JP7404983B2 - 給電制御装置 - Google Patents

Description

本開示は給電制御装置に関する。

車両には、直流電源から負荷への給電を制御する給電制御装置（例えば、特許文献１を参照）が搭載されている。特許文献１に記載の給電制御装置では、電流は、直流電源からスイッチを介して負荷に流れる。スイッチをオン又はオフに切替えることによって、直流電源から負荷への給電を制御する。スイッチを介して流れる電流の第１電流経路に第１抵抗が配置されている。第１電流経路では、第１抵抗は、スイッチ及び負荷間に配置されている。

第１抵抗の上流側の一端に第２抵抗の一端が配置されている。電流は、直流電源からスイッチ及び第２抵抗の順に流れる。第２抵抗を介して流れる電流の第２電流経路において、電圧を検出するための検出抵抗が配置されている。第２電流経路を介して流れる電流は、第１抵抗を流れる電流に比例する電流に調整される。従って、第１電流経路を介して流れる電流、即ち、負荷に流れる電流が大きい程、第２電流経路を介して流れる電流が大きい。第２電流経路を介して流れる電流が大きい程、検出抵抗の両端間の電圧が高い。検出抵抗の両端間の電圧が高い場合、負荷に流れる電流が大きいとして、スイッチをオフに切替える。これにより、負荷に過電流が流れることが防止される。

特開２０１９－１４６３８５号公報

特許文献１に記載の給電制御装置では、第１電流経路を介して流れる電流を検出するため、第１電流経路に第１抵抗を配置する必要がある。第１電流経路を介して流れる電流は、負荷に流れる電流であり、大きい。このため、第１電流経路に配置される第１抵抗として、大きな電流が流れることが許容される大型で高価な素子を用いる必要がある。結果、特許文献１に記載の給電制御装置には、構成が大型であり、製造費用が嵩むという問題がある。

本開示は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、小型で安価な給電制御装置を提供することにある。

本開示の一態様に係る給電制御装置は、電流を流れる半導体スイッチをオン又はオフに切替えることによって給電を制御する給電制御装置であって、前記半導体スイッチの上流側の一端に一端が接続されている抵抗と、前記抵抗を介して流れる電流を、前記半導体スイッチの両端間の電圧に比例する電流に調整する電流調整回路と、前記抵抗を介して流れる電流の電流経路に配置される抵抗回路と、前記抵抗回路の両端間の電圧が所定電圧を超えた場合に前記半導体スイッチをオフに切替える切替え回路とを備え、前記半導体スイッチのオン抵抗値は、前記半導体スイッチの周囲温度に応じて変動し、前記抵抗回路の抵抗値は、前記周囲温度に応じて、前記オン抵抗値と異なる方向に変動する。

上記の態様によれば、小型で安価な給電制御装置を実現することができる。

実施形態１における電源システムの要部構成を示すブロック図である。 給電制御装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値及び周囲温度の関係を示すグラフである。 理想的な抵抗回路の抵抗値の説明図である。 抵抗回路の回路図である。 直列抵抗の効果の説明図である。 並列抵抗の効果の説明図である。 実施形態２における抵抗回路の回路図である。

［本開示の実施形態の説明］
最初に本開示の実施態様を列挙して説明する。以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。

（１）本開示の一態様に係る給電制御装置は、電流を流れる半導体スイッチをオン又はオフに切替えることによって給電を制御する給電制御装置であって、前記半導体スイッチの上流側の一端に一端が接続されている抵抗と、前記抵抗を介して流れる電流を、前記半導体スイッチの両端間の電圧に比例する電流に調整する電流調整回路と、前記抵抗を介して流れる電流の電流経路に配置される抵抗回路と、前記抵抗回路の両端間の電圧が所定電圧を超えた場合に前記半導体スイッチをオフに切替える切替え回路とを備え、前記半導体スイッチのオン抵抗値は、前記半導体スイッチの周囲温度に応じて変動し、前記抵抗回路の抵抗値は、前記周囲温度に応じて、前記オン抵抗値と異なる方向に変動する。

上記の態様にあっては、半導体スイッチを介して負荷に電流が流れる。半導体スイッチは、負荷への給電を制御するためのスイッチとして機能するだけではなく、負荷に流れる電流を検出するための抵抗としても機能する。このため、負荷を介して流れる電流の電流経路に配置される素子の数が少ないので、構成が小さく、製造費用が安価である。

半導体スイッチのオン抵抗値は、半導体スイッチがオンである場合における半導体スイッチの両端間の抵抗値である。半導体スイッチの両端間の電圧は、（オン抵抗値）・（負荷に流れる電流）で表される。「・」は積を示す。抵抗を介して流れる電流は、半導体スイッチの両端間の電圧に比例するので、抵抗回路の両端間の電圧は、（オン抵抗値）・（負荷に流れる電流）・（抵抗回路の抵抗値）に比例する。抵抗回路の抵抗値は、半導体スイッチの周囲温度に応じて、オン抵抗値とは異なる方向に変動する。例えば、オン抵抗値が上昇した場合、抵抗回路の抵抗値は低下する。

このため、半導体スイッチの周囲温度が変動した場合であっても、抵抗回路の両端間の電圧は、半導体スイッチの周囲温度に応じて殆ど変動せず、半導体スイッチを介して負荷に流れる電流に比例する。結果、半導体スイッチを介して負荷に流れる電流が一定値を超えた場合に、抵抗の両端間の電圧が所定電圧を超え、半導体スイッチがオフに切替わる。

（２）本開示の一態様に係る給電制御装置では、前記抵抗回路は、抵抗値が前記周囲温度に応じて、前記オン抵抗値と異なる方向に変動するサーミスタと、前記サーミスタに直列に接続される直列抵抗とを有する。

上記の態様にあっては、抵抗回路では、サーミスタが配置されており、サーミスタの抵抗値は、半導体スイッチの周囲温度に応じて、半導体スイッチのオン抵抗値と異なる方向に変動する。このため、抵抗回路の抵抗値は、半導体スイッチの周囲温度に応じて、半導体スイッチのオン抵抗値と異なる方向に変動する。

（オン抵抗値）・（抵抗回路の抵抗値）が半導体スイッチの周囲温度に無関係に一定である場合においては、抵抗回路の両端間の電圧は半導体スイッチの周囲温度に無関係に一定である。この場合、半導体スイッチを適切なタイミングでオフに切替えることができる。（オン抵抗値）・（サーミスタの抵抗値）が周囲温度に応じて変動する場合であっても、サーミスタに直列抵抗を直列に接続することによって、（オン抵抗値）・（抵抗回路の抵抗値）が半導体スイッチの周囲温度に無関係に一定である構成を実現することができる。

（３）本開示の一態様に係る給電制御装置では、前記抵抗回路は、前記サーミスタ及び直列抵抗の直列回路に並列に接続される並列抵抗を有する。

上記の態様にあっては、（オン抵抗値）・（サーミスタの抵抗値）が周囲温度に応じて変動する場合であっても、直列抵抗及び並列抵抗を接続することによって、（オン抵抗値）・（抵抗回路の抵抗値）が半導体スイッチの周囲温度に無関係に一定である構成を確実に実現することができる。

（４）本開示の一態様に係る給電制御装置では、前記電流調整回路は、前記電流経路にて前記抵抗の下流側に配置される可変抵抗器と、前記半導体スイッチ及び抵抗の下流側の一端の電圧が一致するように前記可変抵抗器の抵抗値を調整する抵抗調整部とを有する。

上記の態様にあっては、半導体スイッチ及び抵抗の下流側の一端の電圧が一致するように可変抵抗器の抵抗値を調整する。これにより、抵抗を介して流れる電流は、半導体スイッチの両端間の電圧を抵抗回路の抵抗値で除算した値に調整される。

［本開示の実施形態の詳細］
本開示の実施形態に係る電源システムの具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

（実施形態１）
＜電源システムの構成＞
図１は、実施形態１における電源システム１の要部構成を示すブロック図である。電源システム１は、車両に搭載されており、給電制御装置１０、直流電源１１及び負荷１２を備える。直流電源１１は、例えばバッテリである。負荷１２は、車両に搭載されている電気機器である。

給電制御装置１０は、半導体スイッチとして機能するＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ２０を有する。ＭＯＳＦＥＴ２０のドレイン及びソースそれぞれは、直流電源１１の正極及び負荷１２の一端に接続されている。直流電源１１の負極と、負荷１２の他端とは接地されている。

ＭＯＳＦＥＴ２０について、状態がオンである場合、ドレイン及びソース間の抵抗値は小さく、ドレイン及びソースを介して電流が流れることが可能である。ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値は、ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合におけるＭＯＳＦＥＴ２０のドレイン及びソース間の抵抗値である。ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合、直流電源１１の正極から、電流が、ＭＯＳＦＥＴ２０、負荷１２及び直流電源１１の負極の順に流れ、負荷１２に電力が供給される。負荷１２に電力が供給された場合、負荷１２は作動する。

ＭＯＳＦＥＴ２０について、状態がオフである場合、ドレイン及びソース間の抵抗値は十分に大きく、ドレイン及びソースを介して電流が流れることはない。ＭＯＳＦＥＴ２０がオフである場合、直流電源１１は負荷１２に電力を供給せず、負荷１２は動作を停止している。
給電制御装置１０は、ＭＯＳＦＥＴ２０をオン又はオフに切替えることによって、直流電源１１から負荷１２への給電を制御する。

＜給電制御装置１０の構成＞
給電制御装置１０は、ＭＯＳＦＥＴ２０に加えて、駆動回路２１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）２２、コンパレータ２３、装置抵抗２４、電流調整回路２５及び抵抗回路２６を有する。電流調整回路２５は、電流を調整するための調整ＦＥＴ３０及び差動増幅器３１を有する。コンパレータ２３及び差動増幅器３１それぞれは、プラス端、マイナス端及び出力端を有する。調整ＦＥＴ３０は、Ｐチャネル型のＦＥＴ(Field Effect Transistor)である。

ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートには、駆動回路２１が接続されている。駆動回路２１は、更に、マイコン２２と、コンパレータ２３の出力端とが接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインは、更に、装置抵抗２４の一端に接続されている。装置抵抗２４の他端は、電流調整回路２５の調整ＦＥＴ３０のソースに接続されている。調整ＦＥＴ３０のドレインは抵抗回路２６の一端に接続されている。抵抗回路２６の他端は接地されている。電流調整回路２５内において、調整ＦＥＴ３０のソース及びゲートそれぞれは、差動増幅器３１のマイナス端及び出力端に接続されている。差動増幅器３１のプラス端は、ＭＯＳＦＥＴ２０のソースに接続されている。抵抗回路２６の一端は、更に、コンパレータ２３のマイナス端に接続されている。

駆動回路２１は電圧を出力する。駆動回路２１の出力電圧がＭＯＳＦＥＴ２０のゲートに印加される。駆動回路２１の出力電圧の基準電位は接地電位である。駆動回路２１の出力電圧が一定のオン電圧以上の電圧である場合、ＭＯＳＦＥＴ２０はオンである。駆動回路２１の出力電圧が一定のオフ電圧未満の電圧である場合、ＭＯＳＦＥＴ２０はオフである。オン電圧はオフ電圧を超えている。オフ電圧は正の電圧である。

駆動回路２１は、出力電圧をオン電圧以上である電圧に調整することによって、ＭＯＳＦＥＴ２０をオンに切替える。駆動回路２１は、出力電圧をオフ電圧未満である電圧に調整することによって、ＭＯＳＦＥＴ２０をオフに切替える。ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合、前述したように、ＭＯＳＦＥＴ２０を介して電流が流れ、直流電源１１から負荷１２に電力が供給される。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０では、電流はＭＯＳＦＥＴ２０のドレイン及びソースの順に流れる。従って、ＭＯＳＦＥＴ２０を介して流れる電流経路において、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレイン及びソースそれぞれは、上流側及び下流側の一端である。ＭＯＳＦＥＴ２０がオフである場合、前述したように、負荷１２への給電が停止する。以下では、ＭＯＳＦＥＴ２０を介して流れる電流をスイッチ電流と記載する。

また、電流は、直流電源１１の正極から、装置抵抗２４、電流調整回路２５の調整ＦＥＴ３０及び抵抗回路２６の順に流れる。従って、抵抗回路２６において、電流調整回路２５側の一端が上流側の一端である。抵抗回路２６において、接地されている一端が下流側の一端である。以下では、装置抵抗２４を介して流れる電流を抵抗電流と記載する。抵抗電流の電流経路において、電流調整回路２５の調整ＦＥＴ３０は装置抵抗２４の下流側に配置され、抵抗回路２６は電流調整回路２５の調整ＦＥＴ３０の下流側に配置されている。

マイコン２２及びコンパレータ２３それぞれは、ハイレベル電圧及びローレベル電圧を駆動回路２１に出力する。ハイレベル電圧及びローレベル電圧の基準電位は接地電位である。ハイレベル電圧はローレベル電圧よりも高い。駆動回路２１は、マイコン２２及びコンパレータ２３の出力電圧に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２０をオン又はオフに切替える。

マイコン２２は、負荷１２を作動させる場合に出力電圧をハイレベル電圧に切替え、負荷１２の動作を停止させる場合に出力電圧をローレベル電圧に切替える。コンパレータ２３のマイナス端には、一定の所定電圧が印加されている。所定電圧は、正の電圧であり、例えば、レギュレータが直流電源１１の出力電圧を降圧することによって生成される。所定電圧の基準電位は接地電位である。コンパレータ２３のマイナス端には、基準電位が接地電位である抵抗回路２６の上流側の一端、即ち、抵抗回路２６の両端間の電圧が印加されている。以下では、抵抗回路２６の両端間の電圧を回路電圧と記載する。コンパレータ２３は、回路電圧が所定電圧以下の電圧となった場合、出力電圧をローレベル電圧からハイレベル電圧に切替える。コンパレータ２３は、回路電圧が所定電圧を超えた場合、出力電圧をハイレベル電圧からローレベル電圧に切替える。

電流調整回路２５内において、差動増幅器３１は、基準電位が接地電位である電圧を出力する。差動増幅器３１の出力電圧は調整ＦＥＴ３０のゲートに印加される。差動増幅器３１の出力電圧が高い程、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値は大きい。差動増幅器３１の出力電圧が低い程、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値は小さい。差動増幅器３１は、出力電圧を調整することによって、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値を調整する。調整ＦＥＴ３０及び差動増幅器３１それぞれは可変抵抗器及び抵抗調整部として機能する。

以下では、ＭＯＳＦＥＴ２０のソースの電圧をスイッチ電圧と記載する。装置抵抗２４の出力端の電圧を抵抗電圧と記載する。スイッチ電圧及び抵抗電圧の基準電位は接地電位である。差動増幅器３１は、スイッチ電圧から抵抗電圧を減算することによって算出される差分電圧が高い程、出力電圧を高い電圧に調整する。

差動増幅器３１は、スイッチ電圧が抵抗電圧よりも高い電圧に上昇した場合、出力電圧を上昇させる。このとき、スイッチ電圧及び抵抗電圧の差分電圧が大きい程、差動増幅器３１の出力電圧の上昇幅は大きい。これにより、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値が上昇し、装置抵抗２４を介して流れる電流が低下する。結果、装置抵抗２４において発生する電圧降下の幅が低下し、抵抗電圧は上昇する。

差動増幅器３１は、スイッチ電圧が抵抗電圧よりも低い電圧に低下した場合、出力電圧を低下させる。このとき、スイッチ電圧及び抵抗電圧の差分電圧の絶対値が大きい程、差動増幅器３１の出力電圧の低下幅は大きい。これにより、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値が低下し、装置抵抗２４を介して流れる電流が上昇する。結果、装置抵抗２４において発生する電圧降下の幅が上昇し、抵抗電圧は低下する。

以上のように、差動増幅器３１は、スイッチ電圧及び抵抗電圧が一致するように、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値を調整する。直流電源１１の両端間の電圧をＶｂと記載する。ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値をＲａと記載する。ＭＯＳＦＥＴ２０を介して流れるスイッチ電流をＩａと記載する。装置抵抗２４の抵抗値をＲｔと記載する。装置抵抗２４を介して流れる抵抗電流をＩｓと記載する。ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合、スイッチ電圧は（Ｖｂ－Ｒａ・Ｉａ）で表される。「・」は積を示す。抵抗電圧は（Ｖｂ－Ｒｔ・Ｉｓ）で表される。

スイッチ電圧は抵抗電圧に一致するので、下記式が成り立つ。
Ｖｂ－Ｒａ・Ｉａ＝Ｖｂ－Ｒｔ・Ｉｓ
この式を展開することによって下記式が得られる。
Ｉｓ＝Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ
従って、差動増幅器３１は、抵抗電流Ｉｓを（Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ）に調整する。Ｒａ・Ｉａは、ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合におけるＭＯＳＦＥＴ２０の両端間の電圧である。このため、（Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ）はＭＯＳＦＥＴ２０の両端間の電圧に比例する。

抵抗回路２６の抵抗値及び回路電圧それぞれをＲｓ及びＶｄで表す。回路電圧ＶｄはＲｓ・Ｉｓで表され、抵抗電流Ｉｓは（Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ）で表されるので、下記式が成り立つ。
Ｖｄ＝Ｒｓ・Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ

コンパレータ２３のプラス端に印加されている所定電圧をＶｒと記載する。コンパレータ２３の出力電圧は、Ｖｒ≧Ｖｄを満たす場合、ハイレベル電圧である。Ｖｒ≧Ｖｄにおいて、Ｖｄに（Ｒｓ・Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ）を代入することによって下記式が得られる。
Ｖｒ≧Ｒｓ・Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ
この式を展開することによって下記式が得られる。
Ｉａ≦（Ｒｔ・Ｖｒ）／（Ｒｓ・Ｒａ）

コンパレータ２３の出力電圧は、Ｖｒ＜Ｖｄを満たす場合、ローレベル電圧である。Ｖｒ＜Ｖｄにおいて、Ｖｄに（Ｒｓ・Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ）を代入し、式を展開する。これにより、下記式が得られる。
Ｉａ＞（Ｒｔ・Ｖｒ）／（Ｒｓ・Ｒａ）

電流閾値Ｉｔｈを下記式のように定義する。
Ｉｔｈ＝（Ｒｔ・Ｖｒ）／（Ｒｓ・Ｒａ）
コンパレータ２３は、スイッチ電流Ｉａが電流閾値Ｉｔｈ以下の電流となった場合に出力電圧をハイレベル電圧に切替え、スイッチ電流Ｉａが電流閾値Ｉｔｈを超えた場合に出力電圧をローレベル電圧に切替える。

ＭＯＳＦＥＴ２０がオフである場合、負荷１２を介して電流が流れず、スイッチ電圧がゼロＶである。このため、差動増幅器３１は、抵抗電圧をスイッチ電圧に一致させるために、調整ＦＥＴ３０のゲートの電圧を低下させる。従って、ＭＯＳＦＥＴ２０がオフである場合、調整ＦＥＴ３０のドレイン及びソース間の抵抗値は十分に小さい。従って、ＭＯＳＦＥＴ２０がオフである場合、直流電源１１の両端間の電圧は、装置抵抗２４及び抵抗回路２６によって分圧される。装置抵抗２４及び抵抗回路２６が分圧を行うことによって得られた分圧電圧がコンパレータ２３のマイナス端に印加される。

分圧電圧は所定電圧Ｖｒを超える。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０がオフである場合、コンパレータ２３はローレベル電圧を出力する。

＜給電制御装置１０の動作＞
図２は、給電制御装置１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２には、マイコン２２の出力電圧、ＭＯＳＦＥＴ２０の状態、コンパレータ２３の出力電圧及びスイッチ電流の推移が示されている。これらの推移の横軸には時間が示されている。図２では、ハイレベル電圧及びローレベル電圧それぞれはＨ及びＬで示されている。

マイコン２２の出力電圧がローレベル電圧である場合、駆動回路２１はＭＯＳＦＥＴ２０をオフに維持している。このため、スイッチ電流はゼロＡであり、コンパレータ２３の出力電圧はローレベル電圧である。

マイコン２２が出力電圧をローレベル電圧からハイレベル電圧に切替えた場合、駆動回路２１は、コンパレータ２３の出力電圧に無関係にＭＯＳＦＥＴ２０をオンに切替える。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２０を介してスイッチ電流が流れ、スイッチ電流がゼロＡから上昇する。電源システム１が正常である場合においては、ＭＯＳＦＥＴ２０がオンであるとき、スイッチ電流は電流閾値Ｉｔｈ以下の電流である。

ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合、スイッチ電流に比例する回路電圧がコンパレータ２３のマイナス端に印加される。ここで、スイッチ電流は電流閾値Ｉｔｈ以下の電流であるため、コンパレータ２３は、出力電圧を、ローレベル電圧からハイレベル電圧に切替える。

マイコン２２が出力電圧をハイレベル電圧からローレベル電圧に切替えた場合、駆動回路２１は、コンパレータ２３の出力電圧に無関係にＭＯＳＦＥＴ２０をオフに切替える。これにより、スイッチ電流はゼロＡに低下する。ＭＯＳＦＥＴ２０がオフであるので、コンパレータ２３は、出力電圧を、ハイレベル電圧からローレベル電圧に切替える。

前述したように、マイコン２２が出力電圧をローレベル電圧からハイレベル電圧に切替えた場合、駆動回路２１はＭＯＳＦＥＴ２０をオンに切替え、ＭＯＳＦＥＴ２０を介して、スイッチ電流が流れる。ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合において、スイッチ電流が電流閾値Ｉｔｈ以下の電流であるとき、コンパレータ２３はハイレベル電圧を出力している。電源システム１において故障が発生し、スイッチ電流が上昇したと仮定する。故障は、例えば、負荷１２の両端の短絡である。

スイッチ電流が電流閾値Ｉｔｈを超えた場合、コンパレータ２３は出力電圧をハイレベル電圧からローレベル電圧に切替える。マイコン２２の出力電圧がハイレベル電圧である状態でコンパレータ２３の出力電圧がハイレベル電圧からローレベル電圧に切替わった場合、駆動回路２１はＭＯＳＦＥＴ２０をオフに切替える。これにより、スイッチ電流はゼロＡに低下する。ＭＯＳＦＥＴ２０がオフに切替わるので、コンパレータ２３は、ローレベル電圧を出力し続ける。駆動回路２１は、マイコン２２の出力電圧がローレベル電圧からハイレベル電圧に切替わるまで、ＭＯＳＦＥＴ２０をオフに維持する。駆動回路２１は切替え回路として機能する。

以上のように、駆動回路２１は、スイッチ電流が電流閾値Ｉｔｈを超えた場合にＭＯＳＦＥＴ２０をオフに切替えるため、ＭＯＳＦＥＴ２０を介して過電流が流れることが防止される。ＭＯＳＦＥＴ２０を介して過電流が流れた場合、ＭＯＳＦＥＴ２０の温度が異常な温度に上昇する可能性がある。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０において故障が発生する可能性がある。

ＭＯＳＦＥＴ２０は、直流電源１１から負荷１２への給電を制御するためのスイッチとして機能するだけではなく、負荷１２に流れる電流を検出するための抵抗としても機能する。このため、スイッチ電流の電流経路に電流検出用のシャント抵抗を配置する必要がなく、スイッチ電流の電流経路に配置される素子が少ない。結果、給電制御装置１０の構成が小さく、給電制御装置１０の製造費用は安価である。

ＭＯＳＦＥＴ２０がオンである場合に流れるスイッチ電流は、負荷１２に流れるメインの電流であるので、電流閾値Ｉｔｈ未満の電流である場合であっても大きい。このため、スイッチ電流の電流経路に配置される素子は、大きな電流が流れることが許容される大型の素子であり、スイッチ電流の電流経路に配置される素子は高価である。従って、スイッチ電流の電流経路に配置される素子の数が少ない程、装置の構成が小さく、装置の製造費用が安価である。

＜ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値の温度依存性＞
図３は、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａ及び周囲温度の関係を示すグラフである。ＭＯＳＦＥＴ２０を介してスイッチ電流が流れた場合、ＭＯＳＦＥＴ２０は発熱し、ＭＯＳＦＥＴ２０の温度が上昇する。ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度は、ＭＯＳＦＥＴ２０の温度と同様に変動する。ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａは、ＭＯＳＦＥＴ２０の温度、即ち、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて変動する。図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が高い程、高い。

前述したように、電流閾値Ｉｔｈは（Ｒｔ・Ｖｒ）／（Ｒｓ・Ｒａ）で表される。ここで、Ｒｔ、Ｖｒ及びＲｓそれぞれは、装置抵抗２４の抵抗値、所定電圧及び抵抗回路２６の抵抗値である。電流閾値Ｉｔｈは、ＭＯＳＦＥＴ２０の温度、即ち、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に、一定であることが好ましい。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて変動する。

抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値と異なる方向に変動する。このため、電流閾値Ｉｔｈは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて殆ど変動することはない。
ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が上昇したことによって、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａが上昇前のオン抵抗値の２倍に上昇したと仮定する。この場合において、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓが上昇前の抵抗値の（１／２）倍に低下すれば、電流閾値Ｉｔｈは変動することはない。

電流閾値Ｉｔｈを一定の目標電流Ｉｇに維持するためには、下記式を満たす必要がある。
Ｒｓ・Ｒａ＝Ｒｔ・Ｖｒ／Ｉｇ
ここで、装置抵抗２４の抵抗値Ｒｔは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定であるので、（Ｒｔ・Ｖｒ／Ｉｇ）は定数である。抵抗回路２６として、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が変動した場合であっても、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓ及びＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａの積が一定値に維持される回路を設計すればよい。これにより、電流閾値Ｉｔｈは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定の目標電流Ｉｇに維持される。

図４は理想的な抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓの説明図である。図４の上側には、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値ＲａとＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度との関係と、抵抗回路２６の抵抗値ＲｓとＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度との理想的な関係とが示されている。図４の下側には、（Ｒａ・Ｒｓ）とＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度との関係が示されている。（Ｒｔ・Ｖｒ／Ｉｇ）をＣと記載する。Ｃは定数である。

ＭＯＳＦＥＴ２０としては、図４に示すように、予め設定されている周囲温度の設定範囲内において、オン抵抗値が周囲温度に比例するスイッチが用いられる。ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が上昇した場合、上昇する。ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の設定範囲内において抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓが（Ｃ／Ｒａ）である場合、図４の下側に示すように、（Ｒａ・Ｒｓ）は、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に定数Ｃに維持される。
従って、抵抗回路２６として、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に関して抵抗値が（Ｃ／Ｒａ）と同様に推移する回路を用いればよい。

＜抵抗回路２６の構成＞
図５は抵抗回路２６の回路図である。抵抗回路２６は、サーミスタ４０、直列抵抗４１及び並列抵抗４２を有する。サーミスタ４０の一端は調整ＦＥＴ３０のドレインに接続されている。サーミスタ４０他端に直列抵抗４１の一端が接続されている。直列抵抗４１の他端は接地されている。このように、サーミスタ４０に直列抵抗４１が直接に接続されている。サーミスタ４０及び直列抵抗４１の直列回路に並列抵抗４２が並列に接続されている。サーミスタ４０の一端は抵抗回路２６の上流側の一端である。直列抵抗４１の他端は抵抗回路２６の下流側の一端である。

サーミスタ４０の抵抗値は、サーミスタ４０の温度が上昇した場合に低下する。サーミスタ４０はＭＯＳＦＥＴ２０の近傍に配置されている。このため、サーミスタ４０の温度は、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に実質的に一致する。結果、サーミスタ４０の抵抗値は、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が上昇した場合に低下する。

従って、サーミスタ４０の抵抗値はＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じてＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値と異なる方向に変動する。このため、サーミスタ４０を有する抵抗回路２６の抵抗値も、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値と異なる方向に変動する。

ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度について、サーミスタ４０の抵抗値の推移が、図４に示す（Ｃ／Ｒａ）の推移と一致していない場合、直列抵抗４１及び並列抵抗４２を接続することによって、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓの推移を、図４に示す（Ｃ／Ｒａ）の推移に実質的に一致させることができる。

抵抗回路２６、サーミスタ４０、直列抵抗４１及び並列抵抗４２それぞれの抵抗値をＲｓ、Ｒｒ、Ｒｃ及びＲｐと記載する。抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓは下記式を満たす。
Ｒｓ＝（Ｒｒ＋Ｒｃ）・Ｒｐ／（Ｒｒ＋Ｒｃ＋Ｒｐ）

＜直列抵抗４１の効果＞
図６は直列抵抗４１の効果の説明図である。サーミスタ４０及び直列抵抗４１の直列回路の抵抗値をＲｆと記載する。直列回路の抵抗値Ｒｆは（Ｒｒ＋Ｒｃ）で表される。図６には、サーミスタ４０の抵抗値Ｒｃ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係と、直列回路の抵抗値Ｒｆ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係とが示されている。図６に示すように、サーミスタ４０の抵抗値Ｒｃは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が上昇した場合に低下する。サーミスタ４０抵抗値Ｒｃの推移は曲線を描く。

直列抵抗４１の抵抗値ＲｃはＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である。このため、サーミスタ４０に直列抵抗４１を直列に接続することによって、サーミスタ４０の抵抗値Ｒｃ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係のグラフの形状を変更せずに、抵抗値をサーミスタ４０の抵抗値Ｒｒから直列抵抗４１の抵抗値Ｒｃだけ増加させることができる。サーミスタ４０に直列抵抗４１を直列に接続することによって、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓの最小値を調整することができる。

＜並列抵抗４２の効果＞
図７は並列抵抗４２の効果の説明図である。図７には、サーミスタ４０及び直列抵抗４１の直列回路の抵抗値ＲｆとＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度との関係が示されている。図７には、更に、抵抗回路２６の抵抗値ＲｓとＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度との関係が示されている。

直列回路及び並列抵抗４２の並列回路の抵抗値は、（Ｒｆ・Ｒｐ／（Ｒｆ＋Ｒｐ））であり、直列回路の抵抗値Ｒｆよりも低い。従って、直列回路に並列抵抗４２を並列に接続することによって、抵抗値がＲｆから（Ｒｆ・Ｒｐ／（Ｒｆ＋Ｒｐ））に低下する。ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第１温度Ｔ１である場合におけるサーミスタ４０及び直列回路それぞれの抵抗値をＲｒ１及びＲｆ１と記載する。ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第２温度Ｔ２である場合におけるサーミスタ４０及び直列回路それぞれの抵抗値をＲｒ２及びＲｆ２と記載する。直列回路の抵抗値Ｒｆ１，Ｒｆ２について下記式が成り立つ。
Ｒｆ１＝Ｒｒ１＋Ｒｃ
Ｒｆ２＝Ｒｒ２＋Ｒｃ

サーミスタ４０の抵抗値Ｒｒは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が高い程、小さい。第２温度Ｔ２は第１温度Ｔ１よりも高いので、抵抗値Ｒｒ２は抵抗値Ｒｒ１よりも小さい。前述したように、直列抵抗４１の抵抗値Ｒｃは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である。従って、抵抗値Ｒｆ２は抵抗値Ｒｆ１よりも小さい。

ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第１温度Ｔ１である場合、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓは（Ｒｆ１・Ｒｐ／（Ｒｆ１＋Ｒｐ））で表される。直列回路に並列抵抗４２を並列に接続することによって、抵抗値がＲｆ１から（Ｒｆ１・Ｒｐ／（Ｒｆ１＋Ｒｐ））に低下する。同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第２温度Ｔ２である場合、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓは（Ｒｒ２・Ｒｐ／（Ｒｒ２＋Ｒｐ））で表される。直列回路に並列抵抗４２を並列に接続することによって、抵抗値がＲｒ２から（Ｒｒ２・Ｒｐ／（Ｒｒ２＋Ｒｐ））に低下する。

ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第２温度Ｔ２である場合における抵抗値の低下幅は、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第１温度Ｔ１である場合における抵抗値の低下幅よりも小さい。例えば、抵抗値Ｒｆ１、抵抗値Ｒｆ２及び抵抗値Ｒｐそれぞれが１０オーム、５オーム及び５オームであると仮定する。ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第２温度Ｔ２である場合、抵抗値は５オームから２．５オームに低下し、低下幅は２．５オームである。ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が第１温度Ｔ１である場合、抵抗値は１０オームから３．３３（＝１０／３）オームに低下し、低下幅は６．６６（＝２０／３）オームである。

直列回路の抵抗値Ｒｆが大きい程、並列抵抗４２を接続することによって生じる抵抗値の低下の幅は大きい。従って、並列抵抗４２を接続することによって、直列回路の抵抗値ＲｆとＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度との関係を示すグラフの曲率を低減することができる。曲率が低減した場合、グラフは直線に近づく。

ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度を１つの温度に固定した場合、並列抵抗４２の抵抗値が小さい程、抵抗値の低下幅は大きい。このため、グラフの曲率の低減幅は、並列抵抗４２の抵抗値Ｒｐが小さい程、大きい。グラフの曲率は、並列抵抗４２の抵抗値Ｒｐが小さい程、小さい値に低下する。

以上のことから、サーミスタ４０及び直列抵抗４１の直列回路に並列抵抗４２を並列に接続することによって、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係を示すグラフの形状を変更することができる。結果、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係を示すグラフの形状を、図４に示す（Ｃ／Ｒａ）が描くグラフの形状に実質的に一致させることができる。

抵抗回路２６は直列抵抗４１及び並列抵抗４２を有するので、（Ｒａ・Ｒｒ）が周囲温度に応じて変動する場合であっても、直列抵抗４１及び並列抵抗４２を接続することによって、（Ｒａ・Ｒｓ）がＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である構成を確実に実現することができる。前述したように、Ｒａ、Ｒｒ及びＲｓそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値、サーミスタ４０の抵抗値及び抵抗回路２６の抵抗値である。

＜給電制御装置１０の効果＞
抵抗回路２６の回路電圧Ｖｄは（Ｒｓ・Ｒａ・Ｉａ／Ｒｔ）で表される。前述したように、ＩａはＭＯＳＦＥＴ２０を介して流れるスイッチ電流である。Ｒｔは装置抵抗２４の抵抗値である。抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓは、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａとは異なる方向に変動する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が上昇した場合、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値Ｒａは上昇し、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓは低下する。

このため、ＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度が変動した場合であっても、Ｒｓ・Ｒａが実質的に一定であるので、回路電圧ＶｄはＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に応じて殆ど変動しない。回路電圧Ｖｄはスイッチ電流Ｉａに比例する。このため、スイッチ電流Ｉａが一定の電流閾値Ｉｔｈ（目標電流Ｉｇ）を超えた場合に、回路電圧Ｖｄが所定電圧Ｖｒを超え、ＭＯＳＦＥＴ２０がオフに切替わる。

（実施形態２）
実施形態１において、並列抵抗４２が接続される場所は、サーミスタ４０及び直列抵抗４１の直列回路の両端間に限定されない。
以下では、実施形態２について、実施形態１と異なる点を説明する。後述する構成を除く他の構成は実施形態１と共通している。このため、実施形態１と共通する構成部には、実施形態１と同一の参照符号を付してその説明を省略する。

＜抵抗回路２６の構成＞
図８は実施形態２における抵抗回路２６の回路図である。実施形態２における抵抗回路２６では、サーミスタ４０及び直列抵抗４１の直列回路ではなく、サーミスタ４０に並列抵抗４２が並列に接続されている。

サーミスタ４０に並列抵抗４２を並列に接続することによって、サーミスタ４０の抵抗値Ｒｒ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係を示すグラフの曲率が低減され、このグラフの形状が変更される。サーミスタ４０及び並列抵抗４２の並列回路に直列抵抗４１を直列に接続することによって、並列回路の抵抗値及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係のグラフの形状を変更せずに、抵抗値を並列回路の抵抗値から直列抵抗４１の抵抗値Ｒｃだけ増加させることができる。

従って、サーミスタ４０に並列抵抗４２を並列に接続することによって、実施形態１と同様に、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓ及びＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度の関係を示すグラフの形状を、図４に示す（Ｃ／Ｒａ）が描くグラフの形状に実質的に一致させることができる。更に、並列回路に直列抵抗４１を直列に接続することによって、実施形態１と同様に、抵抗回路２６の抵抗値Ｒｓの最小値を調整することができる。結果、（Ｒａ・Ｒｒ）が周囲温度に応じて変動する場合であっても、直列抵抗４１及び並列抵抗４２を接続することによって、（Ｒａ・Ｒｓ）がＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である構成を確実に実現することができる。実施形態１の説明で述べたように、Ｒａ、Ｒｒ及びＲｓそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値、サーミスタ４０の抵抗値及び抵抗回路２６の抵抗値である。

＜給電制御装置１０の効果＞
実施形態２における給電制御装置１０は、実施形態１における給電制御装置１０が奏する効果を同様に奏する。

＜変形例＞
実施形態１において、サーミスタ４０に直列抵抗４１を直列に接続することによって、（Ｒａ・Ｒｓ）がＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である構成を実現することができる場合、抵抗回路２６は並列抵抗４２を有していなくてもよい。実施形態２において、サーミスタ４０に並列抵抗４２を並列に接続することによって、（Ｒａ・Ｒｓ）がＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である構成を実現することができる場合、抵抗回路２６は直列抵抗４１を有していなくてもよい。この場合、サーミスタ４０の他端は、抵抗電流の電流経路において下流側の一端であり、接地される。

実施形態１，２において、（Ｒａ・Ｒｒ）がＭＯＳＦＥＴ２０の周囲温度に無関係に一定である場合、抵抗回路２６は直列抵抗４１及び並列抵抗４２を有していなくてもよい。実施形態１の説明で述べたように、Ｒｒはサーミスタ４０の抵抗値である。抵抗回路２６が直列抵抗４１及び並列抵抗４２を有しない場合、サーミスタ４０の他端は、抵抗電流の電流経路において下流側の一端であり、接地される。

実施形態１，２において、直流電源１１及び負荷１２間に接続されるスイッチは、半導体スイッチであればよいので、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ２０に限定されない。直流電源１１及び負荷１２間に接続されるスイッチは、ＭＯＳＦＥＴとは異なるＮチャネル型のＦＥＴ、Ｐチャネル型のＦＥＴ又はＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等であってもよい。

実施形態１，２において、電流調整回路２５が有する可変抵抗器は、調整ＦＥＴ３０、即ち、Ｐチャネル型のＦＥＴに限定されない。可変抵抗器は、例えば、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタであってもよい。この場合、バイポーラトランジスタのエミッタ、コレクタ及びベースそれぞれは、調整ＦＥＴ３０のソース、ドレイン及びゲートに対応する。

開示された実施形態１，２はすべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上述した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電源システム
１０ 給電制御装置
１１ 直流電源
１２ 負荷
２０ ＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチ）
２１ 駆動回路（切替え回路）
２２ マイコン
２３ コンパレータ
２４ 装置抵抗
２５ 電流調整回路
２６ 抵抗回路
３０ 調整ＦＥＴ（可変抵抗器）
３１ 差動増幅器（抵抗調整部）
４０ サーミスタ
４１ 直列抵抗
４２ 並列抵抗

Claims (4)

1. 電流を流れる半導体スイッチをオン又はオフに切替えることによって給電を制御する給電制御装置であって、
   前記半導体スイッチの上流側の一端に一端が接続されている抵抗と、
   前記抵抗を介して流れる電流を、前記半導体スイッチの両端間の電圧に比例する電流に調整する電流調整回路と、
   前記抵抗を介して流れる電流の電流経路に配置される抵抗回路と、
   前記抵抗回路の両端間の電圧が所定電圧を超えた場合に前記半導体スイッチをオフに切替える切替え回路と
   を備え、
   前記半導体スイッチのオン抵抗値は、前記半導体スイッチの周囲温度に応じて変動し、
   前記抵抗回路の抵抗値は、前記周囲温度に応じて、前記オン抵抗値と異なる方向に変動する
   給電制御装置。
2. 前記抵抗回路は、
   抵抗値が前記周囲温度に応じて、前記オン抵抗値と異なる方向に変動するサーミスタと、
   前記サーミスタに直列に接続される直列抵抗と
   を有する請求項１に記載の給電制御装置。
3. 前記抵抗回路は、前記サーミスタ及び直列抵抗の直列回路に並列に接続される並列抵抗を有する請求項２に記載の給電制御装置。
4. 前記電流調整回路は、
   前記電流経路にて前記抵抗の下流側に配置される可変抵抗器と、
   前記半導体スイッチ及び抵抗の下流側の一端の電圧が一致するように前記可変抵抗器の抵抗値を調整する抵抗調整部と
   を有する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の給電制御装置。

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