JP7422347B2 - power converter - Google Patents
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Description
本発明は、直流電力を別の電圧の直流電力に変換する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power to DC power of a different voltage.
太陽光発電システム、蓄電システムの普及拡大に伴い、小型で高効率なパワーコンディショナが求められている。ハイグレードなパワーコンディショナや電気自動車では、絶縁型で双方向の電力伝送が可能で、かつ一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応するＤＣ／ＤＣコンバータが求められている。これらの要求を満たすＤＣ／ＤＣコンバータの一つに、ＤＡＢ(Dual Active Bridge)コンバータがある（例えば、特許文献１参照）。 With the spread of solar power generation systems and power storage systems, there is a need for small, highly efficient power conditioners. High-grade power conditioners and electric vehicles require DC/DC converters that are isolated, capable of bidirectional power transmission, and that support a wide voltage range on both the primary and secondary sides. One of the DC/DC converters that meet these requirements is a DAB (Dual Active Bridge) converter (for example, see Patent Document 1).
特許文献１のＤＡＢコンバータでは、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御を採用しているため、周波数低下時に大きな騒音が発生する可能性がある。また、効率にも改善の余地がある。
Since the DAB converter of
本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。 The present disclosure has been made in view of these circumstances, and its purpose is to provide a low-noise, highly efficient isolated DC/DC converter.
上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、第１レグと第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、第３レグと第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されている。第１直流部から第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、第１ブリッジ回路は、第１直流部と絶縁トランスの一次巻線が導通する第１期間と、絶縁トランスの一次巻線の両端が第１ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、第２ブリッジ回路は、整流期間を含み、制御回路は、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、第１期間を可変制御し、第１期間において、第５スイッチング素子と第８スイッチング素子、または、第６スイッチング素子と第７スイッチング素子をオン状態に制御する。 In order to solve the above problems, a power conversion device according to an aspect of the present invention includes a first leg in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and a third switching element and a fourth switching element are connected in series. a first bridge circuit having a second leg connected in parallel to the first direct current section; and a third leg having a fifth switching element and a sixth switching element connected in series. , a second bridge circuit having a fourth leg in which a seventh switching element and an eighth switching element are connected in series, and a second bridge circuit in which the third leg and the fourth leg are connected in parallel to a second DC section; and a first bridge circuit. It includes an isolation transformer connected between the second bridge circuits and a control circuit that controls the first to eighth switching elements. Diodes are connected or formed in antiparallel to each of the first switching element to the eighth switching element. When transmitting power by reducing the voltage from the first DC part to the second DC part, the first bridge circuit has a first period in which the first DC part and the primary winding of the isolation transformer are electrically connected, and a first period in which the primary winding of the isolation transformer is connected to the primary winding of the isolation transformer. The second bridge circuit includes a rectification period, and the control circuit fixes the frequency of the drive signal supplied to the first switching element to the eighth switching element. Then, the first period is variably controlled, and in the first period, the fifth switching element and the eighth switching element, or the sixth switching element and the seventh switching element are controlled to be in an on state.
本発明の別の態様もまた、電力変換装置である。この装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列接続された第２レグを有し、第１レグと第２レグが第１直流部に並列接続される第１ブリッジ回路と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、第３レグと第４レグが第２直流部に並列接続される第２ブリッジ回路と、第１ブリッジ回路と第２ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されている。第１直流部から第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、第２ブリッジ回路は、絶縁トランスの二次巻線と第２直流部が導通する第１期間と、絶縁トランスの二次巻線の両端が第２ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、制御回路は、第１スイッチング素子－第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、第２期間を可変制御し、第２期間において、第６スイッチング素子と第８スイッチング素子、または、第５スイッチング素子と第７スイッチング素子をオン状態に制御する。 Another aspect of the present invention is also a power conversion device. This device has a first leg in which a first switching element and a second switching element are connected in series, a second leg in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series, and the first leg and the second switching element are connected in series. A first bridge circuit in which a leg is connected in parallel to a first DC section, a third leg in which a fifth switching element and a sixth switching element are connected in series, and a seventh switching element and an eighth switching element are connected in series. a second bridge circuit having a fourth leg, the third leg and the fourth leg being connected in parallel to the second DC section; an isolation transformer connected between the first bridge circuit and the second bridge circuit; 1 switching element - a control circuit that controls the eighth switching element. Diodes are connected or formed in antiparallel to each of the first switching element to the eighth switching element. When transmitting power by boosting the voltage from the first DC part to the second DC part, the second bridge circuit has a first period in which the secondary winding of the isolation transformer and the second DC part are electrically connected, and a period in which the secondary winding of the isolation transformer The control circuit includes a second period in which both ends of the winding are short-circuited in the second bridge circuit, and the control circuit fixes the frequency of the drive signal supplied to the first switching element to the eighth switching element and variably controls the second period. , in the second period, the sixth switching element and the eighth switching element, or the fifth switching element and the seventh switching element are controlled to be in the on state.
本開示によれば、低騒音で高効率な絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。 According to the present disclosure, it is possible to realize a low-noise, highly efficient isolated DC/DC converter.
図１は、実施の形態に係る電力変換装置１の構成を説明するための図である。電力変換装置１は絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＤＡＢコンバータ）であり、第１直流電源Ｅ１から供給される直流電力を変換して第２直流電源Ｅ２に伝送する、または第２直流電源Ｅ２から供給される直流電力を変換して第１直流電源Ｅ１に伝送する。電力変換装置１は降圧して電力伝送することも、昇圧して電力伝送することも可能である。
FIG. 1 is a diagram for explaining the configuration of a
第１直流電源Ｅ１は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。第２直流電源Ｅ２として、双方向インバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向インバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ（回生機能あり）に接続される。当該直流バスには、太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータや、他の蓄電池用のＤＣ／ＤＣコンバータがさらに接続されていてもよい。 The first DC power source E1 is, for example, a storage battery, an electric double layer capacitor, or the like. As the second DC power source E2, a DC bus to which a bidirectional inverter is connected corresponds. The AC side of the bidirectional inverter is connected to a commercial power system and an AC load in the case of a power storage system. In electric vehicle applications, it is connected to a motor (with regeneration function). A DC/DC converter for solar cells and a DC/DC converter for other storage batteries may be further connected to the DC bus.
電力変換装置１は、第１コンデンサＣ１、第１ブリッジ回路１１、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２、第２ブリッジ回路１２、第２コンデンサＣ２及び制御回路１３を備える。
The
第１直流電源Ｅ１と並列に第１コンデンサＣ１が接続される。第２直流電源Ｅ２と並列に第２コンデンサＣ２が接続される。第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２には例えば、電解コンデンサが使用される。本明細書では、第１直流電源Ｅ１と第１コンデンサＣ１を総称して第１直流部と呼び、第２直流電源Ｅ２と第２コンデンサＣ２を総称して第２直流部と呼ぶ。 A first capacitor C1 is connected in parallel with the first DC power source E1. A second capacitor C2 is connected in parallel with the second DC power supply E2. For example, an electrolytic capacitor is used for the first capacitor C1 and the second capacitor C2. In this specification, the first DC power supply E1 and the first capacitor C1 are collectively referred to as a first DC section, and the second DC power supply E2 and the second capacitor C2 are collectively referred to as a second DC section.
第１ブリッジ回路１１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４が直列接続された第２レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第１ブリッジ回路１１は第１直流部と並列接続され、第１レグの中点と第２レグの中点が、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端にそれぞれ接続される。
The
第２ブリッジ回路１２は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８が直列接続された第４レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第２ブリッジ回路１２は第２直流部と並列接続され、第３レグの中点と第４レグの中点が、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端にそれぞれ接続される。
The
第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８が逆並列に接続または形成される。第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用できる。ＩＧＢＴが使用される場合、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に、外付けの第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８がそれぞれ接続される。ＭＯＳＦＥＴが使用される場合、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれにおいて、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを、第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８として利用できる。 A first diode D1 to an eighth diode D8 are connected or formed in antiparallel to the first switching element S1 to the eighth switching element S8, respectively. For example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) can be used for the first switching element S1 to the eighth switching element S8. When an IGBT is used, an external first diode D1 to an eighth diode D8 are connected to the first switching element S1 to the eighth switching element S8, respectively. When MOSFETs are used, parasitic diodes formed from the source to the drain in each of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 can be used as the first diode D1 to the eighth diode D8.
絶縁トランスＴＲ１は、一次巻線ｎ１に接続される第１ブリッジ回路１１の出力電圧を、一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２の巻数比に応じて変換し、二次巻線ｎ２に接続される第２ブリッジ回路１２に出力する。また絶縁トランスＴＲ１は、二次巻線ｎ２に接続される第２ブリッジ回路１２の出力電圧を、二次巻線ｎ２と一次巻線ｎ１の巻数比に応じて変換し、一次巻線ｎ１に接続される第１ブリッジ回路１１に出力する。
The isolation transformer TR1 converts the output voltage of the
第１ブリッジ回路１１の第１レグの中点と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の一端との間に第１漏れインダクタンスＬ１が形成される。第２ブリッジ回路１２の第３レグと、二次巻線ｎ２の一端との間に第２漏れインダクタンスＬ２が形成される。なお、第１漏れインダクタンスＬ１及び第２漏れインダクタンスＬ２の代わりに、所定のインダクタンス値を有するリアクトル素子をそれぞれ接続してもよい。
A first leakage inductance L1 is formed between the midpoint of the first leg of the
図１には示していないが、第１直流部の両端電圧を検出する第１電圧センサ、第１直流部に流れる電流を検出する第１電流センサ、第２直流部の両端電圧を検出する第２電圧センサ、及び第２直流部に流れる電流を検出する第２電流センサが設けられ、それぞれの計測値が制御回路１３に出力される。
Although not shown in FIG. 1, a first voltage sensor detects the voltage across the first DC section, a first current sensor detects the current flowing through the first DC section, and a first current sensor detects the voltage across the second DC section. Two voltage sensors and a second current sensor that detects the current flowing through the second DC section are provided, and the respective measured values are output to the
制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のゲート端子に駆動信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を供給することにより、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。制御回路１３の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。
The
制御回路１３は第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第２電圧センサの計測値をもとに、第２直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第２電流センサの計測値をもとに、第２直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第１電圧センサの計測値をもとに、第１直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。また、制御回路１３は第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第１電流センサの計測値をもとに、第１直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８を制御する。
When transmitting power from the first DC section to the second DC section, the
このようにＤＡＢコンバータは、一次側と二次側が対称な構成であり、双方向に電力伝送することができる。以下、電力変換装置１の動作を説明する。
In this way, the DAB converter has a symmetrical configuration in which the primary side and the secondary side are configured so that power can be transmitted bidirectionally. The operation of the
（比較例（降圧モード））
図２（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。図２（ａ）－（ｆ）では図面を簡略化するため、絶縁トランスＴＲ１、第１漏れインダクタンスＬ１、第２漏れインダクタンスＬ２をまとめて、１つのリアクトルＬとして描いている。また、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２を省略して描いている。
(Comparative example (step-down mode))
FIGS. 2A to 2F are diagrams for explaining the operation of the
図２（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the first state shown in FIG. 2A, the
図２（ｂ）に示す第２状態及び図２（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態及び第３状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。図２（ｃ）に示す第３状態は、リアクトル電流ＩＬが０Ａになった状態を示している。
In the second state shown in FIG. 2(b) and the third state shown in FIG. 2(c), the
図２（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the fourth state shown in FIG. 2(d), the
図２（ｅ）に示す第５状態及び図２（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態及び第６状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。図２（ｆ）に示す第６状態は、リアクトル電流ＩＬが０Ａになった状態を示している。
In the fifth state shown in FIG. 2E and the sixth state shown in FIG. The fourth switching element S4, the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. In the fifth state and the sixth state, both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited within the
比較例（降圧モード）では、以上の４つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。比較例（降圧モード）では、一次側の第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）間の位相差θで、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。 In the comparative example (step-down mode), by repeating the above four switch patterns, the voltage is stepped down and the power is transmitted from the first DC power source E1 to the second DC power source E2. In the comparative example (step-down mode), the phase difference θ between the first leg (first switching element S1 and second switching element S2) and second leg (third switching element S3 and fourth switching element S4) on the primary side is , controls the voltage or current of power supplied from the first DC section to the second DC section. The duty ratio of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 is fixed at 50%.
図３は、比較例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチングタイミングを示す図である。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４の位相差θにより降圧率を決定する。 FIG. 3 is a diagram showing switching timings of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 according to a comparative example (step-down mode). The first switching element S1 and the second switching element S2 operate complementarily. Similarly, the third switching element S3 and the fourth switching element S4 also operate complementary to each other. The step-down rate is determined by the phase difference θ between the first switching element S1 and the second switching element S2, and the third switching element S3 and the fourth switching element S4.
（比較例（昇圧モード））
図４（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の比較例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。
(Comparative example (boost mode))
FIGS. 4(a) to 4(f) are diagrams for explaining the operation of the
図４（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
In the first state shown in FIG. 4A, the
図４（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが、０Ａ付近に設定される設定値になるまで待つ。
In the second state shown in FIG. 4B, the
図４（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第２状態においてリアクトル電流ＩＬが上記設定値に到達すると、第３状態に遷移する。第３状態では第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。
In the third state shown in FIG. 4C, the
図４（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
In the fourth state shown in FIG. 4(d), the
図４（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８が全てオフ状態であるため、第２ブリッジ回路１２はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが、０Ａ付近に設定される設定値になるまで待つ。
In the fifth state shown in FIG. 4(e), the
図４（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第５状態においてリアクトル電流ＩＬが上記設定値に到達すると、第６状態に遷移する。第６状態では第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。
In the sixth state shown in FIG. 4(f), the
比較例（昇圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。比較例（昇圧モード）では、二次側の第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。一次側の第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比は５０％で固定する。 In the comparative example (boosting mode), the above six switch patterns are repeated to boost the voltage and transmit power from the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2. In the comparative example (step-up mode), the voltage or current of the power supplied from the first DC section to the second DC section is controlled by the duty ratio (on time) of the sixth switching element S6 and the eighth switching element S8 on the secondary side. Control. The duty ratios of the second switching element S2 and the fourth switching element S4 on the primary side are fixed at 50%.
図５は、比較例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６、第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミングを示す図である。第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。 FIG. 5 is a diagram showing switching timings of the first switching element S1 to the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 according to a comparative example (boosting mode). The boost rate is determined by the on time Ton of the sixth switching element S6 and the eighth switching element S8.
（実施例（降圧モード））
図６（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の実施例（降圧モード）に係る動作を説明するための図である。
(Example (step-down mode))
FIGS. 6(a) to 6(f) are diagrams for explaining the operation of the embodiment (step-down mode) of the
図６（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。同期整流は、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを使用する場合に有効である。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the first state shown in FIG. 6A, the
図６（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２－第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第２状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第２状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。第８スイッチング素子Ｓ８が同期整流しても、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。
In the second state shown in FIG. 6(b), the
図６（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第３状態は、デッドタイムに相当する。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the third state shown in FIG. 6(c), the
図６（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。二次側の第６スイッチング素子Ｓ６と第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬと第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、リアクトルＬと第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the fourth state shown in FIG. 6(d), the
図６（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３－第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。
第５状態では、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線ｎ１の両端が第１ブリッジ回路１１内で短絡し、リアクトルＬが第１直流電源Ｅ１から電気的に遮断される。第５状態では、リアクトルＬからエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第７スイッチング素子Ｓ７が同期整流しても、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態であるため、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することはない。
In the fifth state shown in FIG. 6(e), the
In the fifth state, both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited within the
図６（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態は、デッドタイムに相当する。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the sixth state shown in FIG. 6(f), the
実施例（降圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ降圧して電力を伝送する。実施例（降圧モード）では、二次側の第４スイッチング素子Ｓ４と第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比（オン時間）及び第３スイッチング素子Ｓ３と第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。つまり、制御回路１３は、第１状態と第４状態のそれぞれの長さで電圧または電流を制御する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のデューティ比、及び、二次側の第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比は５０％で固定する。なお、この５０％は、デッドタイムを考慮していない値である。第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と、第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）、第３レグ（第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６）、第４レグ（第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８）のそれぞれと間の位相差は、実質的に０で固定する。位相差を実質的に０とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。
In the embodiment (step-down mode), by repeating the above six switch patterns, the voltage is stepped down from the first DC power source E1 to the second DC power source E2, and power is transmitted. In the embodiment (step-down mode), the duty ratio (on time) of the fourth switching element S4 and the fifth switching element S5 on the secondary side and the duty ratio (on time) of the third switching element S3 and the sixth switching element S6 are , controls the voltage or current of power supplied from the first DC section to the second DC section. That is, the
図７は、実施例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング１を示す図である。細線が第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のオン／オフ状態を示し、太線が第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のオン／オフ状態を示している。
FIG. 7 is a diagram
第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。デッドタイムは、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が同時オンにより貫通して、第１直流電源Ｅ１の両端が短絡することを防止するために挿入される時間である。同様に第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。図７ではデッドタイムを誇張して示しているが、デッドタイムは図７の例より短くてよい。第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のオン時間Ｔｏｎ及び第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。つまり、駆動信号の周波数は固定であり、ＰＷＭ制御を行う。 The first switching element S1 and the second switching element S2 operate complementarily. Dead time is inserted at the timing when both are switched on/off. The dead time is a time inserted to prevent the first switching element S1 and the second switching element S2 from being turned on simultaneously, thereby preventing short-circuiting between both ends of the first DC power source E1. Similarly, the seventh switching element S7 and the eighth switching element S8 also operate complementary to each other. Dead time is inserted at the timing when both are switched on/off. Although the dead time is exaggerated in FIG. 7, the dead time may be shorter than the example shown in FIG. The boost rate is determined by the on time Ton of the third switching element S3 and the fourth switching element S4 and the on time Ton of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6. In other words, the frequency of the drive signal is fixed and PWM control is performed.
第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。 Turn-on timings of the first switching device S1, the fourth switching device S4, the fifth switching device S5, and the eighth switching device S8 are substantially the same. The turn-off timings of the first switching device S1 and the eighth switching device S8 are also substantially the same. Turn-on timings of the second switching device S2, the third switching device S3, the sixth switching device S6, and the seventh switching device S7 are substantially the same. The turn-off timings of the second switching device S2 and the seventh switching device S7 are also substantially the same.
第４スイッチング素子Ｓ４のオン時間と第５スイッチング素子Ｓ５のオン時間は同等である。第３スイッチング素子Ｓ３のオン時間と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間は同等である。同等とは、誤差の範囲で等しいことをいう。これにより、電力の逆流を防ぐことができ、無効電力を抑制することができる。 The on time of the fourth switching element S4 and the on time of the fifth switching element S5 are equivalent. The on time of the third switching element S3 and the on time of the sixth switching element S6 are equivalent. Equivalent means that they are equal within a margin of error. Thereby, backflow of power can be prevented and reactive power can be suppressed.
図６（ａ）－（ｆ）及び図７に示す例では、状態２（ｂ）で第１スイッチング素子Ｓ１をオン状態に制御し、状態５（ｅ）で第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御した。この点、状態２（ｂ）で第１スイッチング素子Ｓ１をオフ状態に制御して第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御し、状態５（ｅ）で第２スイッチング素子Ｓ２をオフ状態に制御して第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態に制御してもよい。 In the examples shown in FIGS. 6(a)-(f) and FIG. 7, the first switching element S1 is controlled to be in the on state in state 2(b), and the second switching element S2 is controlled to be in the on state in state 5(e). controlled. In this regard, in state 2(b), the first switching element S1 is controlled to be in the off state, and the fourth switching element S4 is controlled to be in the on state, and in state 5(e), the second switching element S2 is controlled to be in the off state. Alternatively, the third switching element S3 may be controlled to be in the on state.
図８は、実施例（降圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング２を示す図である。図６（ａ）－（ｆ）及び図７に示す例では、第１直流部から第２直流部へ降圧して電力を供給する例を説明した。この点、第２直流部から第１直流部へ降圧して電力を供給することも可能である。この場合、図８に示したように、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えればよい。
FIG. 8 is a diagram showing switching timing 2 of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the embodiment (step-down mode). In the examples shown in FIGS. 6(a) to 6(f) and FIG. 7, an example has been described in which power is supplied from the first DC section to the second DC section by reducing the voltage. In this respect, it is also possible to step down the voltage and supply power from the second DC section to the first DC section. In this case, as shown in FIG. 8, the
以上説明したように実施例（降圧モード）によれば、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。また、状態１（ａ）及び状態４（ｄ）において二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）においても二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。なお、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において同期整流するスイッチング素子を１つにすることにより、リアクトル電流ＩＬの向きが反転することを防止しつつ、損失を低減することができる。これにより、ハードスイッチングの発生も防止することができる。 As explained above, according to the embodiment (step-down mode), a state in which power is transmitted from the second DC power source E2 to the reactor L does not occur, so that reactive power can be suppressed and conversion efficiency can be improved. can. Further, by performing synchronous rectification on the secondary side in state 1(a) and state 4(d), conduction loss of the diode can be reduced. Also in state 2(b) and state 5(e), conduction loss of the diode can be reduced by performing synchronous rectification on the secondary side. Note that by using one switching element for synchronous rectification in state 2(b) and state 5(e), loss can be reduced while preventing the direction of reactor current IL from being reversed. Thereby, the occurrence of hard switching can also be prevented.
（実施例（昇圧モード））
図９（ａ）－（ｆ）は、電力変換装置１の実施例（昇圧モード）に係る動作を説明するための図である。
(Example (boost mode))
FIGS. 9(a) to 9(f) are diagrams for explaining the operation of the embodiment (boosting mode) of the
図９（ａ）に示す第１状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。同期整流することにより、導通損失を低減することができる。第１状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第１状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
In the first state shown in FIG. 9A, the
図９（ｂ）に示す第２状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５－第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。第８スイッチング素子Ｓ８は同期整流のためにオンしている。第２状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the second state shown in FIG. 9(b), the
図９（ｃ）に示す第３状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第３状態は、デッドタイムに相当する。第３状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the third state shown in FIG. 9(c), the
図９（ｄ）に示す第４状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第４状態では、絶縁トランスＴＲ１の二次巻線ｎ２の両端が第２ブリッジ回路１２内で短絡し、リアクトルＬが第２直流電源Ｅ２から電気的に遮断される。第４状態では、第１直流電源Ｅ１からエネルギーがリアクトルＬに放電され、リアクトルＬにエネルギーが充電される。
In the fourth state shown in FIG. 9(d), the
図９（ｅ）に示す第５状態では、制御回路１３は、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４－第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第７スイッチング素子Ｓ７は同期整流のためにオンしている。第５状態では、第１直流電源Ｅ１とリアクトルＬの両方からエネルギーが第２直流電源Ｅ２に放電され、第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the fifth state shown in FIG. 9(e), the
図９（ｆ）に示す第６状態では、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。第６状態は、デッドタイムに相当する。第６状態では、リアクトルＬからエネルギーが第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２の両方に放電され、第１直流電源Ｅ１と第２直流電源Ｅ２にエネルギーが充電される。
In the sixth state shown in FIG. 9(f), the
実施例（昇圧モード）では、以上の６つのスイッチパターンを繰り返すことにより第１直流電源Ｅ１から第２直流電源Ｅ２へ昇圧して電力を伝送する。実施例（昇圧モード）では、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比（オン時間）で、第１直流部から第２直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。つまり、制御回路１３は、第１状態と第４状態のそれぞれの長さで電圧または電流を制御する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４のデューティ比、及び、二次側の第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比は５０％で固定する。第１レグ（第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２）と、第２レグ（第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４）、第３レグ（第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６）、第４レグ（第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８）のそれぞれと間の位相差は、実質的に０で固定する。位相差を０とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。
In the embodiment (boosting mode), by repeating the above six switch patterns, the voltage is boosted from the first DC power source E1 to the second DC power source E2, and power is transmitted. In the embodiment (step-up mode), the voltage or current of the power supplied from the first DC section to the second DC section is controlled by the duty ratio (on time) of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 on the secondary side. Control. That is, the
図１０は、実施例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング１を示す図である。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２は相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８も相補的に動作する。両者のオン／オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のオン時間Ｔｏｎにより昇圧率を決定する。つまり、駆動信号の周波数は固定であり、ＰＷＭ制御を行う。
FIG. 10 is a diagram
第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第１スイッチング素子Ｓ１、第４スイッチング素子Ｓ４及び第８スイッチング素子Ｓ８のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオンのタイミングは実質的に同一である。第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第７スイッチング素子Ｓ７のそれぞれのターンオフのタイミングも実質的に同一である。 Turn-on timings of the first switching device S1, the fourth switching device S4, the sixth switching device S6, and the eighth switching device S8 are substantially the same. The turn-off timings of the first switching device S1, the fourth switching device S4, and the eighth switching device S8 are also substantially the same. Turn-on timings of the second switching device S2, the third switching device S3, the fifth switching device S5, and the seventh switching device S7 are substantially the same. The turn-off timings of the second switching device S2, the third switching device S3, and the seventh switching device S7 are also substantially the same.
図９（ａ）－（ｆ）及び図１０に示す例では、状態１（ａ）で第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御した。この点、状態１（ａ）で第５スイッチング素子Ｓ５と第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御してもよい。この場合、状態２（ｂ）で第８スイッチング素子Ｓ８に替えて第５スイッチング素子Ｓ５をオン状態に制御する。同様に、状態４（ｄ）で第５スイッチング素子Ｓ５と第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御した。この点、状態４（ｄ）で第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御してもよい。この場合、状態５（ｅ）で第７スイッチング素子Ｓ７に替えて第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態に制御する。 In the examples shown in FIGS. 9(a) to 9(f) and FIG. 10, the sixth switching element S6 and the eighth switching element S8 are controlled to be in the on state in state 1(a). In this regard, the fifth switching element S5 and the seventh switching element S7 may be controlled to be in the on state in state 1(a). In this case, in state 2(b), the fifth switching element S5 is controlled to be in the on state instead of the eighth switching element S8. Similarly, in state 4(d), the fifth switching element S5 and the seventh switching element S7 were controlled to be in the on state. In this regard, the sixth switching element S6 and the eighth switching element S8 may be controlled to be in the on state in state 4(d). In this case, in state 5(e), the sixth switching element S6 is controlled to be in the on state instead of the seventh switching element S7.
図１１は、実施例（昇圧モード）に係る、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングタイミング２を示す図である。図９（ａ）－（ｆ）及び図１０に示す例では、第１直流部から第２直流部へ昇圧して電力を供給する例を説明した。この点、第２直流部から第１直流部へ昇圧して電力を供給することも可能である。この場合、図１１に示したように、制御回路１３は、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４に供給する駆動信号と、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８に供給する駆動信号を入れ替えればよい。
FIG. 11 is a diagram showing switching timing 2 of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the embodiment (boosting mode). In the examples shown in FIGS. 9(a) to 9(f) and FIG. 10, an example has been described in which power is boosted and supplied from the first DC section to the second DC section. In this respect, it is also possible to boost the voltage and supply power from the second DC section to the first DC section. In this case, as shown in FIG. 11, the
以上説明したように実施例（昇圧モード）によれば、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。リアクトルＬにエネルギーを充電する際に、二次側が短絡するモードを設けることにより、第２直流電源Ｅ２からリアクトルＬに電力が伝送されることを阻止することができ、無効電流による導通損失を低減することができる。二次側が短絡するとき、第６スイッチング素子Ｓ６と第８スイッチング素子Ｓ８、または、第５スイッチング素子Ｓ５と第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御するので、損失を低減することができる。よって、電力変換効率を高めることができる。 As explained above, according to the embodiment (step-up mode), a state in which power is transmitted from the second DC power source E2 to the reactor L does not occur, so that reactive power can be suppressed and conversion efficiency can be improved. can. By providing a mode in which the secondary side is short-circuited when charging energy to the reactor L, it is possible to prevent power from being transmitted from the second DC power supply E2 to the reactor L, reducing conduction loss due to reactive current. can do. When the secondary side is short-circuited, the sixth switching element S6 and the eighth switching element S8, or the fifth switching element S5 and the seventh switching element S7 are controlled to be in the on state, so that loss can be reduced. Therefore, power conversion efficiency can be increased.
また二次側の第２ブリッジ回路１２を短絡させる際、上側（第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７）と下側（第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８）を交互に使用することにより、上側または下側に熱が集中することを防止し、熱を分散させることができる。これにより、上側と下側の耐熱設計を均一化することができる。これに対して、図４（ａ）－（ｆ）に示す比較例（昇圧モード）では、第１状態（ａ）と第４状態（ｄ）の両方で、第２ブリッジ回路１２の下側を短絡させており、下側に熱が集中している。
Further, when short-circuiting the
図１２（ａ）－（ｂ）は、リアクトルＬに流れる電流ＩＬの具体例を示す図である。図１２（ａ）はリアクトル電流ＩＬが小さい場合の例である。この場合、比較例と実施例でスイッチパターンの切り替わりタイミングは同じになる。いずれの場合も、リアクトル電流ＩＬが０Ａの状態でスイッチパターンが切り替わる。 FIGS. 12(a) and 12(b) are diagrams showing specific examples of the current IL flowing through the reactor L. FIG. 12(a) is an example when the reactor current IL is small. In this case, the switching timing of the switch pattern is the same in the comparative example and the example. In either case, the switch pattern changes when the reactor current IL is 0A.
図１２（ｂ）はリアクトル電流ＩＬが大きい場合の例である。この場合、比較例と実施例でスイッチパターンの切り替わりタイミングが異なる。実施例（昇圧モードと降圧モード）では、リアクトルＬが放電するための第２状態及び第５状態の終了タイミングが固定されており、設定された固定のタイミングから固定のデッドタイムが経過したとき、リアクトルＬが充電するための第４状態及び第１状態にそれぞれ切り替わる。これに対して比較例では、第４状態及び第１状態にそれぞれ切り替える前に、点線に示すようにリアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ。比較例では基本的に、リアクトル電流ＩＬが０Ａの状態で第４状態及び第１状態にそれぞれ切り替える制御をしている。これにより、送電方向を高速に切り替えることができる。また、無効電流の発生も抑制することができる。 FIG. 12(b) is an example where the reactor current IL is large. In this case, the switching timing of the switch pattern is different between the comparative example and the example. In the embodiment (boost mode and buck mode), the end timing of the second state and the fifth state for discharging the reactor L is fixed, and when a fixed dead time has elapsed from the set fixed timing, The reactor L switches to the fourth state and the first state for charging, respectively. On the other hand, in the comparative example, the reactor current IL waits until the reactor current IL reaches 0 A, as shown by the dotted line, before switching to the fourth state and the first state, respectively. In the comparative example, control is basically performed such that the reactor current IL is switched to the fourth state and the first state when the reactor current IL is 0A. Thereby, the power transmission direction can be switched at high speed. Furthermore, generation of reactive current can also be suppressed.
しかしながら比較例では、リアクトル電流ＩＬが０Ａになるまで待つ制御であるため、ＰＦＭ制御になっている。ＰＦＭ制御では、周波数が低下して周波数が可聴域に入る可能性があり、その場合、大きな騒音が発生する。 However, in the comparative example, the control waits until the reactor current IL reaches 0A, so PFM control is used. With PFM control, there is a possibility that the frequency will drop into the audible range, in which case a large amount of noise will be generated.
またＰＦＭ制御では、リアクトル電流ＩＬが小さい場合、周波数が上昇する可能性がある。周波数が上昇するとスイッチング損失が増加する。この対策として比較例（昇圧モード）では、図４（ｃ）に示す第３状態において第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態に制御することにより、また図４（ｆ）に示す第６状態において第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態に制御することにより、リアクトル電流ＩＬの向きが変わることを防止している。これにより、リアクトル電流ＩＬが０Ａを挟んでチャタリングすることを防止し、周波数が上昇することを防止している。しかしながら、電流センサの計測誤差によっては、チャタリングが発生する可能性がある。 Furthermore, in PFM control, if the reactor current IL is small, the frequency may increase. As the frequency increases, switching losses increase. As a countermeasure for this, in the comparative example (boost mode), the fourth switching element S4 is controlled to be in the on state in the third state shown in FIG. 4(c), and the second switching element By controlling the switching element S2 to be on, the direction of the reactor current IL is prevented from changing. This prevents the reactor current IL from chattering across 0 A and prevents the frequency from increasing. However, chattering may occur depending on the measurement error of the current sensor.
これに対して実施例（降圧モードと昇圧モード）では、ＰＷＭ制御であるため周波数は固定であり、大きな騒音が発生することはない。また実施例では、リアクトル電流ＩＬを計測するための電流センサは必須ではなく省略可能である。 On the other hand, in the embodiments (step-down mode and step-up mode), the frequency is fixed because the control is PWM control, and no large noise is generated. Furthermore, in the embodiment, a current sensor for measuring the reactor current IL is not essential and can be omitted.
制御回路１３は、第１直流部から第２直流部へ電力伝送する際、第１直流部の電圧と第２直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路１３は、第１直流部の電圧に対して第２直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第１直流部の電圧に対して第２直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。また制御回路１３は、第２直流部から第１直流部へ電力伝送する際、第２直流部の電圧と第１直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路１３は、第２直流部の電圧に対して第１直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第２直流部の電圧に対して第１直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。なお制御回路１３は、第１直流部に流れる電流の向き、第２直流部に流れる電流の向き、又はリアクトル電流ＩＬの向きをもとに降圧モードと昇圧モードを切り替えてもよい。
When transmitting power from the first DC section to the second DC section, the
実施例によれば、上述した降圧モードと昇圧モードを組み合わせることにより、１つのＤＣ／ＤＣコンバータで降圧動作と昇圧動作が可能となり、双方向の電力伝送も可能である。従って、一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応することができる。 According to the embodiment, by combining the above-mentioned step-down mode and step-up mode, one DC/DC converter can perform step-down and step-up operations, and bidirectional power transmission is also possible. Therefore, it is possible to support a wide range of voltages on both the primary and secondary sides.
以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present disclosure has been described above based on the embodiments. It will be understood by those skilled in the art that the embodiments are illustrative, and that various modifications are possible to the combinations of each component and each treatment process, and that such modifications are also within the scope of the present disclosure. .
上述した実施例（昇圧モード）では、図９（ａ）－（ｆ）に示したように状態２（ｂ）において第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態に制御して、また状態５（ｅ）において第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態に制御して同期整流した。この点、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）における同期整流を省略してもよい。即ち、状態２（ｂ）及び状態５（ｅ）において二次側の第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８を全てオフ状態に制御してもよい。 In the above embodiment (boost mode), as shown in FIGS. 9(a) to 9(f), the eighth switching element S8 is controlled to be in the ON state in state 2(b), and in state 5(e). The seventh switching element S7 was controlled to be in the on state to perform synchronous rectification. In this regard, the synchronous rectification in state 2(b) and state 5(e) may be omitted. That is, in state 2(b) and state 5(e), the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side may all be controlled to be in the off state.
なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。 Note that the embodiment may be specified by the following items.
［項目１］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１－Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１ブリッジ回路（１１）は、前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）と前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）が導通する第１期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡する第２期間を含み、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、整流期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第１期間を可変制御し、
前記第１期間において、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目２］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオン状態、及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態、及び前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランス（ＴＲ１）の一次巻線（ｎ１）の両端が前記第１ブリッジ回路（１１）内で短絡し、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目３］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第４スイッチング素子（Ｓ４）と前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオフ状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第３スイッチング素子（Ｓ３）と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオフ状態に制御し、
前記第４スイッチング素子（Ｓ４）のオン時間と前記第５スイッチング素子（Ｓ５）のオン時間は同等であり、
前記第３スイッチング素子（Ｓ３）のオン時間と前記第６スイッチング素子（Ｓ６）のオン時間は同等である、
ことを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、電力の逆流を防ぐことができ、無効電力を抑制することができる。よって、変換効率を向上させることができる。
［項目４］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ降圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目５］
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）と前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）が導通する第３期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）の両端が前記第２ブリッジ回路（１２）内で短絡する第４期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第４期間を可変制御し、
前記第４期間において、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目６］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目５に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇降圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目７］
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）が直列接続された第２レグを有し、前記第１レグと前記第２レグが第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）に並列接続される第１ブリッジ回路（１１）と、
第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）に並列接続される第２ブリッジ回路（１２）と、
前記第１ブリッジ回路（１１）と前記第２ブリッジ回路（１２）の間に接続された絶縁トランス（ＴＲ１）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）を制御する制御回路（１３）と、を備え、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）のそれぞれに、逆並列にダイオード（Ｄ１－Ｄ８）が接続または形成されており、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路（１２）は、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）と前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）が導通する第１期間と、前記絶縁トランス（ＴＲ１）の二次巻線（ｎ２）の両端が前記第２ブリッジ回路（１２）内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路（１３）は、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第２期間を可変制御し、
前記第２期間において、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目８］
前記制御回路（１３）は、
前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）から前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオン状態、及び前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態で、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）、または、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）と前記第３スイッチング素子（Ｓ３）がオン状態、及び前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路（１２）が整流状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする項目７に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
［項目９］
前記制御回路（１３）は、
前記第１パターンで前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御し、
前記第１パターンで前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第６スイッチング素子（Ｓ６）と前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目８に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、二次側を短絡させる際、上側のスイッチング素子（Ｓ５、Ｓ７）と下側のスイッチング素子（Ｓ６、Ｓ８）を交互に使用することができ、上側または下側のスイッチング素子に熱が集中することを防止することができる。
［項目１０］
前記制御回路（１３）は、
前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子（Ｓ８）または前記第５スイッチング素子（Ｓ５）をオン状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子（Ｓ７）または前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオン状態に制御する、
ことを特徴とする項目８または９に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、同期整流を行うことで、ダイオードの導通損失を低減することができる。
［項目１１］
前記制御回路（１３）は、前記第２直流部（Ｃ２、Ｅ２）から前記第１直流部（Ｅ１、Ｃ１）へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第１スイッチング素子（Ｓ１）－前記第４スイッチング素子（Ｓ４）に供給する駆動信号と、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）－前記第８スイッチング素子（Ｓ８）に供給する駆動信号を入れ替える、
ことを特徴とする項目７から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置（１）。
これによれば、低騒音で高効率な昇圧型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。
[Item 1]
It has a first leg in which a first switching element (S1) and a second switching element (S2) are connected in series, and a second leg in which a third switching element (S3) and a fourth switching element (S4) are connected in series. a first bridge circuit (11) in which the first leg and the second leg are connected in parallel to a first DC section (E1, C1);
It has a third leg in which a fifth switching element (S5) and a sixth switching element (S6) are connected in series, and a fourth leg in which a seventh switching element (S7) and an eighth switching element (S8) are connected in series. a second bridge circuit (12) in which the third leg and the fourth leg are connected in parallel to a second DC section (C2, E2);
an isolation transformer (TR1) connected between the first bridge circuit (11) and the second bridge circuit (12);
A control circuit (13) that controls the first switching element (S1) and the eighth switching element (S8),
Diodes (D1-D8) are connected or formed in antiparallel to each of the first switching element (S1) and the eighth switching element (S8),
When transmitting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2) by reducing the voltage,
The first bridge circuit (11) has a first period in which the first DC section (E1, C1) and the primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1) are electrically connected, and a primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1). a second period in which both ends of the winding (n1) are short-circuited within the first bridge circuit (11);
The second bridge circuit (12) includes a rectification period,
The control circuit (13) includes:
fixing the frequency of the drive signal supplied to the first switching element (S1)-the eighth switching element (S8);
variably controlling the first period;
In the first period, controlling the fifth switching element (S5) and the eighth switching element (S8), or the sixth switching element (S6) and the seventh switching element (S7) to an on state;
A power conversion device (1) characterized by:
According to this, it is possible to realize a step-down DC/DC converter with low noise and high efficiency.
[Item 2]
The control circuit (13) includes:
When transmitting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2) by reducing the voltage,
The first switching element (S1) and the fourth switching element (S4) are in the on state, the second switching element (S2) and the third switching element (S3) are in the off state, and the fifth switching element ( S5) and the eighth switching element (S8) are in an on state, and a first pattern in which the sixth switching element (S6) and the seventh switching element (S7) are in an off state,
a second pattern in which both ends of the primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1) are short-circuited within the first bridge circuit (11), and the second bridge circuit (12) is in a rectifying state;
The second switching element (S2) and the third switching element (S3) are in the on state, the first switching element (S1) and the fourth switching element (S4) are in the off state, and the sixth switching element ( S6) and the seventh switching element (S7) are in an on state, and a third pattern in which the fifth switching element (S5) and the eighth switching element (S8) are in an off state,
Control includes a fourth pattern in which both ends of the primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1) are short-circuited in the first bridge circuit (11), and the second bridge circuit (12) is in a rectifying state. ,
The power conversion device (1) according to
According to this, it is possible to realize a step-down DC/DC converter with low noise and high efficiency.
[Item 3]
The control circuit (13) includes:
controlling the fourth switching element (S4) and the fifth switching element (S5) to an off state in the second pattern;
controlling the third switching element (S3) and the sixth switching element (S6) in the OFF state in the fourth pattern;
The on time of the fourth switching element (S4) and the on time of the fifth switching element (S5) are equivalent,
The on time of the third switching element (S3) and the on time of the sixth switching element (S6) are equivalent;
The power conversion device (1) according to item 2, characterized in that:
According to this, backflow of power can be prevented and reactive power can be suppressed. Therefore, conversion efficiency can be improved.
[Item 4]
When the control circuit (13) transmits voltage down from the second DC section (C2, E2) to the first DC section (E1, C1), the control circuit (13) controls the first switching element (S1) - the first DC section (E1, C1). exchanging the drive signal supplied to the fourth switching element (S4) and the drive signal supplied to the fifth switching element (S5) to the eighth switching element (S8);
The power conversion device (1) according to any one of
According to this, it is possible to realize a low-noise, high-efficiency step-down bidirectional DC/DC converter.
[Item 5]
When boosting the voltage and transmitting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2),
The second bridge circuit (12) includes a third period in which the secondary winding (n2) of the isolation transformer (TR1) and the second DC section (C2, E2) are electrically connected, and a period in which the isolation transformer (TR1) is electrically connected. a fourth period in which both ends of the secondary winding (n2) are short-circuited within the second bridge circuit (12);
The control circuit (13) includes:
fixing the frequency of the drive signal supplied to the first switching element (S1)-the eighth switching element (S8);
variably controlling the fourth period;
In the fourth period, controlling the sixth switching element (S6) and the eighth switching element (S8), or the fifth switching element (S5) and the seventh switching element (S7) to an on state;
The power conversion device (1) according to any one of
According to this, a low-noise and highly efficient buck-boost DC/DC converter can be realized.
[Item 6]
When transmitting boosted power from the second DC section (C2, E2) to the first DC section (E1, C1), the control circuit (13) controls the first switching element (S1)-the first DC section (E1, C1). exchanging the drive signal supplied to the fourth switching element (S4) and the drive signal supplied to the fifth switching element (S5) to the eighth switching element (S8);
The power conversion device (1) according to
According to this, it is possible to realize a low-noise, high-efficiency buck-boost bidirectional DC/DC converter.
[Item 7]
It has a first leg in which a first switching element (S1) and a second switching element (S2) are connected in series, and a second leg in which a third switching element (S3) and a fourth switching element (S4) are connected in series. a first bridge circuit (11) in which the first leg and the second leg are connected in parallel to a first DC section (E1, C1);
It has a third leg in which a fifth switching element (S5) and a sixth switching element (S6) are connected in series, and a fourth leg in which a seventh switching element (S7) and an eighth switching element (S8) are connected in series. a second bridge circuit (12) in which the third leg and the fourth leg are connected in parallel to a second DC section (C2, E2);
an isolation transformer (TR1) connected between the first bridge circuit (11) and the second bridge circuit (12);
A control circuit (13) that controls the first switching element (S1) and the eighth switching element (S8),
Diodes (D1-D8) are connected or formed in antiparallel to each of the first switching element (S1) and the eighth switching element (S8),
When boosting the voltage and transmitting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2),
The second bridge circuit (12) includes a first period in which the secondary winding (n2) of the isolation transformer (TR1) and the second DC section (C2, E2) are electrically connected, and a period in which the isolation transformer (TR1) is electrically connected. a second period in which both ends of the secondary winding (n2) are short-circuited within the second bridge circuit (12);
The control circuit (13) includes:
fixing the frequency of the drive signal supplied to the first switching element (S1)-the eighth switching element (S8);
variably controlling the second period;
In the second period, controlling the sixth switching element (S6) and the eighth switching element (S8), or the fifth switching element (S5) and the seventh switching element (S7) to an on state;
A power conversion device (1) characterized by:
According to this, it is possible to realize a step-up DC/DC converter with low noise and high efficiency.
[Item 8]
The control circuit (13) includes:
When boosting the voltage and transmitting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2),
When the first switching element (S1) and the fourth switching element (S4) are on, the sixth switching element (S6) and the eighth switching element (S8), or the fifth switching element (S5) and a first pattern in which the seventh switching element (S7) is in an on state and the remaining switching elements are in an off state,
The second bridge circuit ( 12) is the second pattern in the rectified state,
When the second switching element (S2) and the third switching element (S3) are on, the sixth switching element (S6) and the eighth switching element (S8), or the fifth switching element (S5) and a third pattern in which the seventh switching element (S7) is in an on state and the remaining switching elements are in an off state,
When the second switching element (S2) and the third switching element (S3) are in the on state, and the first switching element (S1) and the fourth switching element (S4) are in the off state, the second bridge circuit ( 12) includes and controls a fourth pattern in a rectified state;
The power conversion device (1) according to
According to this, it is possible to realize a step-up DC/DC converter with low noise and high efficiency.
[Item 9]
The control circuit (13) includes:
When the sixth switching element (S6) and the eighth switching element (S8) are controlled to be on in the first pattern, the fifth switching element (S5) and the seventh switching element (S8) are controlled to be in the on state in the third pattern. S7) is turned on,
When the fifth switching element (S5) and the seventh switching element (S7) are controlled to be on in the first pattern, the sixth switching element (S6) and the eighth switching element (S7) are controlled to be in the on state in the third pattern. S8) is turned on,
The power conversion device (1) according to item 8, characterized in that:
According to this, when short-circuiting the secondary side, the upper switching elements (S5, S7) and the lower switching elements (S6, S8) can be used alternately, and the upper or lower switching elements can be used alternately. Heat concentration can be prevented.
[Item 10]
The control circuit (13) includes:
controlling the eighth switching element (S8) or the fifth switching element (S5) to be in an on state in the second pattern;
controlling the seventh switching element (S7) or the sixth switching element (S6) to be in an on state in the fourth pattern;
The power conversion device (1) according to item 8 or 9, characterized in that:
According to this, conduction loss of the diode can be reduced by performing synchronous rectification.
[Item 11]
When the control circuit (13) boosts and transmits power from the second DC section (C2, E2) to the first DC section (E1, C1), the control circuit (13) operates to exchanging the drive signal supplied to the fourth switching element (S4) and the drive signal supplied to the fifth switching element (S5) to the eighth switching element (S8);
The power conversion device (1) according to any one of
According to this, it is possible to realize a low-noise, high-efficiency step-up bidirectional DC/DC converter.
Ｅ１ 第１直流電源、 Ｅ２ 第２直流電源、 １ 電力変換装置、 １１ 第１ブリッジ回路、 １２ 第２ブリッジ回路、 １３ 制御回路、 Ｓ１－Ｓ８ スイッチング素子、 Ｄ１－Ｄ８ ダイオード、 Ｌ リアクトル、 ＴＲ１ 絶縁トランス、 ｎ１ 一次巻線、 ｎ２ 二次巻線、 Ｌ１ 第１漏れインダクタンス、 Ｌ２ 第２漏れインダクタンス、 Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｃ２ 第２コンデンサ。 E1 first DC power supply, E2 second DC power supply, 1 power converter, 11 first bridge circuit, 12 second bridge circuit, 13 control circuit, S1-S8 switching element, D1-D8 diode, L reactor, TR1 isolation transformer , n1 primary winding, n2 secondary winding, L1 first leakage inductance, L2 second leakage inductance, C1 first capacitor, C2 second capacitor.
Claims (11)
第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続され、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子は前記第２直流部の一端に接続され、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子は前記第２直流部の他端に接続される第２ブリッジ回路と、
前記第１レグの中点と前記第２レグの中点との間に接続された一次巻線と、前記第３レグの中点と前記第４レグの中点との間に接続された二次巻線と、を有する絶縁トランスと、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１ブリッジ回路は、前記第１直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する第１期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路は、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第１期間を可変制御し、
前記第１期間において、前記第５スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御し、
前記第２期間において、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子、および前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記第２期間において、同期整流のために前記第７スイッチング素子と前記第８スイッチング素子のうち一方をオン状態に制御し、他方をオフ状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。 It has a first leg in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and a second leg in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series, and the first leg and the second leg are connected in series. The first switching element and the third switching element are connected to one end of the first DC part, and the second switching element and the fourth switching element are connected in parallel to the first DC part. a first bridge circuit connected to the other end ;
It has a third leg in which a fifth switching element and a sixth switching element are connected in series, and a fourth leg in which a seventh switching element and an eighth switching element are connected in series, and the third leg and the fourth leg are connected in series. The fifth switching element and the seventh switching element are connected to one end of the second DC part, and the sixth switching element and the eighth switching element are connected in parallel to the second DC part. a second bridge circuit connected to the other end ;
a primary winding connected between the midpoint of the first leg and the midpoint of the second leg; and a secondary winding connected between the midpoint of the third leg and the fourth leg. an isolation transformer having a second winding;
a control circuit that controls the first switching element and the eighth switching element;
A diode is connected or formed in antiparallel to each of the first switching element and the eighth switching element,
When transmitting power by reducing the voltage from the first DC section to the second DC section,
The first bridge circuit has a first period in which the first direct current section and the primary winding of the isolation transformer are electrically connected, and a second period in which both ends of the primary winding of the isolation transformer are short-circuited within the first bridge circuit. including;
The control circuit includes:
fixing the frequency of the drive signal supplied to the first switching element and the eighth switching element;
variably controlling the first period;
In the first period, controlling the fifth switching element and the eighth switching element, or the sixth switching element and the seventh switching element to be in an on state,
In the second period, controlling the third switching element, the fourth switching element, the fifth switching element, and the sixth switching element to an off state,
In the second period, one of the seventh switching element and the eighth switching element is controlled to be in an on state, and the other is controlled to be in an off state for synchronous rectification.
A power conversion device characterized by:
前記第１直流部から前記第２直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第５スイッチング素子と前記第８スイッチング素子がオン状態、及び前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第６スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオン状態、及び前記第５スイッチング素子と前記第８スイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第１ブリッジ回路内で短絡し、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The control circuit includes:
When transmitting power by reducing the voltage from the first DC section to the second DC section,
The first switching element and the fourth switching element are in the on state, the second switching element and the third switching element are in the off state, the fifth switching element and the eighth switching element are in the on state, and the third switching element is in the on state. a first pattern in which the sixth switching element and the seventh switching element are in an off state;
a second pattern in which both ends of the primary winding of the isolation transformer are short-circuited within the first bridge circuit, and the second bridge circuit performs rectification;
The second switching element and the third switching element are in the on state, the first switching element and the fourth switching element are in the off state, the sixth switching element and the seventh switching element are in the on state, and the third switching element is in the on state. a third pattern in which the fifth switching element and the eighth switching element are in an off state;
control including a fourth pattern in which both ends of the primary winding of the isolation transformer are short-circuited within the first bridge circuit, and the second bridge circuit performs rectification;
The power conversion device according to claim 1, characterized in that:
前記第２パターンにおいて前記第４スイッチング素子と前記第５スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第３スイッチング素子と前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御し、
前記第４スイッチング素子のオン時間と前記第５スイッチング素子のオン時間は同等であり、
前記第３スイッチング素子のオン時間と前記第６スイッチング素子のオン時間は同等である、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 The control circuit includes:
controlling the fourth switching element and the fifth switching element to be in an off state in the second pattern;
controlling the third switching element and the sixth switching element to an off state in the fourth pattern;
The on time of the fourth switching element and the on time of the fifth switching element are equivalent,
The on time of the third switching element and the on time of the sixth switching element are equivalent,
The power conversion device according to claim 2, characterized in that:
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 When the control circuit transfers voltage down from the second DC section to the first DC section, the control circuit outputs a drive signal to be supplied to the first switching element - the fourth switching element, and the fifth switching element - replacing the drive signal supplied to the eighth switching element;
The power conversion device according to any one of claims 1 to 3, characterized in that:
前記第２ブリッジ回路は、前記絶縁トランスの二次巻線と前記第２直流部が導通する第３期間と、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第２ブリッジ回路内で短絡する第４期間を含み、
前記制御回路は、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第４期間を可変制御し、
前記第４期間において、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 When transmitting power by boosting the voltage from the first DC section to the second DC section,
The second bridge circuit includes a third period in which the secondary winding of the isolation transformer and the second DC section are electrically connected, and a third period in which both ends of the secondary winding of the isolation transformer are short-circuited within the second bridge circuit. Including 4 periods,
The control circuit includes:
fixing the frequency of the drive signal supplied to the first switching element and the eighth switching element;
variably controlling the fourth period;
In the fourth period, the sixth switching element and the eighth switching element, or the fifth switching element and the seventh switching element are controlled to be in an on state.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 4.
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 When the control circuit boosts the voltage and transmits power from the second DC section to the first DC section, the control circuit outputs a drive signal to be supplied to the first switching element - the fourth switching element, and the fifth switching element - replacing the drive signal supplied to the eighth switching element;
The power conversion device according to claim 5, characterized in that:
第５スイッチング素子と第６スイッチング素子が直列接続された第３レグと、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子が直列接続された第４レグを有し、前記第３レグと前記第４レグが第２直流部に並列接続され、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子は前記第２直流部の一端に接続され、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子は前記第２直流部の他端に接続される第２ブリッジ回路と、
前記第１レグの中点と前記第２レグの中点との間に接続された一次巻線と、前記第３レグの中点と前記第４レグの中点との間に接続された二次巻線と、を有する絶縁トランスと、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第２ブリッジ回路は、前記絶縁トランスの二次巻線と前記第２直流部が導通する第１期間と、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第２ブリッジ回路内で短絡する第２期間を含み、
前記制御回路は、
前記第１スイッチング素子－前記第８スイッチング素子に供給する駆動信号の周波数を固定し、
前記第２期間を可変制御し、
前記第２期間において、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。 It has a first leg in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and a second leg in which a third switching element and a fourth switching element are connected in series, and the first leg and the second leg are connected in series. The first switching element and the third switching element are connected to one end of the first DC part, and the second switching element and the fourth switching element are connected in parallel to the first DC part. a first bridge circuit connected to the other end ;
It has a third leg in which a fifth switching element and a sixth switching element are connected in series, and a fourth leg in which a seventh switching element and an eighth switching element are connected in series, and the third leg and the fourth leg are connected in series. The fifth switching element and the seventh switching element are connected to one end of the second DC part, and the sixth switching element and the eighth switching element are connected in parallel to the second DC part. a second bridge circuit connected to the other end ;
a primary winding connected between the midpoint of the first leg and the midpoint of the second leg; and a secondary winding connected between the midpoint of the third leg and the fourth leg. an isolation transformer having a second winding;
a control circuit that controls the first switching element and the eighth switching element;
A diode is connected or formed in antiparallel to each of the first switching element and the eighth switching element,
When transmitting power by boosting the voltage from the first DC section to the second DC section,
The second bridge circuit has a first period in which the secondary winding of the isolation transformer and the second DC section are electrically connected, and a second period in which both ends of the secondary winding of the isolation transformer are short-circuited within the second bridge circuit. Including 2 periods,
The control circuit includes:
fixing the frequency of the drive signal supplied to the first switching element and the eighth switching element;
variably controlling the second period;
In the second period, the sixth switching element and the eighth switching element, or the fifth switching element and the seventh switching element are controlled to be in an on state.
A power conversion device characterized by:
前記第１直流部から前記第２直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態で、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第１パターン、
前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオン状態、及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第２パターン、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態で、前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子、または、前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子がオン状態で、残りのスイッチング素子がオフ状態の第３パターン、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオン状態、及び前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフ状態で、前記第２ブリッジ回路が整流を行う状態の第４パターン、を含んで制御する、
ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。 The control circuit includes:
When transmitting power by boosting the voltage from the first DC section to the second DC section,
When the first switching element and the fourth switching element are on, the sixth switching element and the eighth switching element, or the fifth switching element and the seventh switching element are on, and the remaining switching elements The first pattern is in the off state,
a second pattern in which the first switching element and the fourth switching element are in an on state, the second switching element and the third switching element are in an off state, and the second bridge circuit performs rectification;
When the second switching element and the third switching element are on, the sixth switching element and the eighth switching element, or the fifth switching element and the seventh switching element are on, and the remaining switching elements The third pattern where is off,
a fourth pattern in which the second switching element and the third switching element are in an on state, the first switching element and the fourth switching element are in an off state, and the second bridge circuit performs rectification. Control,
The power conversion device according to claim 7, characterized in that:
前記第１パターンで前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御し、
前記第１パターンで前記第５スイッチング素子と前記第７スイッチング素子をオン状態に制御したとき、前記第３パターンで前記第６スイッチング素子と前記第８スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。 The control circuit includes:
When the sixth switching element and the eighth switching element are controlled to be in the on state in the first pattern, the fifth switching element and the seventh switching element are controlled to be in the on state in the third pattern,
When the fifth switching element and the seventh switching element are controlled to be in the on state in the first pattern, the sixth switching element and the eighth switching element are controlled to be in the on state in the third pattern.
The power conversion device according to claim 8, characterized in that:
前記第２パターンにおいて前記第８スイッチング素子または前記第５スイッチング素子をオン状態に制御し、
前記第４パターンにおいて前記第７スイッチング素子または前記第６スイッチング素子をオン状態に制御する、
ことを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。 The control circuit includes:
controlling the eighth switching element or the fifth switching element to be in an on state in the second pattern;
controlling the seventh switching element or the sixth switching element to be in an on state in the fourth pattern;
The power conversion device according to claim 8 or 9, characterized in that:
ことを特徴とする請求項７から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。 When the control circuit boosts the voltage and transmits power from the second DC section to the first DC section, the control circuit outputs a drive signal to be supplied to the first switching element - the fourth switching element, and the fifth switching element - replacing the drive signal supplied to the eighth switching element;
The power conversion device according to any one of claims 7 to 10.
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