JP7378630B2

JP7378630B2 - Electric motor control device

Info

Publication number: JP7378630B2
Application number: JP2022551102A
Authority: JP
Inventors: 潤起石崎; 和憲坂廼邉; 康彦和田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-09-28
Filing date: 2020-09-28
Publication date: 2023-11-13
Anticipated expiration: 2040-09-28
Also published as: WO2022064702A1; JPWO2022064702A1

Description

本開示は、電動機制御装置に関する。 The present disclosure relates to a motor control device.

特許第５６１１００９号公報には、逆相電力を補償可能な不平衡補償装置が開示されている。この不平衡補償装置は、スコット結線変圧器と、スコット結線変圧器の２つの単相側に接続され、かつ互いに直流側を接続された２つの単相インバータと、制御回路とを備える。制御回路は、２つの単相インバータの電流を制御することで、負荷電流の補償電流を調整する。 Japanese Patent No. 5611009 discloses an unbalance compensator capable of compensating for negative phase power. This unbalance compensator includes a Scott connection transformer, two single-phase inverters connected to two single-phase sides of the Scott connection transformer, and whose DC sides are connected to each other, and a control circuit. The control circuit adjusts the compensation current of the load current by controlling the currents of the two single-phase inverters.

特許第５６１１００９号公報Patent No. 5611009

特許第５６１１００９号公報に開示された不平衡補償装置では、３相交流のうち２相の電流を検出して不平衡成分を抽出して制御する。この方法では、２相の電流検出回路に経年劣化または回路ばらつきなどによるゲイン誤差があった場合、逆相電流が流れているかの如く判断される恐れがあり、逆相電流の誤検出および逆相電流の誤注入を防止することができない。 The unbalance compensator disclosed in Japanese Patent No. 5611009 detects two-phase currents of three-phase alternating current, extracts unbalanced components, and controls the unbalanced components. With this method, if there is a gain error due to aging or circuit variations in the two-phase current detection circuit, there is a risk that it will be judged as if a negative phase current is flowing, resulting in incorrect detection of negative phase current and negative phase current detection. It is not possible to prevent incorrect current injection.

本開示は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、電流検出回路にゲイン誤差が生じても、演算に用いる電流検出値を補正することで電流の不平衡補償の精度を向上させ、逆相電流の誤検出が防止された電動機制御装置を提供することを目的とする。 The present disclosure has been made to solve the above-mentioned problems, and even if a gain error occurs in the current detection circuit, the accuracy of current imbalance compensation can be improved by correcting the current detection value used for calculation. It is an object of the present invention to provide a motor control device that improves this and prevents erroneous detection of negative sequence current.

本開示は、電動機制御装置に関する。電動機制御装置は、電源からの電力を変換し、電動機に交流電力を供給する電力変換装置と、電動機に流れる電流を検出する電流検出装置と、電動機の入力電力線のうちの２相に電流を流して２相間の電流検出装置のゲイン誤差を検出し、ゲイン誤差を補償した駆動信号を電力変換装置に出力する制御部とを備える。 The present disclosure relates to a motor control device. The motor control device consists of a power conversion device that converts power from a power source and supplies alternating current power to the motor, a current detection device that detects the current flowing to the motor, and a current that flows through two phases of the input power line of the motor. and a control unit that detects a gain error of the current detection device between the two phases and outputs a drive signal with the gain error compensated for to the power conversion device.

本開示の電動機制御装置によれば、電流検出回路のゲイン誤差が補償されるように電流検出値を補正することによって、インバータの逆相電流を精度よく検出することができる。このため、電流の不平衡補償および電動機の故障検出等の逆相電流情報に基づく制御および判断を精度よく行なうことができるという効果が得られる。 According to the motor control device of the present disclosure, by correcting the current detection value so that the gain error of the current detection circuit is compensated, it is possible to accurately detect the negative sequence current of the inverter. Therefore, it is possible to accurately perform control and judgment based on the negative phase current information, such as current imbalance compensation and motor failure detection.

本実施の形態に係る電力変換装置の一構成例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an example of a configuration of a power conversion device according to an embodiment. 制御部１の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing the configuration of a control section 1. FIG. ゲイン誤差補償部１１の一構成例を示すブロック図である。2 is a block diagram showing an example of the configuration of a gain error compensator 11. FIG. 速度制御部１２の一構成例を示す機能ブロック図である。2 is a functional block diagram showing an example of the configuration of a speed control section 12. FIG. 電力変換装置３の一構成例を示すブロック図である。3 is a block diagram showing an example of a configuration of a power conversion device 3. FIG. 図５に示した電力変換装置において実行されるＰＷＭ制御の一例を示す波形図である。6 is a waveform diagram showing an example of PWM control executed in the power conversion device shown in FIG. 5. FIG. ゲイン誤差補償部１１の動作手順を示すフローチャートである。3 is a flowchart showing the operation procedure of the gain error compensator 11. FIG.

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組み合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。なお、以下の図は各構成部材の大きさの関係が実際のものとは異なる場合がある。 Embodiments of the present disclosure will be described in detail below with reference to the drawings. Although a plurality of embodiments will be described below, it has been planned from the beginning of the application to appropriately combine the configurations described in each embodiment. In addition, the same reference numerals are attached to the same or corresponding parts in the drawings, and the description thereof will not be repeated. Note that in the following figures, the size relationship of each component may differ from the actual one.

図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の一構成例を示すブロック図である。電動機制御装置１００は、電源４と、電源４に接続される電力変換装置３と、電流検出装置７と、制御部１とを備える。制御部１は、電流検出装置７で発生したゲイン誤差を補償するゲイン誤差補償部１１と、速度制御部１２とを含む。本実施の形態では、電源４は、電力変換装置３を介して、電動機２に電力を供給する直流電圧源である。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a power conversion device according to the present embodiment. The motor control device 100 includes a power source 4 , a power conversion device 3 connected to the power source 4 , a current detection device 7 , and a control section 1 . The control section 1 includes a gain error compensation section 11 that compensates for a gain error generated in the current detection device 7, and a speed control section 12. In this embodiment, power supply 4 is a DC voltage source that supplies power to electric motor 2 via power converter 3 .

電動機２は、たとえば、３相交流電動機であり、３相の入力電力線５によって電力変換装置３と接続されている。３相の入力電力線５には、電流検出装置７が設けられる。制御部１は、信号線６によって電流検出装置７と接続されている。 The electric motor 2 is, for example, a three-phase AC motor, and is connected to the power conversion device 3 via a three-phase input power line 5. The three-phase input power line 5 is provided with a current detection device 7 . The control unit 1 is connected to a current detection device 7 by a signal line 6.

電動機２は、図に示さない回転子および固定子を有する。固定子は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の３相の巻線を有する。回転子には永久磁石が設けられている。電力変換装置３から電動機２に印加される３相電圧の変化に応じて各巻線に電流が流れる。固定子は、各巻線に流れる電流によって、回転子の周囲に回転磁界を発生させる。 The electric motor 2 has a rotor and a stator (not shown). The stator has three phase windings: U phase, V phase, and W phase. The rotor is equipped with permanent magnets. Current flows through each winding in response to changes in the three-phase voltage applied from the power conversion device 3 to the motor 2. The stator generates a rotating magnetic field around the rotor by the current flowing through each winding.

電動機制御装置１００には、電動機に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流検出装置７が設けられている。電流検出装置７で用いられる電流センサは、たとえば、ホール素子型電流センサである。ホール素子型電流センサは、測定対象の電流によって発生する磁束を電圧に変換する。ホール素子型電流センサから出力される電圧は、測定対象の電流値に相当する電圧である。電流検出装置７は、信号線６によって制御部１と接続されている。電流検出装置７は、検出した各相の電流値を、信号線６を介して制御部１に送信する。 The motor control device 100 is provided with a current detection device 7 that detects currents Iu, Iv, and Iw flowing through the motor. The current sensor used in the current detection device 7 is, for example, a Hall element type current sensor. A Hall element type current sensor converts magnetic flux generated by a current to be measured into voltage. The voltage output from the Hall element type current sensor is a voltage corresponding to the current value of the object to be measured. The current detection device 7 is connected to the control section 1 by a signal line 6. The current detection device 7 transmits the detected current value of each phase to the control unit 1 via the signal line 6.

制御部１は、電流検出装置７で検出した電流値を補償するゲイン誤差補償部１１と、電動機２の速度制御を行なう電力変換装置３に指令を出す速度制御部１２とを備える。速度制御部１２は、ゲイン誤差補償部１１または電流検出装置７から受信した電流値に基づいて指令を決定する。指令は、たとえば、電動機２の回転速度の指令値である速度指令値ω＿ｒｅｆに対応する電圧指令値Ｖｕｖｗ＿ｒｅｆ、および電動機の回転の停止を指示する停止指令ＣＳなどである。制御部１は、電力変換装置３に停止指令ＣＳを出す場合、停止指令ＣＳを示す通常停止信号を電力変換装置３に送信する。 The control unit 1 includes a gain error compensation unit 11 that compensates for the current value detected by the current detection device 7, and a speed control unit 12 that issues a command to the power conversion device 3 that controls the speed of the electric motor 2. The speed control unit 12 determines a command based on the current value received from the gain error compensation unit 11 or the current detection device 7. The commands include, for example, a voltage command value Vuvw_ref corresponding to a speed command value ω_ref, which is a command value for the rotational speed of the electric motor 2, and a stop command CS that instructs to stop the rotation of the electric motor. When issuing a stop command CS to the power converter 3, the control unit 1 transmits a normal stop signal indicating the stop command CS to the power converter 3.

図２は、制御部１の構成を示すブロック図である。図１では、機能ブロックとして制御部１は、ゲイン誤差補償部１１と速度制御部１２とを含んでいるが、実際のハードウエア構成については、たとえば、マイクロコンピュータを含む。 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the control section 1. As shown in FIG. In FIG. 1, the control section 1 includes a gain error compensation section 11 and a speed control section 12 as functional blocks, but the actual hardware configuration includes, for example, a microcomputer.

具体的には、制御部１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１Ａと、メモリ（ＲＯＭ（Read Only Memory）およびＲＡＭ（Random Access Memory））１Ｂと、各種信号を入力するための図示しない入出力装置等を含んで構成される。ＣＰＵ１Ａは、ＲＯＭに格納されているプログラムをＲＡＭ等に展開して実行する。ＲＯＭに格納されるプログラムは、制御部１の処理手順が記されたプログラムである。制御部１は、これらのプログラムに従って、電力変換装置３の制御を実行する。すなわち、ＣＰＵ１Ａはメモリ１Ｂが記憶するプログラムに従って、ゲイン誤差補償部１１および速度制御部１２に相当する処理を実行する。この処理については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で処理することも可能である。なお、速度制御部１２とゲイン誤差補償部１１は、図２に示すように同じＣＰＵが制御する１つの制御部であっても良いが、異なるＣＰＵによって制御される別々の制御部であっても良い。 Specifically, the control unit 1 includes a CPU (Central Processing Unit) 1A, a memory (ROM (Read Only Memory) and RAM (Random Access Memory)) 1B, and an input/output device (not shown) for inputting various signals. It consists of: The CPU 1A expands the program stored in the ROM into a RAM or the like and executes the program. The program stored in the ROM is a program in which the processing procedure of the control unit 1 is written. The control unit 1 executes control of the power conversion device 3 according to these programs. That is, the CPU 1A executes processing corresponding to the gain error compensator 11 and the speed controller 12 according to the program stored in the memory 1B. This processing is not limited to software processing, but may also be performed using dedicated hardware (electronic circuits). Note that the speed control section 12 and the gain error compensation section 11 may be one control section controlled by the same CPU as shown in FIG. 2, but they may be separate control sections controlled by different CPUs. good.

図３は、ゲイン誤差補償部１１の一構成例を示すブロック図である。ゲイン誤差補償部１１は、電流検出信号のオフセット補正処理を行なうオフセット処理部２１と、オフセット補正処理後の値の絶対値変換を行なう絶対値変換部２２と、２相の電流検出信号のゲイン誤差を調整する誤差調整部２３と、電流検出装置７における故障の有無を判定する故障判定部１１５とを備える。 FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the gain error compensator 11. As shown in FIG. The gain error compensation unit 11 includes an offset processing unit 21 that performs offset correction processing of the current detection signal, an absolute value conversion unit 22 that performs absolute value conversion of the value after the offset correction processing, and a gain error compensation unit 21 that performs offset correction processing of the current detection signal. and a failure determination unit 115 that determines whether or not there is a failure in the current detection device 7.

電流検出装置７の故障を検知できずに電力変換装置３が電動機２を駆動すると、電動機２に減磁レベル以上の電流が流れ、電動機２の回転子の永久磁石が減磁に至る恐れがある。このため、電流検出装置７の故障の有無を判定することは重要である。ゲイン誤差補償部１１は、電流検出装置７に故障が発生したと判定すると、故障に起因して停止を指示する停止指令ＣＳに対応する故障停止信号および故障発報を行なう報知信号を電力変換装置３に送信する。 If the power conversion device 3 drives the motor 2 without detecting a failure in the current detection device 7, a current exceeding the demagnetization level will flow through the motor 2, and the permanent magnets of the rotor of the motor 2 may become demagnetized. . Therefore, it is important to determine whether there is a failure in the current detection device 7. When determining that a failure has occurred in the current detection device 7, the gain error compensator 11 sends a failure stop signal corresponding to a stop command CS instructing a stop due to the failure and a notification signal for issuing a failure notification to the power converter. Send to 3.

図１に示したゲイン誤差補償部１１は、ゲインの基準とするＵ相を含む２相に電流を入力しゲイン誤差を検出し、電流検出値を補償および電流検出装置の故障判定を行なう制御装置である。図３に示すゲイン誤差補償部１１の一構成例は、Ｕ－Ｖ間に電流を入力した場合の構成例である。Ｕ－Ｖ相間で補正係数が閾値以内となるゲイン誤差が発生した場合、Ｕ相のゲインを基準とし、Ｖ相のゲインを補償する。補正係数が閾値以上となるゲイン誤差が発生した場合は、電力変換装置３を停止し、故障発報する。 The gain error compensator 11 shown in FIG. 1 is a control device that inputs current into two phases including the U phase used as a gain reference, detects a gain error, compensates the detected current value, and determines a failure of the current detection device. It is. One configuration example of the gain error compensator 11 shown in FIG. 3 is a configuration example when a current is input between UV and V. If a gain error occurs in which the correction coefficient is within the threshold value between the UV phases, the gain of the V phase is compensated using the gain of the U phase as a reference. If a gain error occurs in which the correction coefficient is equal to or greater than the threshold value, the power converter 3 is stopped and a failure is reported.

ここで、「ゲイン」は、電流センサに入力される電流の変化量と電流センサが出力する検出値の変化量との比を示し、「ゲイン誤差」は各電流センサの初期ばらつき、各電流センサの温度ばらつき、各電流センサの経年劣化によるばらつき、回路ばらつきなどによる各相の電流センサ感度誤差などにより発生する。本実施の形態では、基準相としたＵ相ゲインとＶ相ゲインまたはＷ相ゲインとの差がゲイン誤差となる。具体例として、Ｕ相ゲインＧｕ０、Ｗ相ゲインＧｗ０とした場合、Ｇｕ０／Ｇｗ０≠１であれば、ゲイン誤差ありの状態となる。また、補正係数は、最終Ｇｕ０／Ｇｗ０≒１／（（Ｔ_１ｓ（Ｔ_２ｓ＋１））となる。Here, "gain" indicates the ratio between the amount of change in the current input to the current sensor and the amount of change in the detected value output by the current sensor, and "gain error" refers to the initial variation of each current sensor, and the amount of change in the detected value output by the current sensor. This is caused by temperature variations in each current sensor, variations due to age-related deterioration of each current sensor, and errors in the current sensor sensitivity of each phase due to circuit variations. In this embodiment, the difference between the U-phase gain and the V-phase gain or W-phase gain, which are used as the reference phase, becomes the gain error. As a specific example, when the U-phase gain Gu0 and the W-phase gain Gw0 are set, if Gu0/Gw0≠1, a state with a gain error occurs. Further, the correction coefficient is final Gu0/Gw0≈1/((T ₁ s(T ₂ s+1)).

ゲイン誤差補償部１１は、オフセット算出部１１０と、Ａ／Ｄ変換器１１１と、絶対値変換部１１２，１１３と、調整項１１４と、故障判定部１１５、減算器１１６，１１７，１２０と、乗算器１１８，１１９とを備える。 The gain error compensation unit 11 includes an offset calculation unit 110, an A/D converter 111, absolute value conversion units 112 and 113, an adjustment term 114, a failure determination unit 115, subtracters 116, 117, and 120, and a multiplication 118 and 119.

Ａ／Ｄ変換器１１１は、電流検出装置７から３相のうち２相の電流を検出しデジタル信号に変換する。 The A/D converter 111 detects two of the three phases of current from the current detection device 7 and converts it into a digital signal.

オフセット算出部１１０は、電流オフセットＩｕ＿ｏｆｓ、Ｉｖ＿ｏｆｓを出力する。オフセット算出部１１０は、中点電圧ばらつき、中点電圧温度特性、中点電圧レシオメトリックなどに基づいて算出した中点電圧から、このときの電流における出力電圧ずれを算出し、この出力電圧のずれから中点電圧を引いたものを除去すべきオフセット電圧とする。さらに、オフセット算出部１１０は、オフセット算出部の内部に記憶されている電圧から電流に換算するゲイン（電流センサなどにより決定）でオフセット電圧を割り算し、除去すべき電流オフセットＩｕ＿ｏｆｓ、Ｉｖ＿ｏｆｓを算出する。 The offset calculation unit 110 outputs current offsets Iu_ofs and Iv_ofs. The offset calculation unit 110 calculates the output voltage deviation in the current from the midpoint voltage calculated based on the midpoint voltage variation, the midpoint voltage temperature characteristic, the midpoint voltage ratiometric, etc., and calculates the output voltage deviation. The offset voltage to be removed is obtained by subtracting the midpoint voltage from . Further, the offset calculation unit 110 divides the offset voltage by a gain (determined by a current sensor, etc.) that converts the voltage into a current stored inside the offset calculation unit, and calculates the current offsets Iu_ofs and Iv_ofs to be removed. .

減算器１１６は、電流値Ｉｕｉｎから電流オフセットＩｕ＿ｏｆｓを減算する。減算器１１７は、電流値Ｉｖｉｎから電流オフセットＩｖ＿ｏｆｓを減算する。 Subtractor 116 subtracts current offset Iu_ofs from current value Iuin. Subtractor 117 subtracts current offset Iv_ofs from current value Ivin.

ＶＤＤは電流検出装置７の電源電圧である。オフセット算出部１１０では、中点電圧温度特性［Ｖ］と中点電圧レシオメトリック［％］を記憶しているものとする。電流値Ｉｕｉｎからオフセット算出部１１０で算出した電流オフセットＩｕ＿ｏｆｓを減算器１１６で引き算することがオフセット処理になる。オフセット算出部１１０で保持する電圧から電流に換算するゲインは最終的に補正係数により補正される。終了時のみ最終的な補正係数の算出処理が行なわれ、オフセット算出部に補正係数の情報が送信され、電圧から電流に換算するゲインが補正される。最終的な補正係数の算出処理が終了時のみの処理であるため、図３には該当する矢印を記載していない。 VDD is the power supply voltage of the current detection device 7. It is assumed that the offset calculation unit 110 stores the midpoint voltage temperature characteristic [V] and the midpoint voltage ratiometric [%]. Offset processing involves subtracting the current offset Iu_ofs calculated by the offset calculation unit 110 from the current value Iuin by the subtracter 116. The gain converted into current from the voltage held by the offset calculation unit 110 is finally corrected by the correction coefficient. A final correction coefficient calculation process is performed only at the end of the process, and information on the correction coefficient is transmitted to the offset calculation unit, and the gain converted from voltage to current is corrected. Since the final correction coefficient calculation process is performed only at the end, corresponding arrows are not shown in FIG.

絶対値変換部１１２，１１３は、減算器１１６，１１７でオフセット除去分が減算されたオフセット処理後の電流値をそれぞれ絶対値変換する。調整項１１４は、絶対値変換後の２相間のゲイン誤差を調整する。 Absolute value converters 112 and 113 convert the offset-processed current values from which the offset removal amount has been subtracted by subtracters 116 and 117 into absolute values, respectively. The adjustment term 114 adjusts the gain error between the two phases after absolute value conversion.

図３において調整項１１４として、１／（（Ｔ_１ｓ（Ｔ_２ｓ＋１））が記載されている。ここで、Ｔ_１は時定数である。Ｔ_１は、リプルよりはるかに大きい値を設定するため数１０秒以上の時定数になる。Ｔ_２はフィルタの時定数である。ｓはラプラス変換の変数になり、jωでも表現できる。ｓは計算上では微分を表現し、１／ｓで積分を表現する。In FIG. 3, 1/((T ₁ s(T ₂ s+1)) is described as the adjustment term 114. Here, T ₁ is a time constant. T ₁ is set to a value much larger than the ripple. Therefore, the time constant is several tens of seconds or more. _T2 is the time constant of the filter. s is a variable of the Laplace transform and can also be expressed as jω. s represents the differential in calculation, and is expressed as 1/s. Express an integral.

今回、調整項１１４として記載した補正係数を１／（（Ｔ_１ｓ（Ｔ_２ｓ＋１））としているが、これは積分の平均値１／Ｔ_１ｓとローパスフィルタの伝達関数１／（Ｔ_２ｓ＋１）の組み合わせに相当する。This time, the correction coefficient described as the adjustment term 114 is 1/((T ₁ s(T ₂ s+1)), which is the average value of the integral 1/T ₁ s and the transfer function of the low-pass filter 1/(T 2 s+ ₁ ). s+1).

ローパスフィルタ伝達関数については、ＲＣフィルタ回路を例として説明する。ＲＣフィルタ回路において、Ｒ（抵抗）とＣ（コンデンサ）に流れる電流をｉとすると、フィルタの入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、および伝達関数Ｈ（ｓ）は以下のように表わされる。
Ｖｉｎ＝Ｒｉ＋ｉ／ｊωＣ
Ｖｏｕｔ＝ｉ／ｊωＣ
Ｈ（ｓ）＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
また、ラプラス変換の変数をｊω＝ｓ、フィルタ時定数をＲＣ＝Ｔとすると、伝達関数Ｈ（ｓ）は次式のように表わされる。
Ｈ（ｓ）＝１／（ｓＴ＋１）
フィルタ時定数Ｔは電流検出装置および使用する電流値などにより適切な値に設定することが可能である。The low-pass filter transfer function will be explained using an RC filter circuit as an example. In the RC filter circuit, when the current flowing through R (resistor) and C (capacitor) is i, the input voltage Vin, output voltage Vout, and transfer function H(s) of the filter are expressed as follows.
Vin=Ri+i/jωC
Vout=i/jωC
H(s)=Vout/Vin
Furthermore, when the Laplace transform variable is jω=s and the filter time constant is RC=T, the transfer function H(s) is expressed as the following equation.
H(s)=1/(sT+1)
The filter time constant T can be set to an appropriate value depending on the current detection device and the current value used.

故障判定部１１５は、電流検出装置７の故障を判定する。絶対値変換後の２相間の差分とゲイン調整項との積で表される補正係数gain_adj_fltが予め定めた閾値以上となった場合、故障判定部１１５は、電流検出装置７が故障したと判定し、電力変換装置３を停止させ、図示しない表示装置または報知装置によって故障を発報する。補正係数gain_adj_fltが閾値以下であれば、ゲイン誤差補償部１１は、ゲイン誤差の補償を行なった後、電動機２の起動処理に移行する。本実施の形態ではＵ相をゲインの基準とし、Ｖ相およびＷ相のゲインを補償したが、Ｖ相またはＷ相を基準としゲインを補償してもよい。 The failure determination unit 115 determines whether the current detection device 7 has failed. If the correction coefficient gain_adj_flt, which is expressed as the product of the difference between the two phases after absolute value conversion and the gain adjustment term, exceeds a predetermined threshold, the failure determination unit 115 determines that the current detection device 7 has failed. , the power conversion device 3 is stopped, and a failure is reported by a display device or a notification device (not shown). If the correction coefficient gain_adj_flt is less than or equal to the threshold value, the gain error compensator 11 compensates for the gain error, and then proceeds to start-up processing of the electric motor 2. In this embodiment, the U phase is used as a gain reference and the gains of the V and W phases are compensated, but the gains may be compensated using the V phase or W phase as a reference.

以上示したように、ゲイン誤差補償部１１は、電流検出装置７のオフセット誤差だけでなくゲイン誤差も補償した電流値を示す補償信号Ｉｕｖｗ＿ａｄｊを出力する。なお、補償信号Ｉｕｖｗ＿ａｄｊは、３相分の補償信号Ｉｕ＿ａｄｊ，Ｉｖ＿ａｄｊ，Ｉｗ＿ａｄｊを含む。 As described above, the gain error compensator 11 outputs the compensation signal Iuvw_adj indicating a current value that compensates not only the offset error but also the gain error of the current detection device 7. Note that the compensation signal Iuvw_adj includes compensation signals Iu_adj, Iv_adj, and Iw_adj for three phases.

補償信号Ｉｕ＿ａｄｊ，Ｉｖ＿ａｄｊは、図３において、補償信号Ｉｕｖ＿ａｄｊとして示されている。Ｕ－Ｗ相間のゲイン誤差を補償する補償信号Ｉｗ＿ａｄｊは、図３に示すゲイン誤差補償部１１の構成においてＶ相の代わりにＷ相の電流検出信号を入力した誤差補償部をさらに追加すれば、同様に生成することができる。 Compensation signals Iu_adj, Iv_adj are shown in FIG. 3 as compensation signal Iuv_adj. The compensation signal Iw_adj that compensates for the gain error between the U and W phases can be obtained by adding an error compensation section to which the W-phase current detection signal is input instead of the V-phase in the configuration of the gain error compensation section 11 shown in FIG. It can be generated similarly.

続いて、図１に示した速度制御部１２の構成を説明する。図４は、速度制御部１２の一構成例を示す機能ブロック図である。速度制御部１２は、外部の上位制御部から回転数指令値ω＿ｒｅｆを受け、３相分の電流の補償信号Ｉｕｖｗ＿ａｄｊをゲイン誤差補償部１１から受ける。 Next, the configuration of the speed control section 12 shown in FIG. 1 will be explained. FIG. 4 is a functional block diagram showing an example of the configuration of the speed control section 12. As shown in FIG. The speed control unit 12 receives a rotation speed command value ω_ref from an external higher-level control unit, and receives a compensation signal Iuvw_adj of three-phase currents from the gain error compensation unit 11.

速度制御部１２は、座標変換器１２６と、速度推定器１２７と、励磁電流生成器１２１と、ＰＩ制御器１２２と、ＰＩ制御器１２４と、ＰＩ制御器１２５と、座標変換器１２３、減算器１２８～１３０とを備える。 The speed control unit 12 includes a coordinate converter 126, a speed estimator 127, an exciting current generator 121, a PI controller 122, a PI controller 124, a PI controller 125, a coordinate converter 123, and a subtracter. 128 to 130.

座標変換器１２６は、補償信号Ｉｕｖｗ＿ａｄｊ、位相推定値θ＿ｅｓｔに基づいてｄｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑを生成する。 The coordinate converter 126 generates dq-axis current values Id and Iq based on the compensation signal Iuvw_adj and the estimated phase value θ_est.

速度推定器１２７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉｑに基づいて速度推定値ω＿ｅｓｔおよび位相推定値θ＿ｅｓｔを生成する。 Speed estimator 127 generates speed estimated value ω_est and phase estimated value θ_est based on d-axis voltage command value Vd_ref, q-axis voltage command value Vq_ref, d-axis current value Id, and q-axis current value Iq.

励磁電流生成器１２１は、速度指令値ω＿ｒｅｆからｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆを生成する。 Excitation current generator 121 generates d-axis current command value Id_ref from speed command value ω_ref.

減算器１２９は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとｄ軸電流値Ｉｄとの差分を出力する。ＰＩ制御器１２２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとｄ軸電流値Ｉｄとの差分に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆを生成する。 Subtractor 129 outputs the difference between d-axis current command value Id_ref and d-axis current value Id. The PI controller 122 generates a d-axis voltage command value Vd_ref based on the difference between the d-axis current command value Id_ref and the d-axis current value Id.

減算器１２８は、速度指令値ω＿ｒｅｆと推定速度値ω＿ｅｓｔとの差分を出力する。ＰＩ制御器１２４は、速度指令値ω＿ｒｅｆと推定速度値ω＿ｅｓｔとの差分に基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを生成する。 Subtractor 128 outputs the difference between speed command value ω_ref and estimated speed value ω_est. The PI controller 124 generates a q-axis current command value Iq_ref based on the difference between the speed command value ω_ref and the estimated speed value ω_est.

減算器１３０は、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流値Ｉｑとの差分を出力する。ＰＩ制御器１２５は、ｑ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流値Ｉｑとの差分に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを生成する。 The subtracter 130 outputs the difference between the q-axis current command value Id_ref and the q-axis current value Iq. The PI controller 125 generates a q-axis voltage command value Vq_ref based on the difference between the q-axis current command value Id_ref and the q-axis current value Iq.

座標変換器１２３は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆに基づいて３相電圧指令値Ｖｕｖｗ＿ｒｅｆを生成する。 Coordinate converter 123 generates three-phase voltage command value Vuvw_ref based on d-axis voltage command value Vd_ref and q-axis voltage command value Vq_ref.

速度制御部１２は、３相電圧指令値Ｖｕｖｗ＿ｒｅｆを電力変換装置３に出力して、インバータに対してＰＷＭ制御を行なう。 The speed control unit 12 outputs the three-phase voltage command value Vuvw_ref to the power conversion device 3 and performs PWM control on the inverter.

次に、図１に示した電力変換装置３の構成を説明する。図５は、電力変換装置３の一構成例を示すブロック図である。電力変換装置３は、電源４から出力される直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータを含んで構成される。インバータは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の３相に対して、一対のスイッチング素子を３組備えている。 Next, the configuration of the power conversion device 3 shown in FIG. 1 will be explained. FIG. 5 is a block diagram showing an example of the configuration of the power converter 3. As shown in FIG. The power converter 3 includes an inverter that converts the DC voltage output from the power source 4 into a three-phase AC voltage. The inverter includes three pairs of switching elements for three phases: U phase, V phase, and W phase.

具体的には、電力変換装置３は、Ｕ相に関して、電源４の正極側に接続されるスイッチング素子８１と、電源４の負極側に接続されるスイッチング素子８４とを含む。スイッチング素子８１には逆流防止素子８ａが並列に接続され、スイッチング素子８４には逆流防止素子８ｄが並列に接続されている。また、電力変換装置３は、Ｖ相に関して、電源４の正極側に接続されるスイッチング素子８２と、電源４の負極側に接続されるスイッチング素子８５とを含む。スイッチング素子８２に逆流防止素子８ｂが並列に接続され、スイッチング素子８５に逆流防止素子８ｅが並列に接続されている。電力変換装置３は、Ｗ相に関して、電源４の正極側に接続されるスイッチング素子８３と、電源４の負極側に接続されるスイッチング素子８６とを含む。スイッチング素子８３に逆流防止素子８ｃが並列に接続され、スイッチング素子８６に逆流防止素子８ｆが並列に接続されている。 Specifically, power conversion device 3 includes a switching element 81 connected to the positive electrode side of power source 4 and a switching element 84 connected to the negative electrode side of power source 4 regarding the U phase. A backflow prevention element 8a is connected in parallel to the switching element 81, and a backflow prevention element 8d is connected in parallel to the switching element 84. Further, power conversion device 3 includes a switching element 82 connected to the positive electrode side of power source 4 and a switching element 85 connected to the negative electrode side of power source 4 regarding the V phase. A backflow prevention element 8b is connected in parallel to the switching element 82, and a backflow prevention element 8e is connected in parallel to the switching element 85. Power conversion device 3 includes a switching element 83 connected to the positive electrode side of power source 4 and a switching element 86 connected to the negative electrode side of power source 4 regarding the W phase. A backflow prevention element 8c is connected in parallel to the switching element 83, and a backflow prevention element 8f is connected in parallel to the switching element 86.

図１の電力変換装置３は、制御部１から３相電圧指令値Ｖｕｖｗ＿ｒｅｆを受ける。電力変換装置３は、３相電圧指令値Ｖｕｖｗ＿ｒｅｆの波形とキャリア波とを比較し、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御による電力変換を行なう。電力変換装置３は、電源４の直流電圧を３相の交流電圧に変換した電力を電動機２に供給する。 The power conversion device 3 in FIG. 1 receives a three-phase voltage command value Vuvw_ref from the control unit 1. The power conversion device 3 compares the waveform of the three-phase voltage command value Vuvw_ref with a carrier wave, and performs power conversion using PWM (Pulse Width Modulation) control. The power conversion device 3 supplies the electric motor 2 with electric power obtained by converting the DC voltage of the power source 4 into three-phase AC voltage.

ここで、図５のスイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆを構成する材料の具体例を説明する。スイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆの基板材料として、珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いることが考えられる。スイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆの基板材料として、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系およびダイヤモンドなどに代表される半導体を材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。 Here, specific examples of materials constituting the switching elements 81 to 86 and backflow prevention elements 8a to 8f in FIG. 5 will be described. It is conceivable to use a semiconductor made of silicon (Si) as the substrate material of the switching elements 81 to 86 and the backflow prevention elements 8a to 8f. As the substrate material of the switching elements 81 to 86 and the backflow prevention elements 8a to 8f, a wide bandgap semiconductor made of semiconductors such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), and diamond may be used. .

ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆは、耐電圧性および許容電流がともに高いので、素子の小型化を図ることができる。小型化されたスイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆを用いることによって、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆは耐熱性も高い。そのため、インバータの放熱に必要な冷却機構を小型化できる。冷却機構とは、たとえば、放熱フィンおよび水冷機構などである。また、たとえば、冷却方式を水冷方式よりも構造が簡素な空冷方式に変更するなど、冷却方式を簡素化できる。そのため、スイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆを組み込んだ半導体モジュールを、さらに小型化することができる。 The switching elements 81 to 86 and the reverse current prevention elements 8a to 8f using wide bandgap semiconductors have high voltage resistance and allowable current, and therefore can be miniaturized. By using the miniaturized switching elements 81 to 86 and backflow prevention elements 8a to 8f, the semiconductor module incorporating these elements can be miniaturized. Furthermore, the switching elements 81 to 86 and backflow prevention elements 8a to 8f using wide bandgap semiconductors have high heat resistance. Therefore, the cooling mechanism required for heat dissipation of the inverter can be downsized. The cooling mechanism is, for example, a radiation fin or a water cooling mechanism. Further, the cooling method can be simplified, for example, by changing the cooling method to an air cooling method, which has a simpler structure than a water cooling method. Therefore, the semiconductor module incorporating the switching elements 81 to 86 and the backflow prevention elements 8a to 8f can be further miniaturized.

さらに、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆは、電力損失が低く、電力変換効率が向上する。このため、高い変換効率で電動機２を駆動させることができる。スイッチング素子８１～８６および逆流防止素子８ａ～８ｆの両方がワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されていてもよい。 Furthermore, switching elements 81 to 86 and backflow prevention elements 8a to 8f using wide bandgap semiconductors have low power loss and improve power conversion efficiency. Therefore, the electric motor 2 can be driven with high conversion efficiency. Although it is desirable that both the switching elements 81 to 86 and the backflow prevention elements 8a to 8f be formed using a wide bandgap semiconductor, either one of the elements may be formed using a wide bandgap semiconductor. .

なお、図１に示す構成において、電源４は電動機制御装置１００に設けられていなくてもよい。また、電源４は直流電圧電源に限らない。電源４は、たとえば、３相の交流電圧電源であってもよい。この場合、電力変換装置３は、３相の交流電圧電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換してインバータに出力するダイオード整流回路をさらに有していてもよい。また、本実施の形態では、電力変換装置３は主要な構成としてインバータ以外の構成を有していないため、以下では、電力変換装置３がインバータである場合で説明する。 Note that in the configuration shown in FIG. 1, the power source 4 does not need to be provided in the motor control device 100. Further, the power source 4 is not limited to a DC voltage power source. The power supply 4 may be, for example, a three-phase AC voltage power supply. In this case, the power converter 3 may further include a diode rectifier circuit that converts the AC voltage supplied from the three-phase AC voltage power source into a DC voltage and outputs the DC voltage to the inverter. Furthermore, in the present embodiment, the power converter 3 does not have any main components other than an inverter, so the following description will be made assuming that the power converter 3 is an inverter.

本実施の形態では、制御部１が電力変換装置３および電流検出装置７と有線で通信する場合で説明したが、制御部１は電力変換装置３および電流検出装置７と無線で通信してもよい。 In this embodiment, a case has been described in which the control section 1 communicates with the power conversion device 3 and the current detection device 7 by wire; however, the control section 1 may also communicate with the power conversion device 3 and the current detection device 7 wirelessly. good.

図６は、図５に示した電力変換装置において実行されるＰＷＭ制御の一例を示す波形図である。図６の上段の縦軸はＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子の制御端子がそれぞれ受けるパルス出力を示し、下段の縦軸は３相の電流値を示す。図６の横軸は時間を示す。ＰＷＭ制御は、スイッチング素子のオン状態の時間幅率を示すデューティ比Ｄｒを周期Ｔごとに変化させることによって、電動機に最適な電圧を供給する制御である。図５の上段と下段とを見比べると、上段に示すパルス出力の時系列変化においてデューティ比Ｄｒが大きいほど、下段に示す電流値が大きくなっていることがわかる。 FIG. 6 is a waveform diagram showing an example of PWM control executed in the power converter shown in FIG. The vertical axes in the upper part of FIG. 6 indicate pulse outputs received by the control terminals of the U-phase, V-phase, and W-phase switching elements, respectively, and the vertical axes in the lower part indicate the current values of the three phases. The horizontal axis in FIG. 6 indicates time. PWM control is a control that supplies an optimal voltage to the motor by changing the duty ratio Dr indicating the time width ratio of the ON state of the switching element every cycle T. Comparing the upper and lower parts of FIG. 5, it can be seen that in the time-series change in pulse output shown in the upper part, the larger the duty ratio Dr, the larger the current value shown in the lower part.

次に、図１に示したゲイン誤差補償部１１の詳細な動作を説明する。図７は、ゲイン誤差補償部１１の動作手順を示すフローチャートである。ステップＳ１において、ゲイン誤差補償部１１は、運転指令が与えられたか否かを判断し、運転指令が与えられるまで待機する。ステップＳ１において運転指令があった場合、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１００のゲイン補償モードの処理に移行する。つまり、ゲイン誤差の確認および補正は、１回の運転指令が入力され電動機２が起動するごとに実行される。 Next, detailed operation of the gain error compensator 11 shown in FIG. 1 will be explained. FIG. 7 is a flowchart showing the operation procedure of the gain error compensator 11. In step S1, the gain error compensator 11 determines whether or not a driving command has been given, and waits until the driving command is given. If there is a driving command in step S1, the gain error compensator 11 shifts to gain compensation mode processing in step S100. In other words, confirmation and correction of the gain error is executed each time one driving command is input and the electric motor 2 is started.

ゲイン補償モードでは、まず、ステップＳ１０１において、Ｕ－Ｖ間のゲイン補償制御が行なわれる。ゲイン誤差補償部１１は、電流検出装置７から電流の検出信号を受信し、ステップＳ１０２において、Ｕ－Ｖ間でゲイン誤差があるか否かを判定する。 In the gain compensation mode, gain compensation control between UV is first performed in step S101. The gain error compensator 11 receives the current detection signal from the current detection device 7, and determines whether there is a gain error between UV in step S102.

ゲイン誤差補償部１１がゲイン誤差を検知しない場合（Ｓ１０２でＮＯ）は、ステップＳ１０７のＵ－Ｗ間ゲイン補償制御に制御が移行する。ゲイン誤差補償部１１がゲイン誤差を検知した場合（Ｓ１０２でＹＥＳ）は、ステップＳ１０３においてゲイン誤差補償部１１は補正係数（gain_adj_flt）が予め定めた閾値範囲内か否かを判定する。 If the gain error compensator 11 does not detect a gain error (NO in S102), control shifts to U-W gain compensation control in step S107. If the gain error compensator 11 detects a gain error (YES in S102), the gain error compensator 11 determines in step S103 whether or not the correction coefficient (gain_adj_flt) is within a predetermined threshold range.

補正係数（gain_adj_flt）が閾値範囲外であれば（Ｓ１０３でＮＯ）、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１０４で電力変換装置３を停止させ、ステップＳ１０５で故障発報する。また、補正係数（gain_adj_flt）が閾値範囲内であれば（Ｓ１０３でＹＥＳ）、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１０６でＶ相のゲイン補償を実行する。 If the correction coefficient (gain_adj_flt) is outside the threshold range (NO in S103), the gain error compensator 11 stops the power conversion device 3 in step S104, and issues a failure report in step S105. Further, if the correction coefficient (gain_adj_flt) is within the threshold range (YES in S103), the gain error compensator 11 executes V-phase gain compensation in step S106.

Ｖ相の補償制御では、ゲイン誤差補償部１１は、Ｕ―Ｖ間の２相に高周波電流を入力し、オフセット処理された電流Ｉｖｉｎ－Ｉｖ＿ｏｆｓとゲイン調整項１－１－４の積を算出することによってＶ相のゲイン誤差を補償する。 In the V-phase compensation control, the gain error compensator 11 inputs high-frequency current to the two phases between U and V, and calculates the product of the offset-processed current Ivin-Iv_ofs and the gain adjustment term 1-1-4. This compensates for the V-phase gain error.

ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１０６でＶ相のゲイン補償を実行した後には、ステップＳ１０７に処理を進め、Ｕ－Ｗ間ゲイン補償制御に移行する。 After performing the V-phase gain compensation in step S106, the gain error compensator 11 advances the process to step S107, and shifts to U-W gain compensation control.

ゲイン誤差補償部１１は、上記のステップＳ１０１～Ｓ１０６で実行されるＵ－Ｖ間ゲイン補償制御と同様の制御を、Ｗ相についてステップＳ１０７以降のＵ－Ｗ間ゲイン補償制御で行なう。ゲイン誤差補償部１１は、電流検出装置７から電流の検出信号を受信し、ステップＳ１０８においてＵ－Ｗ間でゲイン誤差があるか否かを判定する。ゲイン誤差がなければ（Ｓ１０８でＮＯ）、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１１３の起動処理を実行する。ゲイン誤差があった場合（Ｓ１０８でＹＥＳ）は、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１０９において補正係数（gain_adj_flt）が予め定めた閾値範囲内か否かを判定する。 The gain error compensator 11 performs the same control as the UV gain compensation control executed in steps S101 to S106 above for the W phase in the UW gain compensation control from step S107 onward. The gain error compensator 11 receives the current detection signal from the current detection device 7, and determines whether there is a gain error between UW in step S108. If there is no gain error (NO in S108), the gain error compensator 11 executes the startup process in step S113. If there is a gain error (YES in S108), the gain error compensator 11 determines in step S109 whether the correction coefficient (gain_adj_flt) is within a predetermined threshold range.

補正係数（gain_adj_flt）が閾値範囲外であれば（Ｓ１０９でＮＯ）、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１１０において電力変換装置３を停止させ、さらにステップＳ１１１において故障発報する。補正係数（gain_adj_flt）が閾値範囲内であれば（Ｓ１０９でＹＥＳ）、ゲイン誤差補償部１１は、ステップＳ１１２においてＷ相のゲインを補償後、ステップＳ１１３の起動処理に移行する。 If the correction coefficient (gain_adj_flt) is outside the threshold range (NO in S109), the gain error compensator 11 stops the power conversion device 3 in step S110, and further issues a failure notification in step S111. If the correction coefficient (gain_adj_flt) is within the threshold range (YES in S109), the gain error compensator 11 compensates for the W-phase gain in step S112, and then proceeds to the startup process in step S113.

以上の処理では、Ｕ相の電流ゲインを基準としてゲイン誤差を判定したが、基準であるＵ相のゲイン自身に誤差が生じた場合でも、インバータ停止および故障発報は実行される。具体例として、Ｕ相ゲインＧＵ０、Ｗ相ゲインＧｗ０の誤差発生前の各々の値が１で、Ｕ相にゲイン誤差が発生してＧＵ０＝１．５、Ｗ相ゲインＧｗ０＝１となった場合について説明する。この場合、ＧＵ０／Ｇｗ０＝１．５となり、１／（（Ｔ_１ｓ（Ｔ_２ｓ＋１））＝１．５となる。１／（（Ｔ_１ｓ（Ｔ_２ｓ＋１））の正常範囲を示すしきい値範囲が０．８～１．２である場合だと、１．５は閾値の範囲外にあるため、故障発報する。In the above process, the gain error is determined using the U-phase current gain as a reference, but even if an error occurs in the U-phase gain itself, which is the reference, the inverter is stopped and the failure notification is executed. As a specific example, if the values of U-phase gain GU0 and W-phase gain Gw0 are 1 before the error occurs, and a gain error occurs in the U-phase, GU0 = 1.5 and W-phase gain Gw0 = 1. I will explain about it. In this case, GU0/Gw0=1.5, and 1/((T ₁ s(T ₂ s+1))=1.5. This shows the normal range of 1/((T ₁ s(T ₂ s+1)) If the threshold value range is 0.8 to 1.2, 1.5 is outside the threshold range, so a failure is reported.

また、図７のフローチャートでは、図１のように電流検出装置７において、電流センサが３相とも設けられている構成を前提に説明したが、電流センサが３相とも設けられている構成が必須ではない。たとえば、Ｕ相とＷ相の２相のみに電流センサが設けられている構造でも問題なくゲイン誤差補正を適用できる。２相のみ電流センサが設けられている場合は、ゲイン補償を２相間のみで行なう。この時は、ゲイン補償されたＵ相とＷ相の電流からＶ相電流を演算で求めれば良い。 In addition, although the flowchart in FIG. 7 is based on the configuration in which current sensors are provided for all three phases in the current detection device 7 as shown in FIG. 1, it is essential that current sensors are provided in all three phases. isn't it. For example, gain error correction can be applied without problems even in a structure in which current sensors are provided only in two phases, the U phase and the W phase. If current sensors are provided for only two phases, gain compensation is performed only between the two phases. In this case, the V-phase current may be calculated from the gain-compensated U-phase and W-phase currents.

以上より、本実施の形態では、ゲイン誤差補償部１１でゲイン誤差を補償できるため、電流検出装置７の経年劣化または回路ばらつきなどによる逆相電流の誤検出および逆相電流の誤注入を防止することができる。このため、不平衡補償、電動機の故障検出、逆相電流をさらに精度よく検出できる。また、ゲイン誤差補償部１１が有する故障判定部１１５により、予め定めた閾値範囲を超えるゲイン誤差が発生した場合、電流検出装置７の故障を検知し、その故障を発報することで電力変換装置３が壊れる前に停止させることができる。 As described above, in the present embodiment, the gain error can be compensated by the gain error compensator 11, so that erroneous detection of a negative phase current and erroneous injection of a negative phase current due to aging deterioration of the current detection device 7 or circuit variations can be prevented. be able to. Therefore, unbalance compensation, motor failure detection, and negative sequence current can be detected with higher accuracy. In addition, when a gain error exceeding a predetermined threshold range occurs, the failure determination unit 115 included in the gain error compensation unit 11 detects a failure in the current detection device 7 and issues a notification to the power converter. 3 can be stopped before it breaks.

（まとめ）
最後に、本実施の形態について、再び図面を参照して総括する。(summary)
Finally, the present embodiment will be summarized with reference to the drawings again.

本実施の形態の電動機制御装置１００は、電源４からの電力を変換し、電動機２に交流電力を供給する電力変換装置３と、電動機に流れる電流を検出する電流検出装置７と、電動機２の入力電力線５のうちの２相に電流を流して２相間の電流検出装置７のゲイン誤差を検出し、ゲイン誤差を補償した駆動信号Ｖｕｖｗ＿ｒｅｆを電力変換装置３に出力する制御部１とを備える。 The motor control device 100 of this embodiment includes a power conversion device 3 that converts power from a power source 4 and supplies AC power to the motor 2, a current detection device 7 that detects the current flowing through the motor, and a current detection device 7 that detects the current flowing through the motor 2. The controller 1 includes a control unit 1 that causes a current to flow through two phases of the input power line 5, detects a gain error of a current detection device 7 between the two phases, and outputs a drive signal Vuvw_ref with the gain error compensated for to the power conversion device 3.

好ましくは、図１に示す制御部１は、ゲイン誤差補償部１１と、速度制御部１２とを備える。図３に示すように、ゲイン誤差補償部１１は、ゲイン誤差を検出し、ゲイン誤差に対する補償信号Ｉｕｖｗ＿ａｄｊを出力する。図４に示すように、速度制御部１２は、回転指令ω＿ｒｅｆと、補償信号Ｉｕｖｗ＿ａｄｊとに基づいて駆動信号を出力する。図３に示すゲイン誤差補償部１１は、ゲイン誤差に基づき補償信号Ｉｕｖ＿ａｄｊを生成する演算部２０と、ゲイン誤差が閾値以上の誤差である場合に、電力変換装置３を停止する、故障判定部１１５とを含む。 Preferably, the control section 1 shown in FIG. 1 includes a gain error compensation section 11 and a speed control section 12. As shown in FIG. 3, the gain error compensator 11 detects a gain error and outputs a compensation signal Iuvw_adj for the gain error. As shown in FIG. 4, the speed control unit 12 outputs a drive signal based on the rotation command ω_ref and the compensation signal Iuvw_adj. The gain error compensation unit 11 shown in FIG. 3 includes a calculation unit 20 that generates a compensation signal Iuv_adj based on the gain error, and a failure determination unit 115 that stops the power converter 3 when the gain error is equal to or greater than a threshold value. including.

より好ましくは、図３に示す演算部２０は、電流検出装置７で検出された２相の電流値Ｉｕ，Ｉｖを、２相にそれぞれ対応するデジタル信号である第１信号Ｉｕｉｎおよび第２信号Ｉｖｉｎに変換するＡ／Ｄ変換器１１１と、第１信号Ｉｕｉｎ、第２信号Ｉｖｉｎの各々に対して電流のオフセット処理を行なって第３信号および第４信号を生成するオフセット処理部２１と、第３信号および第４信号をそれぞれ絶対値変換して第５信号および第６信号を生成する絶対値変換部２２と、第５信号と第６信号とを補正することによってゲイン誤差を補償するための補正係数gain_adj_fltを出力する誤差調整部２３とを含む。 More preferably, the calculation unit 20 shown in FIG. 3 converts the two-phase current values Iu and Iv detected by the current detection device 7 into a first signal Iuin and a second signal Ivin, which are digital signals corresponding to the two phases, respectively. an A/D converter 111 that performs current offset processing on each of the first signal Iuin and the second signal Ivin to generate a third signal and a fourth signal; an absolute value conversion unit 22 that converts the absolute values of the signal and the fourth signal to generate a fifth signal and a sixth signal, and a correction unit that compensates for gain errors by correcting the fifth signal and the sixth signal. and an error adjustment unit 23 that outputs the coefficient gain_adj_flt.

より好ましくは、ゲイン誤差補償部１１は、図７に示すように、ステップＳ１において運転指令を受けた場合に、ステップＳ１００においてゲイン誤差に対する補償信号を決定し、ゲイン誤差が補償された状態で、ステップＳ１１３において電動機２を起動する。 More preferably, as shown in FIG. 7, when receiving the driving command in step S1, the gain error compensator 11 determines a compensation signal for the gain error in step S100, and in a state where the gain error is compensated, The electric motor 2 is started in step S113.

好ましくは、図１に示す電動機２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の入力を有する。制御部１は、図７のステップＳ１０１～Ｓ１０６に示すようにＵ相を基準とするＶ相のゲイン誤差を補償するとともに、ステップＳ１０７～Ｓ１１２に示すようにＵ相を基準とするＷ相のゲイン誤差を補償するように構成される。 Preferably, the electric motor 2 shown in FIG. 1 has U-phase, V-phase, and W-phase inputs. The control unit 1 compensates the gain error of the V phase with respect to the U phase as shown in steps S101 to S106 in FIG. 7, and compensates the gain error of the W phase with respect to the U phase as shown in steps S107 to S112. configured to compensate for errors.

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiments disclosed this time should be considered to be illustrative in all respects and not restrictive. The scope of the present disclosure is indicated by the claims rather than the description of the embodiments described above, and it is intended that all changes within the meaning and range equivalent to the claims are included.

１制御部、１ＡＣＰＵ、１Ｂメモリ、２電動機、３電力変換装置、４電源、５入力電力線、６信号線、７電流検出装置、８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ，８ｆ逆流防止素子、１１ゲイン誤差補償部、１２速度制御部、２０演算部、２１オフセット処理部、２２，１１２，１１３絶対値変換部、２３誤差調整部、８１，８２，８３，８４，８５，８６スイッチング素子、１００電動機制御装置、１１０オフセット算出部、１１１Ａ／Ｄ変換器、１１４調整項、１１５故障判定部、１１６，１１７，１２０，１２８，１２９，１３０減算器、１１８，１１９乗算器、１２１励磁電流生成器、１２２，１２４，１２５ＰＩ制御器、１２３，１２６座標変換器、１２７速度推定器。 1 Control unit, 1A CPU, 1B Memory, 2 Electric motor, 3 Power conversion device, 4 Power supply, 5 Input power line, 6 Signal line, 7 Current detection device, 8a, 8b, 8c, 8d, 8e, 8f Backflow prevention element, 11 gain error compensation section, 12 speed control section, 20 calculation section, 21 offset processing section, 22, 112, 113 absolute value conversion section, 23 error adjustment section, 81, 82, 83, 84, 85, 86 switching element, 100 electric motor Control device, 110 Offset calculation unit, 111 A/D converter, 114 Adjustment term, 115 Failure determination unit, 116, 117, 120, 128, 129, 130 Subtractor, 118, 119 Multiplier, 121 Exciting current generator, 122, 124, 125 PI controller, 123, 126 coordinate converter, 127 speed estimator.

Claims

a power conversion device that converts power from a power source and supplies alternating current power to an electric motor;
a current detection device that detects a current flowing through the electric motor;
a control unit that flows a current through two phases of the inputs of the motor to detect a gain error of the current detection device between the two phases, and outputs a drive signal that compensates for the gain error to the power conversion device ;
The control unit includes:
an error compensation unit that detects the gain error and outputs a compensation signal for the gain error;
comprising a speed control unit that outputs the drive signal based on the rotation command and the compensation signal,
The error compensator includes:
a calculation unit that generates the compensation signal based on the gain error;
A motor control device comprising: a failure determination unit that stops the power converter when the gain error is equal to or greater than a threshold value .

The arithmetic unit is
an A/D converter that converts two-phase current values detected by the current detection device into first and second signals that are digital signals corresponding to the two phases, respectively;
an offset processing unit that performs current offset processing on each of the first signal and the second signal to generate a third signal and a fourth signal;
an absolute value conversion unit that performs absolute value conversion of the third signal and the fourth signal to generate a fifth signal and a sixth signal;
The electric motor control device according to claim 1 , further comprising an error adjustment section that outputs a correction coefficient for compensating for the gain error by correcting the fifth signal and the sixth signal.

The electric motor control device according to claim 1 , wherein the error compensator determines a compensation signal for the gain error when receiving a driving command, and starts the electric motor in a state in which the gain error is compensated.

The electric motor has U-phase, V-phase, and W-phase inputs,
The motor control device according to claim 1, wherein the control unit is configured to compensate for a gain error in a V phase with respect to a U phase, and to compensate a gain error in a W phase with a U phase as a reference. .