又は受信してもよい。

図７Ｂに関して、前述のまた別の例示的な実施形態により、パラメータ試験中、プローブアレイ１６はパッシブモードで動作し、その場合、プローブ１７は事実上、開回路（オフ）となり、それらに起因する再散乱はＡＵＴからの信号１５ｃと比較して小さい。したがって、受信アンテナ３４に到達した主要信号エネルギーは、公称キャリア周波数ｆ_ＣでのＡＵＴ信号１５ｃに起因するものとなる。この動作モード中、全体的な経路損失はＴＸ信号及びＲＸ信号間で測定でき、その内部を適正に設計することにより、筐体４０は測定にほとんど影響を与えず、それによって試験結果の高い再現性が確保される。したがって、パラメータ試験は、受信アンテナ３４を使ってＡＵＴからＴＸ信号を受信する（ＴＸ試験）だけでなく、ＲＸ信号をＡＵＴに送信する（ＲＸ試験）場合、低い不確実性で実行できる。

本明細書に記載の行為、モジュール、ロジック、及び方法ステップは、様々な形態で（例えば、コントローラ４４及び／又はＰＣワークステーション５０の中及び／又はそれによって）実装されてよく、これには、記載されている行動、機能、特徴、及び方法を行うためのコードを実行するプロセッサ（例えば、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ等）とメモリを含むがこれらに限定されない制御ユニットと連通する１つ又は複数の形態の有形機械可読媒体（例えば、メモリ）に記憶された１つ又は複数のコンピュータプログラム又はソフトウェアコードが含まれるが、これらに限定されない。当業者であれば容易にわかるように、これらの動作、構造的機器、行為、モジュール、ロジック及び／又は方法ステップは、特許請求項の主旨と範囲から逸脱することなく、ソフトウェア、ファームウェア、特定用途デジタルロジック、及び／又はそれらの何れかの組合せにおいて実装されてもよい。

図８Ａ及び８Ｂに関して、例示的な実施形態により、スイッチドプローブアレイは、少なくとも２つの形態の変調、すなわち電気及び光の一方を使って実装されてよい。例えば、電気変調は、抵抗配線４７ｒ、４７ｃを介して、関連するプローブ素子１９間に接続されたＰＩＮダイオード１７ｅに適用されてよい。これによって、必然的に測定プローブに、又はその付近に金属素子が含められ、これによってアレイのプローブ間の電磁結合がもたらされる可能性があるが、適正な設計（以下により詳しく説明する）により、このような結合を最小限にすることができる。したがって、ＤＵＴ放射特性の攪乱はほとんどもたらされず、それと同時にプローブフィード切替の設計が簡素化され、低コストの実装が可能となる。代替的に、光変調は、変調された光信号１５ｍｏ（例えば、可視光若しくは赤外線）又はレーザ１５ｍｌ信号を介して、関連するプローブ素子１９間に接続されたフォトダイオード１７ｏに適用されてよい（例えば、光ファイバを介して運ばれる）。この技術は有利な点として、測定プローブでの、又はその付近での金属素子の使用が最小限となり、それによってＤＵＴ放射特性の攪乱の可能性が最小化される。しかしながら、多数の変調プローブのアレイには、それと等しい多数の光ファイバが必要となり、そのための設計と光学的に絶縁される多数の信号の配置及び供給が複雑で高コストとなり得る。

抵抗配線、又はトレースを用いると、各変調散乱（ＭＳ）プローブに２つのトレースが必要となり、その結果、アレイ内に多くのトレースが必要となる。例えば、二偏波（最大散乱エネルギーまで）の３０×３０のプローブアレイには１８００（３０×３０×２）のプローブが必要であり、それによってそのアレイ内には３６００（３０×３０×２×２）のトレースをルーティングする必要がある。また、それほど多くのトレースをルーティングするのに必要な大きなスペースに加えて、ＤＵＴ放射特性の攪乱の原因となり得るトレース間の電磁結合のほか、ＭＳプローブ自体の散乱効果を最小化することがさらに必要となる。

以下により詳しく説明するように、例示的な実施形態により、このような望ましくない結合効果、コスト、及び設計の複雑さを軽減できる。例えば、抵抗フィードトレースの数を減らして、望ましくない結合効果と、フィードトレースのルーティング及び切替における設計の複雑さとを低減できる。二偏波プローブアレイは、水平偏波（ｘ次元に沿う）及び垂直偏波（ｙ次元に沿う）プローブが同じ位置（ｚ次元に沿う）に設置されて両方の信号偏波が各プロープ位置で捕捉されるように設計されてよい。アレイ内のプローブ素子間の間隔は、測定値の変換を処理した後の望ましくない虚構効果を回避するために、半波長（λ／２）以下であるべきである。したがって、フィードトレースの数を減らすことは、ミリ波周波数等の極めて高い動作周波数でアレイスキャナを動作させる場合にずっと重要となり、これは、素子間間隔が極小となり、フィードトレースのルーティングが非常に困難になるからである。

図９に関して、例示的な実施形態により、ＭＳアレイはｎ×ｎの素子アレイの各偏波（水平及び垂直）のためのプローブ１７へのフィードトレース４７ｒ、４７ｃのマトリクス構成として実装されてよい。この構成の動作中、変調信号１５ｍはコラムトレースＣｉ ４７ｃｉ（例えば、コラムトレース４７ｃ１，４７ｃ２，．．．，４７ｃｎのうちの１つ）に適用され、ロートレースＲｊ ４７ｒｊ（例えば、ロートレース４７ｒ１，４７ｒ２，．．．，４７ｒｎのうちの１つ）がアース接続のために選択され、それによって変調信号は１つのプローブ（ｉ，ｊ）のみに印加される。したがって、１つのフローブダイオード１７ｉｊのみが変調信号１５ｍによって駆動され、その一方で、残りのダイオードは、正のＤＣ電圧＋ＶＤＤをプルアップ抵抗器４８ｒを介してそれらのカソードに印加し、それらのアノードをプルダウン抵抗器４８ｃを介して接地することによって、一定の状態、例えば逆バイアス状態に保持される。したがって、ｎ×ｎのアレイの場合、２×ｎ×ｎのフィード又は制御ラインが必要となるのではなく、わずか２ｎのラインがあればよい。二偏波プローブの場合、必要なラインは４ｎ（２×２ｎ）となる。

図１０に関して、例示的な実施形態により、フィードトレースの数、複雑さ、及びルーティングはさらに軽減及び／又は簡素化されてよい。例えば、２つのルーティング回路又はシステム６２ｒ、６２ｃ（例えば、スイッチング回路又はマルチプレクサの形態）を使って、変調信号Ｍを選択されたコラムラインＣｉに（例えば、コラムマルチプレクサ６２ｃを介して）接続し、選択されたローラインＲｊを（例えば、ローマルチプレクサ６２ｒ及びダイオード６３を介して）接地してよい。マルチプレクサ６２ｃ、６２ｒによる個々のプローブダイオード１７ｒｊｃｉの選択は、多重制御信号Ａ０，Ａ１，．．．，Ａｍ，Ｂ０，Ｂ１，．．．，Ｂｍのそれぞれのセットにより開始されてよい。したがって、制御ラインの数は２ｍ＋１に減り、これは、ｌｏｇ２（ｎ）：Ａ０，Ａ１，．．．，Ａｍ，Ｂ０，Ｂ１，．．．，Ｂｍより大きい最小の整数であるｍ、プラスＭである。例えば、３０×３０のプローブアレイに必要な制御ラインは１１（２×５＋１）でよい。この構成案に二偏波を加えてもラインの数は１本増えるだけであり、それは、マルチプレクサ制御信号Ａ０，Ａ１，．．．，Ａｍ，Ｂ０，Ｂ１，．．．，Ｂｍを第二の偏波に再使用してよいからである。すると、変調信号Ｍを、垂直プローブ偏波アレイに（垂直プローブ偏波変調信号ＭＶとして）、又は水平プローブ偏波アレイに（水平プローブ偏波変調信号ＭＨとして）案内するために必要な追加のラインは１本のみである。したがって、これによって、選択された偏波アレイ（垂直又は水平）の選択されたプローブダイオード１７ｒｊｃｉだけが変調され、残りのプローブダイオードは逆バイアス状態に保持される。

図１１に関して、ＭＳアレイ１６の設計及びレイアウトは、アレイ１６内のすべての散乱素子１９（ＡＵＴ１４から受け取ったエネルギーを再放射するプローブ）の中で、エネルギーを放射しているアクティブ素子だけが、変調される選択されたダイオード１７であることが重要である。プローブ素子１７に接続されたその他の金属素子、ワイヤ、又はトレース、例えば制御ライン４７ｒ、４７ｃは何れも、プローブ放射特性に影響を与えるだけでなく、ダイオード１７からの変調の影響を受け得る。考え得る不利な影響は、変調サイドバンド周波数ｆｃ＋ｆｍ、ｆｃ－ｆｍにおける電磁エネルギー１５ｍｒｓの制御ライン４７ｒ、４７ｃによる再散乱である。これによって測定にエラーが生じることがあり、それは、制御ライン４７ｒ、４７ｃが特定のプローブ１９に位置していない近傍界を捕捉し再散乱させるだけでなく、水平及び垂直プローブ間の偏波弁別のほか、隣接プローブ間の結合も劣化させることがあるからである。

図１２に関して、制御ライン１５のデカップリングは、抵抗器又はインダクタ５５を含めて、デカップルされる接続点１９における測定周波数での抵抗又はインピーダンスを増大させることによって行うことができる。抵抗又はインピーダンスを増大させると、電流が減少する。誘導インピーダンス応答は周波数の関数であり、特定のマイクロ波周波数での高いインピーダンス特性と低周波数での低インピーダンスを示すように設計されてよい。しかしながら、インダクタはマイクロ波周波数でのコンポーネントのデカップリングに適し得るものの、より高い周波数（例えば、数十ＧＨｚ以上のミリ波周波数）でのインダクタの設計はより複雑となり、その周波数範囲でのデカップリングの目的にとって有益な、及び／又は一貫したインピーダンス応答を示さないことがある。したがって、多くの場合、このようなより高周波数でのデカップリングコンポーネントとしては、抵抗を増大させる抵抗器を使用する方が好ましいことがあり、これは、その抵抗が理想的な点として、広い周波数範囲にわたって実質的に一定のままであるからである。何れにしても、変調信号電圧が、ダイオード１７がその順方向バイアス領域で確実に動作するのに十分に高いことが重要である。

図１３に関して、前述のように、アンテナから放射されるエネルギーの最大量を捕捉するには、２つの直交線形偏波（例えば、相互に関して「水平」及び「垂直」）の複雑な信号測定が必要である。このような二偏波プローブアレイを実装するために、各プローブ素子には２つの線形偏波が必要となる。単純な設計には、相互に垂直な方向に２つの短小ダイポールが含まれる。それ以外の設計もまた、２つのプローブ間の偏波弁別が良好であり、アレイ内の隣接プローブ間の結合が最小であるかぎり、使用されてよい。好ましくは放射された信号は、直交する、又は少なくとも相互に（電気的に）近いダイポールの各ペアについて同じ平面位置で捕捉されるべきである。本明細書に示されるように、支持構造の複数の層（例えば、以下でより詳しく説明する４層プリント回路基板）により支持されるレイアウトを有する設計がこのようなダイポール位置要件を満たし、結果として得られる平面アレイのすべての素子の制御ラインルーティングの管理に適していてもよい。

例えば、第一及び第二の層は、水平ダイポール用の素子及びその制御ラインを支持してよい。より具体的には、第一の層は、変調信号をデカップリング素子５５とフィードライン７４ｈａ、７４ｈｂを介して関連する変調デバイス１７に供給するコラム４７ｃ及びロー４７ｒ制御ラインを支持する。水平ダイポール素子１９ｈａ、１９ｈｂは、第二の層により支持され、（ＡＵＴから）放射されたエネルギーを受け取って、ＲＦ電気信号に変換し、それがめっきされた貫通穴（ビア）７６ａ、７６ｂにより変調デバイス１７に搬送される。結果として得られた変調ＲＦ信号は、ビア７６ａ、７６ｂによって再びダイポール素子１９ｈａ、１９ｈｂに搬送され、これらが今度は、それを電磁信号に変換し、水平偏波を有する対応する散乱信号として放射されるようにする。

同様に、第三及び第四の層は、垂直ダイポール用の素子及びその制御ラインを支持してよい。より具体的には、第四の層は、変調信号をデカップリング素子５５とフィードライン７４ｖａ、７４ｖｂを介して関連する変調デバイス１７に供給するコラム４７ｃ及びロー４７ｒ制御ラインを支持する。垂直ダイポール素子１９ｖａ、１９ｖｂは、第三の層により支持され、（ＡＵＴから）放射されたエネルギーを受け取って、ＲＦ電気信号に変換し、それがめっきされた貫通穴（ビア）７８ａ、７８ｂにより変調デバイス１７に搬送される。結果として得られた変調ＲＦ信号は、ビア７８ａ、７８ｂによって再びダイポール素子１９ｖａ、１９ｖｂに搬送され、これらが今度は、それを電磁信号に変換し、垂直偏波を有する対応する散乱信号として放射されるようにする。

図１４に関して、前述のような例示的な実施形態により、プローブアレイのための支持構造は、４層プリント回路基板（ＰＣＢ）７０であってよい。当該分野で知られている技術によれば、このようなＰＣＢ ７０は、パターニングされた導電体の４つの層７２ａ、７２ｂ、７２ｃ、７２ｄを含んでいてよく、それが電気的絶縁材料（例えば、誘電体）の３層７１ａ、７１ｂ、７１ｃにより分離され、相互に電気的に絶縁されている。好ましくは、中央の対向する導電層７２ｂ、７２ｃ（層２及び３）間の中央の絶縁層７１ｃにより充填されたギャップは、電気的に小さくてよい（すなわち、その誘電率に基づき、その物理的厚さは、受信され、散乱されることになる放射エネルギーの公称周波数の波長の何分の１かに対応する）。代替的に、２層ＰＣＢ設計もまた使用されてよく、この場合、水平ダイポール素子１９ｈａ、１９ｈｂ及びそれに関連するデカップリング素子５５、フィードライン７４ｈａ、７４ｈｂ、及び変調デバイス１７は共有の第一の層の上にあり、垂直ダイポール素子１９ｖａ、１９ｖｂ、及びそれに関連するデカップリング素子５５、フィードライン７４ｖａ、７４ｖｂ、及び変調デバイス１７は共有の第二の層の上にある。さらに、好ましくは、ＰＣＢは最小厚さが１～１．５ｍｍのリジッド基板であってよい。したがって、２層ＰＣＢは、２つの短小ダイポール間のギャップ（基板の厚さ）が電気的に小さいため、マイクロ波周波数にとって有効に機能し得るが、ミリ波周波数領域内では、４層基板設計の方がより適していることがある。

図１５Ａ及び１５Ｂに関して、前述のように、アクティブプローブの選択は、マトリクス構成のようにローｉとコラムｊを選択することによって行われる。フィード及び／又は制御トレースが何らかの方法で相互に交差する必要がないようにするために、トレースルーティングは、複数の（例えば、２つの）ＰＣＢ層を利用して、必要なルーティングを行う。信号が入るフィード及び／又は制御トレースは一方の層の上に、相互に平行にあってよく、関連する戻りトレースは、もう一方の層の上に、相互に平行に、ただしフィード及び／又は制御トレースとは直交してあってよい。例えば、水平プローブのための変調信号は、層１の上のコラム制御ライン４７ｃを介して導入され、他のビア７６ｃを通じて層４の上のロー制御ライン４７ｒへと戻されてよい。同様に、垂直プローブ用の変調信号は、層１の上のコラム制御ライン４７ｃを介して導入され、他のビア７８ｃを通じて層４の上のロー制御ライン４７ｒを介して戻されてよい。

前述のように、散乱プローブアレイを実装するために非常に多くの個別コンポーネントが必要となるため、各プローブの動作を（その関連する素子と共に）モニタし、及び／又は定期的に試験できることが極めて有利であろう。例示的な実施形態によれば、これは、アレイを制御する回路構成を適切に実装することによって実現できる。例えば、アレイの製造後に、各プローブアセンブリの適正な動作を試験できる。欠陥に遭遇した場合、欠陥のあるプローブアセンブリを再加工して、必要な修繕を行ってよい（例えば、損傷ダイオード及び／又はデカップリングデバイスの交換等）。不完全な測定データポイントの集合も、圧縮センシングアルゴリズム等の補間アルゴリズムを使って処理することによって、欠落しているデータポイントを回復してもよい。どのデータポイントがないか、又はどのプローブが正しく動作しないかを知り、データポイント回復アルゴリズムを使って欠落しているデータポイントを回復することによって、未知の欠陥によって不正確な値を有するデータポイントを扱う場合よりも適切な測定が可能になると予想される。

図１６に関して、例示的な実施形態により、各プローブアセンブリの動作を試験するための試験回路構成８０は、実質的に図のように相互接続された演算増幅器８２、複数の抵抗８４、及びアナログ－デジタル（ＡＤＣ）回路構成８６で実装されてよい。既知の原理により、その反転及び非反転入力端子において分圧器を形成する演算増幅器８２と抵抗８４ａ、８４ｂは、プローブダイオード１７の電流８５ｔが一連の抵抗８４ｔの電圧を測定するように動作する。一連の抵抗８４ｔの既知の数値に基づいて、測定された電圧８３の信号はダイオード１７の電流を表し、ＡＤＣ回路構成８６によって対応するデジタル信号８７に変換されてよい。最も考えられるタイプのエラーには、特定のダイオードについての開回路（例えば、コンポーネントがＰＣＢに正しくはんだ付けされず、接触しない）、すなわちダイオードのショート又はバイアス抵抗器のショートが含まれる。１つ目の例では、そのダイオードが選択された時の測定電流８５ｔが公称電流より低くなり、２つ目の例では、測定電流８５ｔは公称電流より高くなる。

図１７に関して、プローブ試験回路構成８０は、点Ｍの、各偏波のためのフィード回路構成の共通点を介して接続されてよく、そこに変調信号Ｖｍ １５ｍが印加される。プローブ試験中、この電圧Ｖｍは、試験中のダイオード１７が確実に順方向バイアスの状態となるのに十分に高い一定の電圧に固定されてよい。個々のプローブダイオード１７は、個々に選択される各ダイオード１７を通る電流８５ｔを測定することによって、個別に逐次的に試験されてよい。各ダイオード１７を通る電流は、フィードトレース及びデカップリングデバイス５５ｒ１、５５ｒ２、及びダイオード１７と直列の抵抗器８４ｔを通じた電圧低下Ｖｔを測定することによって特定されてよい。代替的に、複数のプローブのすべてのプローブ又はサブセット（例えば、プローブのロー全部又はコラム全部）をそれぞれ異なる変調周波数を使ってスキャニングして、スキャン中のプローブを駆動することにより、同時に試験されてもよい。

本発明の範囲と主旨から逸脱しない本発明の構造及び動作方法における他の各種の改良及び代替案は、当業者にとって明らかであろう。本発明は、具体的な好ましい実施形態に関して説明されているが、特許請求される本発明は、このような具体的な実施形態に不当に限定されるべきではない。以下の特許請求の範囲は本発明の範囲を定義し、これらの特許請求の範囲及びその均等物の範囲に含まれる構造及び方法がそれによってカバーされるものとする。

Claims (26)

1. 試験対象アンテナアレイ（ＡＵＴ）を含む試験対象ミリ波無線周波数（ＲＦ）信号トランシーバ（ＤＵＴ）を試験するための試験システムの少なくとも一部を含む装置であって、
   筐体であって、前記筐体内のＡＵＴ位置に設置されたＡＵＴを包囲するように構成された筐体と、
   前記筐体内に設置され、複数の散乱電磁波を複数の電気信号に変換するように構成されたトランスデューサと、
   前記筐体内の、前記ＡＵＴ位置と前記ＡＵＴ位置から所定の距離にある前記トランスデューサとの間に設置されたアンテナアレイと、
   前記トランスデューサに連結され、前記複数の電気信号を処理してＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するように構成された処理回路構成と
   を含み、
   前記アンテナアレイは、水平偏波プローブの中心点と垂直偏波プローブの中心点とが、前記ＡＵＴ位置と前記トランスデューサとの間に測定方向に沿って同じ位置に設置される二偏波プローブアレイであり、
   前記アンテナアレイは少なくとも部分的に、
   前記ＡＵＴから複数のＡＵＴ電磁波を受信することと、
   複数の電気変調信号を受信することと、
   前記複数の散乱電磁波として、前記複数のＡＵＴ電磁波と前記複数の電気変調信号に関する複数の変調電磁波を提供することと
   を行うように構成される、装置。
2. 前記ＡＵＴ位置からの前記所定の距離は、前記ＡＵＴ位置からの近傍界距離内にある、請求項１に記載の装置。
3. 前記アンテナアレイは平面アンテナアレイを含む、請求項１に記載の装置。
4. 前記アンテナアレイは、二偏波スイッチドプローブアンテナアレイを含む、請求項１に記載の装置。
5. 前記アンテナアレイは変調散乱プローブアンテナアレイを含む、請求項１に記載の装置。
6. 前記複数のＡＵＴ電磁波は、前記ＡＵＴの複数のアンテナ素子から受信した複数の複素電磁波を含み、
   前記複数の変調電磁波は、前記複数の複素電磁波及び前記複数の電気変調信号に関係し、
   前記処理回路構成はさらに、
   前記複数の電気信号を処理して、前記ＡＵＴ位置におけるＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算することと、
   前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数を良品であることがわかっているＤＵＴ（ＫＧＤ）のアンテナアレイに関する参照平面波スペクトル関数と比較することと
   を行うように構成される、請求項１に記載の装置。
7. 前記処理回路構成は、前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数を参照平面波スペクトル関数と、前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数と前記参照平面波スペクトル関数との差を計算して試験平面波スペクトル関数を特定することによって比較するように構成される、請求項６に記載の装置。
8. 前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数は、前記ＡＵＴの複数の部分を介して送信される複数のＤＵＴ信号パワーを表し、
   前記参照平面波スペクトル関数は、前記ＫＧＤの前記アンテナアレイの複数の部分を介して送信される複数のＫＧＤ信号パワーを表し、
   前記試験平面波スペクトル関数は、前記複数のＤＵＴ信号パワーと前記複数のＫＧＤ信号パワーとの対応するもの同士の間の複数の信号パワー差を表す、請求項７に記載の装置。
9. 前記処理回路構成はさらに、前記ＤＵＴの動作性能を、前記複数の信号パワー差の少なくとも一部の対応する信号パワー差を複数の参照信号パワーの少なくとも一部の対応する信号パワーと比較することによって特定するように構成される、請求項８に記載の装置。
10. 前記複数のＡＵＴ電磁波は、前記ＡＵＴの複数のアンテナ素子から受信した複数の複素電磁波を含み、
    前記複数の変調電磁波は、前記複数の複素電磁波及び前記複数の電気変調信号に関係し、
    前記処理回路構成はさらに、
    前記複数の電気信号を処理して、前記ＡＵＴの複数の部分を介して送信された複数のＤＵＴ信号パワーを表すＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算することと、
    前記複数のＤＵＴ信号パワーのうち、所定の信号パワー以上のそれぞれの信号パワーを有する一部分を特定することと
    を行うように構成される、請求項１に記載の装置。
11. 前記処理回路構成はさらに、前記複数のＤＵＴ信号パワーの前記一部分を組み合わせて参照信号パワーと比較するように構成される、請求項１０に記載の装置。
12. 前記アンテナアレイはさらに、
    前記ＡＵＴから、他の複数のＡＵＴ電磁波を受信することと、
    他の複数の電気変調信号を受信することと、
    他の複数の散乱電磁波として、前記他の複数のＡＵＴ電磁波及び前記他の複数の電気変調信号に関係する他の複数の変調電磁波を提供することと
    を行うように構成され、
    前記トランスデューサはさらに、前記他の複数の散乱電磁波を他の複数の電気信号に変換するように構成され、
    前記処理回路構成はさらに、他のＡＵＴ平面波スペクトル関数を、前記他の複数の電気信号のうち、前記複数のＤＵＴ信号パワーのうちの所定の信号パワー以上のそれぞれの信号パワーを有する前記部分に対応する部分を処理することによって計算するように構成される、請求項１０に記載の装置。
13. 前記アンテナアレイは、前記筐体内の、前記ＡＵＴ位置と、前記ＡＵＴ位置から前記所定の距離にある前記トランスデューサとの間に設置され、前記複数の電気変調信号がない時には、さらに、前記複数のＡＵＴ電磁波を前記トランスデューサに、複数の受信した電磁波として、散乱されない状態で渡すように構成される、請求項１に記載の装置。
14. 試験対象アンテナアレイ（ＡＵＴ）を含む試験対象ミリ波無線周波数（ＲＦ）信号トランシーバ（ＤＵＴ）を試験する方法であって、
    筐体内のＡＵＴ位置にＡＵＴを設置するステップと、
    前記筐体内の、前記ＡＵＴ位置から所定の距離に設置されたアンテナアレイにより、前記ＡＵＴから複数のＡＵＴ電磁波を受信するステップと、
    前記アンテナアレイにより、複数の電気変調信号を受信するステップと、
    前記アンテナアレイにより、前記複数のＡＵＴ電磁波及び前記複数の電気変調信号に関係する複数の変調電磁波を含む複数の散乱電磁波を提供するステップと、
    前記筐体内のトランスデューサにより、前記複数の散乱電磁波を複数の電気信号に変換するステップと、
    前記トランスデューサからの前記複数の電気信号を処理して、ＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップと
    を含み、
    前記アンテナアレイは、水平偏波プローブの中心点と垂直偏波プローブの中心点とが、前記ＡＵＴ位置と前記トランスデューサとの間に測定方向に沿って同じ位置に設置される二偏波プローブアレイである、方法。
15. 前記ＡＵＴ位置からの前記所定の距離は、前記ＡＵＴ位置からの近傍界距離内にある、請求項１４に記載の方法。
16. 前記アンテナアレイは平面アンテナアレイを含む、請求項１４に記載の方法。
17. 前記アンテナアレイは、二偏波スイッチドプローブアンテナアレイを含む、請求項１４に記載の方法。
18. 前記アンテナアレイは変調散乱プローブアンテナアレイを含む、請求項１４に記載の方法。
19. 前記筐体内の、前記ＡＵＴ位置から所定の距離にあるアンテナアレイにより、前記ＡＵＴから複数のＡＵＴ電磁波を受信するステップは、前記ＡＵＴの複数のアンテナ素子から受信した複数の複素電磁波を受信するステップを含み、
    前記複数の変調電磁波は、前記複数の複素電磁波及び前記複数の電気変調信号に関係し、
    前記トランスデューサからの前記複数の電気信号を処理してＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップは、
    前記複数の電気信号を処理して、前記ＡＵＴ位置におけるＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップと、
    前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数を良品であることがわかっているＤＵＴ（ＫＧＤ）のアンテナアレイに関する参照平面波スペクトル関数と比較するステップと、
    を含む、請求項１４に記載の方法。
20. 前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数をＫＧＤのアンテナアレイに関する参照平面波スペクトル関数と比較するステップは、前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数と前記参照平面波スペクトル関数との差を計算することによって試験平面波スペクトル関数を特定するステップを含む、請求項１９に記載の方法。
21. 前記ＡＵＴ平面波スペクトル関数は、前記ＡＵＴの複数の部分を介して送信される複数のＤＵＴ信号パワーを表し、
    前記参照平面波スペクトル関数は、前記ＫＧＤの前記アンテナアレイの複数の部分を介して送信される複数のＫＧＤ信号パワーを表し、
    前記試験平面波スペクトル関数は、前記複数のＤＵＴ信号パワーと前記複数のＫＧＤ信号パワーとの対応するもの同士の間の複数の信号パワー差を表す、請求項２０に記載の方法。
22. 前記トランスデューサからの前記複数の電気信号を処理して、ＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップは、前記ＤＵＴの動作性能を、前記複数の信号パワー差の少なくとも一部の対応する信号パワー差を複数の参照信号パワーの少なくとも一部の対応する信号パワーと比較することによって特定するステップをさらに含む、請求項２１に記載の方法。
23. 前記複数のＡＵＴ電磁波は、前記ＡＵＴの複数のアンテナ素子から受信した複数の複素電磁波を含み、
    前記複数の変調電磁波は、前記複数の複素電磁波及び前記複数の電気変調信号に関係し、
    前記トランスデューサからの前記複数の電気信号を処理してＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップは、
    前記複数の電気信号を処理して、前記ＡＵＴの複数の部分を介して送信された複数のＤＵＴ信号パワーを表すＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップと、
    前記複数のＤＵＴ信号パワーのうち、所定の信号パワー以上のそれぞれの信号パワーを有する一部分を特定するステップと
    をさらに含む、請求項１４に記載の方法。
24. 前記トランスデューサからの前記複数の電気信号を処理して、ＡＵＴ平面波スペクトル関数を計算するステップは、前記複数のＤＵＴ信号パワーの前記一部分を組み合わせて参照信号パワーと比較するステップをさらに含む、請求項２３に記載の方法。
25. 前記アンテナアレイにより、前記ＡＵＴから他の複数のＡＵＴ電磁波を受信するステップと、
    前記アンテナアレイにより、他の複数の電気変調信号を受信するステップと、
    前記アンテナアレイにより、前記他の複数のＡＵＴ電磁波及び前記他の複数の電気変調信号に関係する他の複数の変調電磁波を含む他の複数の散乱電磁波を提供するステップと、
    前記トランスデューサにより、前記他の複数の散乱電磁波を他の複数の電気信号に変換するステップと、
    他のＡＵＴ平面波スペクトル関数を、前記他の複数の電気信号のうち、前記複数のＤＵＴ信号パワーのうちの所定の信号パワー以上のそれぞれの信号パワーを有する前記部分に対応する部分を処理することによって計算するステップと
    をさらに含む、請求項２３に記載の方法。
26. 前記アンテナアレイにより、前記複数の電気変調信号がない時には、前記複数のＡＵＴ電磁波に関係する複数の変調されていない電磁波を含む複数の散乱されない電磁波を提供するステップをさらに含む、請求項１４に記載の方法。

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