JP7299616B2 - ゼロフラックス型磁気センサ及びそれを備える非接触電流計並びにゼロフラックス型磁気センサの制御回路及び制御方法 - Google Patents

Description

本開示は、ゼロフラックス型磁気センサ及びそれを備える非接触電流計並びにゼロフラックス型磁気センサの制御回路及び制御方法に関する。

磁気センサは、磁束の密度・方向を計測することを目的としたセンサである。磁気センサの用途は、磁束の計測だけでなく、非接触電流計、磁気ヘッド、回転センサ等、多岐にわたる。磁束を検出する磁気検出素子は、原理に応じて電圧、電流等の特性の変化を出力する。磁気検出素子の種類としては、例えば、ＧＭＲ素子、ＴＭＲ素子、ＡＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子、ホール素子、コイル等が挙げられる。

＜磁気比例方式＞
図１に代表的な磁気検出素子１０の例を示す。代表的な磁気検出素子１０は４つのＧＭＲ素子（第１のＧＭＲ素子１１～第４のＧＭＲ素子１４）を備え、４つのＧＭＲ素子はブリッジ回路を構成する。電源電圧Ｖｃｃ１５とＧＮＤ１６の間において第１のＧＭＲ素子１１と第３のＧＭＲ素子１３、第２のＧＭＲ素子１２と第４のＧＭＲ素子１４がそれぞれ直列に接続される。代表的な磁気検出素子１０の出力は、第１のＧＭＲ素子１１と第３のＧＭＲ素子１３の第１の中間電位Ｖｏｕｔ１７と、第２のＧＭＲ素子１２と第４のＧＭＲ素子１４の第２の中間電位Ｖｏｕｔ１８との差電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔである。

代表的な磁気検出素子１０は、４つのＧＭＲ素子が形成する面方向の磁束を検出する。例えば、磁束の向きが第２のＧＭＲ素子１２及び第３のＧＭＲ素子１３の長手方向（Ｘ軸方向）の場合、第２のＧＭＲ素子１２、第３のＧＭＲ素子１３の初期抵抗ＲはΔＲ減少し、Ｒ－ΔＲとなる。このとき、他方の第１のＧＭＲ素子１１及び第４のＧＭＲ素子１４は長手方向がこの磁束の向きに直交するため、初期抵抗Ｒのままである。

第１のＧＭＲ素子１１と第３のＧＭＲ素子１３の間の第１の中間電位Ｖｏｕｔ１７は、ＧＮＤ１６側の第３のＧＭＲ素子１３の抵抗が減少した分低くなり、第２のＧＭＲ素子１２と第４のＧＭＲ素子１４の間の第２の中間電位Ｖｏｕｔ１８は、電源電圧Ｖｃｃ１５側の第２のＧＭＲ素子１２の抵抗が減少した分高くなる。第１の中間電位Ｖｏｕｔ１７と第２の中間電位Ｖｏｕｔ１８の差電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔより磁束の変化を測定することができる。ただし、磁束の方向がＸ軸のプラス方向／マイナス方向のいずれであっても第２のＧＭＲ素子１２、第３のＧＭＲ素子１３の抵抗は同じように減少する（偶関数特性）ため、磁束の向きを判別することはできない。

磁気センサの用途として、電流Ｉｘの非接触電流計を考える。電流Ｉｘと、電流Ｉｘが距離ｄｘに発生する磁界強度Ｈｘとの関係を（式１）に示す。
Ｈｘ＝Ｉｘ／ｄｘ＋ｃ１ （式１）

磁界強度Ｈｘは電流Ｉｘに比例し、距離ｄｘに反比例する。地磁気等の誤差ｃ１（磁気的オフセット）がある場合、Ｉｘ＝０でもＨｘは０にならない。

磁束密度Ｂｘと磁界強度Ｈｘの関係を（式２）に示す。
Ｂｘ＝μ・Ｈｘ＋ｃ２ （式２）

磁束密度Ｂｘは磁界強度Ｈｘと透磁率μに比例する。残留磁束等の誤差ｃ２（磁気的ヒステリシス）がある場合、Ｈｘ＝０でもＢｘは０にならない。

磁気検出素子の出力電圧Ｖｘと磁束密度Ｂｘと感度ａの関係を（式３）に示す。
Ｖｘ＝ａ・Ｂｘ＋ｃ３ （式３）

磁気検出素子の出力電圧Ｖｘは磁束密度Ｂｘと感度ａに比例する。しかし、例えば、磁気検出素子が４つのＧＭＲ素子からなるブリッジ回路で、４つのＧＭＲ素子にアンバランスが生じた場合、Ｒ１～Ｒ４が同じ抵抗値にはならず、誤差ｃ３が生じることがある。また、温度によって誤差ｃ３が生じることもある。これらを電気的オフセットといい、Ｂｘ＝０でもＶｘは０にならない。

（式１）～（式３）より、電流Ｉｘと出力電圧Ｖｘの関係を（式４）に示す。
Ｉｘ＝ｄｘ／（ａ・μ）×（Ｖｘ－（ａ・μ・ｃ１＋ａ・ｃ２＋ｃ３）） （式４）

電流Ｉｘは出力電圧Ｖｘと無関係な誤差成分ｄｘ／（ａ・μ）×（ａ・μ・ｃ１＋ａ・ｃ２＋ｃ３）を含む。この誤差成分は一般に無視できると考え、（式５）で近似し、出力電圧Ｖｘと変換感度ｄｘ／（ａ・μ）から電流Ｉｘを求める。このように出力電圧Ｖｘから直接電流Ｉｘを求めることを磁気比例方式という。
Ｉｘ＝ｄｘ／（ａ・μ）×Ｖｘ （式５）

磁気比例方式は、出力電圧Ｖｘが小さくなると、（式４）より誤差成分が相対的に大きくなる。さらに、磁気比例方式はＩｘが大きくなると磁気飽和の問題が生じるため、ダイナミックレンジは磁気飽和を生じさせない範囲に限られる。以上より、磁気比例方式は高い精度が求められる磁気センサには用いられない。

＜ゼロフラックス法（磁気平衡方式）＞
高級な非接触電流計等、高い精度が求められる磁気センサにはゼロフラックス法（磁気平衡方式）がよく用いられてきた。図２に、特許文献１に記載されている従来のゼロフラックス型磁気センサ２０を示す。従来のゼロフラックス型磁気センサ２０は、導体２１に通流される被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気検出素子２２と、磁気検出素子２２の近傍に配置され、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイル（励磁素子）２３と、ＩＣ（制御回路）２４とを備える。磁気検出素子２２の構造は、特許文献１には記載されていないが、図３に概要を示すように、絶縁基板２５と、その上に形成されたＭＲ素子やホール素子等の磁束検出素子２６とを備え、絶縁基板２５はフィードバックコイル２３の上に配置されると考えられる。絶縁基板２５は磁気検出素子２２の機械的強度と、フィードバックコイル２３と磁束検出素子２６との絶縁を確保すると考えられる。

従来のゼロフラックス型磁気センサ２０は、フィードバックコイル（励磁素子）２３にキャンセル電流－Ｉｙを流すことにより、磁束密度Ｂｘと大きさが同じで向きが逆のキャンセル磁束密度－Ｂｙを発生させる。キャンセル電流－Ｉｙは、Ｂｘと－Ｂｙによる合計出力電圧がゼロになるようにＩＣ（制御回路）２４によって制御される。

従来のゼロフラックス型磁気センサ２０の制御方法を、図４を用いてさらに説明する。導体２１を流れる電流Ｉｘは、（式１）より磁気的オフセットｃ１を含む磁界強度Ｈｘに変換される（Ｉ／Ｈ変換）。磁界強度Ｈｘは、（式２）より磁気的ヒステリシスｃ２を含む磁束密度Ｂｘを形成する。磁束密度Ｂｘとキャンセル磁束密度－Ｂｙは磁気検出素子（Ｂ／Ｖ変換）２２において加算され、出力電圧Ｖｏｕｔに変換される。出力電圧Ｖｏｕｔは制御回路（ＩＣ）２４によってキャンセル電流－Ｉｙに変換され、磁気検出素子（Ｂ／Ｖ変換）２２との距離ｄｙに設けられたフィードバックコイル（励磁素子、Ｉ／Ｈ変換）２３に負帰還される。フィードバックコイル（励磁素子、Ｉ／Ｈ変換）２３はキャンセル電流－Ｉｙをキャンセル磁束密度－Ｂｙに変換する。制御回路（ＩＣ）２４は電流Ｉｘによる磁束密度Ｂｘとキャンセル電流－Ｉｙによるキャンセル磁束密度－Ｂｙとの合計出力電圧がゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御する。

制御回路（ＩＣ）２４はフィルタ２７と、差動アンプ２８と、増幅器２９と、Ｖ／Ｉ変換３０とを備える。出力電圧Ｖｏｕｔはフィルタ２７でノイズ除去等の処理をされ、差動アンプ２８で０Ｖと比較された後、増幅器２９でＡ倍に増幅され、Ｖ／Ｉ変換３０でキャンセル電流－Ｉｙに変換される。

Ｉｘは、Ｉｙにｄｘ／ｄｙとコイルのターン数ｎをかけることにより求めることができる。また、制御中はキャンセル電流－Ｉｙの向きにより、被測定磁束の向きを判別することができる。この関係を（式６）～（式９）に示す。
－Ｈｙ＝－Ｉｙ／ｄｙ＋ｃ１’ （式６）
－Ｂｙ＝－μ・Ｈｙ＋ｃ２’ （式７）
－Ｖｙ＝－ａ・Ｂｙ＋ｃ３’ （式８）
Ｖｘ－Ｖｙ＝ａ・（Ｂｘ－Ｂｙ）＋ｃ３＋ｃ３’ （式９）

各変換時にそれぞれｃ１’～ｃ３’の誤差が生じる。一般にはｃ１≒ｃ１’、ｃ２≒ｃ２’が成り立つ。また、ゼロフラックス型磁気センサ２０ではＩｘと－Ｉｙに対して磁気検出素子（Ｂ／Ｖ変換）２２が共通であるため、ｃ３’は実際には加算されない。

従来のゼロフラックス法のメリットは、誤差成分（ｃ１～ｃ３、ｃ１’～ｃ２’）が無視できる場合、Ｂｘ－Ｂｙ＝０であればよいため、出力電圧Ｖｘ－Ｖｙが感度ａのずれや非直線性に左右されないことである。つまり、感度ａの誤差に伴うゲイン誤差がゼロであるため、測定精度が非常に高い。

ここで、（式４）の変形を（式１０）に示す。
Ｉｘ＝ｄｘ／（ａ・μ）×Ｖｘ（１－（ａ・μ・ｃ１＋ａ・ｃ２＋ｃ３）／Ｖｘ） （式１０）

Ｖｘが（ａ・μ・ｃ１＋ａ・ｃ２＋ｃ３）に対して十分大きい場合（例えば、１００倍以上）、誤差成分は十分小さく、無視できるため、測定精度は非常に高い。しかし、磁気比例方式でも説明したように、Ｖｘが（ａ・μ・ｃ１＋ａ・ｃ２＋ｃ３）に対して小さい場合、即ち、小信号測定の場合、誤差成分が相対的に大きく、無視できないため、測定精度は悪化する。

特開２０１２－０２１７８７号公報 特開平６－２３５７５９号公報

そこで、特許文献２では、リセットコイル３１を備える磁気センサ３２が提案されている（図５）。リセットコイル３１は磁気抵抗ブリッジ（磁気検出素子）３３に磁気的に結合している。リセットコイル３１はリセット磁界を発生し、磁気抵抗ブリッジ３３を構成する素子（磁気抵抗器）の「容易軸」と呼ばれる磁化方向を、周期的に１８０度切換える。磁気抵抗ブリッジ（磁気検出素子）３３の検出磁界方向が切換わる（フリップ）ため、一方の信号出力がＶ_Ｈ＋Ｖ_Ｔのとき、フリップ後の信号出力は－Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｔとなる。両者の差分を取ると、磁気と無関係の電気的オフセットＶ_Ｔを相殺することができる。Ｖ_Ｔは（式３）のｃ３に相当する。

しかし、この磁気センサ３２は、リセットコイル３１やその駆動回路等、多くの部品を必要とするため、サイズやコストが増大するという問題がある。また、容易軸のフリップのためにリセット磁界を発生させるため、消費電力が増大するという問題がある。さらに、（式１）で示した磁気的オフセットｃ１及び（式２）で示した磁気的ヒステリシスｃ２には対応していないため、小信号測定における誤差対策が十分でないという問題がある。

本開示のいくつかの態様は、小型化が容易であり、製造コスト及び消費電力を低減しやすく、小信号測定における誤差を含みにくいゼロフラックス型磁気センサ及びそれを備える非接触電流計並びにゼロフラックス型磁気センサの制御回路及び制御方法を提供することを目的とする。

本開示の一の態様は、磁気検出素子と、励磁素子と、制御回路とを備え、磁気検出素子は偶関数特性を有し、測定対象の磁束密度Ｂｘと、磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは磁気検出素子で加算され、磁気検出素子は加算された磁束密度Ｂｘとキャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、制御回路は交流電流源と、＋周期検波回路と、－周期検波回路と、差動アンプと、Ｖ／Ｉ変換とを備え、交流電流源は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、交流電流Ｉａｃの振幅は磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であり、＋周期検波回路及び－周期検波回路は交流電流Ｉａｃに同期し、交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、＋周期検波回路は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、交流電流Ｉａｃが－周期のとき、－周期検波回路は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、差動アンプは＋周期検波回路にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔと、－周期検波回路にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、Ｖ／Ｉ変換は差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して励磁素子に負帰還し、交流電流源は負帰還電流に交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、励磁素子はキャンセル電流－Ｉｙをキャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、制御回路は差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御することを特徴とするゼロフラックス型磁気センサに関する。

本開示の一の態様のゼロフラックス型磁気センサはリセットコイルやその駆動回路が不要のため、小型化が容易であり、製造コストを低減することができる。また、リセット磁界を発生させないため、大電流が不要であり、消費電力を低減することができる。

誤差ｃ１～ｃ３については、後で詳しく説明するが、本開示の一の態様のゼロフラックス型磁気センサは磁気的ヒステリシスｃ２及び電気的オフセットｃ３の影響をキャンセルすることができるとともに、磁気的オフセットｃ１及び電気的オフセットｃ３を正確に見積もることができるため、測定対象の磁束密度Ｂｘが小信号であっても高精度の測定が可能である。

本開示の二の態様は、本開示の一の態様のゼロフラックス型磁気センサを備えることを特徴とする非接触電流計に関する。本開示の二の態様の非接触電流計は、本開示の一の態様のゼロフラックス型磁気センサを備えることから、小型化が容易であり、製造コストを低減することができる。また、リセット磁界を発生させないため、大電流が不要であり、消費電力を低減することができる。さらに、磁気的ヒステリシスｃ２及び電気的オフセットｃ３の影響をキャンセルすることができるとともに、磁気的オフセットｃ１及び電気的オフセットｃ３を正確に見積もることができるため、測定対象の磁束密度Ｂｘを発生する電流が小さくても高精度の測定が可能である。

本開示の三の態様は、磁気検出素子と、励磁素子とを備えるゼロフラックス型磁気センサに備えられ、磁気検出素子は偶関数特性を有し、測定対象の磁束密度Ｂｘと、磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは磁気検出素子で加算され、磁気検出素子は加算された磁束密度Ｂｘとキャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、交流電流源と、＋周期検波回路と、－周期検波回路と、差動アンプと、Ｖ／Ｉ変換とを備え、交流電流源は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、交流電流Ｉａｃの振幅は磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であり、＋周期検波回路及び－周期検波回路は交流電流Ｉａｃに同期し、交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、＋周期検波回路は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、交流電流Ｉａｃが－周期のとき、－周期検波回路は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、差動アンプは＋周期検波回路にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔと、－周期検波回路にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、Ｖ／Ｉ変換は差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して励磁素子に負帰還し、交流電流源は負帰還電流に交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、励磁素子はキャンセル電流－Ｉｙをキャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御することを特徴とするゼロフラックス型磁気センサの制御回路に関する。

本開示の三の態様の制御回路を備えることにより、ゼロフラックス型磁気センサは磁気的ヒステリシスｃ２及び電気的オフセットｃ３の影響をキャンセルすることができるとともに、磁気的オフセットｃ１及び電気的オフセットｃ３を正確に見積もることができるため、測定対象の磁束密度Ｂｘが小信号であっても高精度の測定が可能になる。

本開示の四の態様は、ゼロフラックス型磁気センサは磁気検出素子と、励磁素子と、制御回路とを備え、磁気検出素子は偶関数特性を有し、測定対象の磁束密度Ｂｘと、磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは磁気検出素子で加算され、磁気検出素子は加算された磁束密度Ｂｘとキャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、制御回路は交流電流源と、＋周期検波回路と、－周期検波回路と、差動アンプと、Ｖ／Ｉ変換とを備え、交流電流源は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、交流電流Ｉａｃの振幅は磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であり、＋周期検波回路及び－周期検波回路は交流電流Ｉａｃに同期し、交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、＋周期検波回路は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、交流電流Ｉａｃが－周期のとき、－周期検波回路は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、差動アンプは＋周期検波回路にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔと、－周期検波回路にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、Ｖ／Ｉ変換は差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して励磁素子に負帰還し、交流電流源は負帰還電流に交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、励磁素子はキャンセル電流－Ｉｙをキャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、制御回路は差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御し、磁気的オフセットｃ１の影響を相殺して磁気的オフセットｃ１を見積もり、Ｂ／Ｖ曲線の最小値から電気的オフセットｃ３を見積もった後に測定対象の磁束密度Ｂｘを入力することを特徴とするゼロフラックス型磁気センサの制御方法に関する。

本開示の四の態様のゼロフラックス型磁気センサの制御方法を用いることにより、ゼロフラックス型磁気センサは磁気的ヒステリシスｃ２及び電気的オフセットｃ３の影響をキャンセルすることができるとともに、磁気的オフセットｃ１及び電気的オフセットｃ３を正確に見積もることができるため、測定対象の磁束密度Ｂｘが小信号であっても高精度の測定が可能になる。

磁気検出素子の代表的な例を示す。 従来のゼロフラックス型磁気センサを示す。 磁気検出素子の構造の概要を示す。 ゼロフラックス型磁気センサの制御方法を示す。 リセットコイルを備える磁気センサの例を示す。 本実施形態のゼロフラックス型磁気センサを示す。 磁気検出素子の、電気的オフセットを含むＢ／Ｖ曲線を示す。 偶関数特性を有する磁気検出素子の、磁気的ヒステリシスの影響を含むＩ／Ｂ曲線を示す。 偶関数特性を有する磁気検出素子の、磁気的ヒステリシスの影響を含む時間軸で見たＢ曲線を示す。 偶関数特性を有する磁気検出素子の、磁気的オフセットの影響を含むＢ／Ｖ曲線を示す。 偶関数特性を有する磁気検出素子の、磁気的オフセットの影響を相殺した後のＢ／Ｖ曲線を示す。 差分ＶｄｉｆｆとＩｘ－Ｉｙとの関係を示す。

以下、本開示の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本開示の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成のすべてが本開示の解決手段として必須であるとは限らない。

本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５を図６に示す。本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５は、磁気検出素子２２と、励磁素子２３と、制御回路２４とを備え、磁気検出素子２２は偶関数特性を有し、測定対象の磁束密度Ｂｘと、磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは磁気検出素子２２で加算され、磁気検出素子２２は加算された磁束密度Ｂｘとキャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、制御回路２４は交流電流源３６と、＋周期検波回路３７と、－周期検波回路３８と、差動アンプ２８と、Ｖ／Ｉ変換３０とを備え、交流電流源３６は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、交流電流Ｉａｃの振幅は磁気検出素子２２を磁気飽和させない範囲であり、＋周期検波回路３７及び－周期検波回路３８は交流電流Ｉａｃに同期し、交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、＋周期検波回路３７は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、交流電流Ｉａｃが－周期のとき、－周期検波回路３８は出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、差動アンプ２８は＋周期検波回路３７にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔと、－周期検波回路３８にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、Ｖ／Ｉ変換３０は差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して励磁素子２３に負帰還し、交流電流源３６は負帰還電流に交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、励磁素子２３はキャンセル電流－Ｉｙをキャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、制御回路２４は差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御する。

本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５はリセットコイルやその駆動回路が不要のため、小型化が容易であり、製造コストを低減することができる。また、リセット磁界を発生させないため、大電流が不要であり、消費電力を低減することができる。

誤差ｃ１～ｃ３の影響を検討する。まず、電気的オフセットｃ３の影響を検討する。図７に磁気検出素子２２の、磁束密度Ｂに対する出力Ｖ（Ｂ／Ｖ曲線）を示す。図７（ａ）は奇関数特性を有する磁気検出素子２２のＢ／Ｖ曲線であり、図７（ｂ）は偶関数特性を有する磁気検出素子２２のＢ／Ｖ曲線である。図７（ａ）奇関数特性の場合、電気的オフセットｃ３と他の誤差要因とを区別できないため、Ｂ＝０の切片から電気的オフセットｃ３を正確に求めることができない。一方、図７（ｂ）偶関数特性の場合、Ｂ／Ｖ曲線はＢ＝０を中心に左右対称であり、かつ、Ｂ＝０のときに最小値ｃ３を示す。本実施形態の磁気検出素子２２は偶関数特性を有するため、他の誤差要因を含んでも、Ｂ／Ｖ曲線の最小値から電気的オフセットｃ３を見積もることができる。また、＋周期検波回路３７にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔと－周期検波回路３８にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔはいずれも電気的オフセットｃ３を含むため、両者の差分Ｖｄｉｆｆは電気的オフセットｃ３の影響がキャンセルされる。したがって、出力Ｖを測定すると磁束密度Ｂを求めることができる。

次に、図８に、式（２）の磁気的ヒステリシスｃ２の影響が出る例を示す。横軸は電流Ｉ又は磁界強度Ｈ，縦軸は磁束密度Ｂである。Ｉ／Ｂ曲線は実線で示すように、磁気的ヒステリシスに伴う残留磁束により原点Ｏを通らず、また、偶関数特性によりＢ＝０で折り返され、Ｉ＝０を中心に左右対称であり、原点Ｏのプラス側とマイナス側に磁束密度Ｂの最小値０（[1]、[3]）が１点ずつ生じ、原点Ｏからさらに離れたプラス側とマイナス側に磁束密度Ｂの最大値（[2]、[4]）が１点ずつ生じる。Ｉ／Ｂ曲線は交流電流Ｉａｃにより[1]－[2]－[3]－[4]－[1]のループを形成する。

図９に磁束密度Ｂを時間軸で見た場合の波形を示す。横軸は時間で、図９（ｂ）に交流電流Ｉａｃの変化（検出用Ｉａｃ信号、相対値）、図９（ａ）にＢの変化（磁気検出素子２２への入力、相対値）を示す。ＢはＩａｃに同期し、Ｂの最小値０（[1]、[3]）で折り返った２倍波となる。磁気的ヒステリシスよりＢ＝０の折り返し点（[1]、[3]）はＩａｃの０点よりも遅れ、Ｂの半波はＩａｃの半波に対して位相シフトを含む。しかし、本実施形態の磁気検出素子２２は偶関数特性を有する、即ち、Ｉ／Ｂ曲線（図８）はＩ＝０を中心に左右対称であるから、＋周期と－周期の時間軸波形は同じになる。したがって、それらの差分Ｖｄｉｆｆは常にゼロである。よって、本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５は磁気的ヒステリシスｃ２の影響をキャンセルすることができる。

最後に、図１０（ａ）に示すようにＢ／Ｖ曲線に磁気的オフセットｃ１の影響がある場合を考える。磁束密度Ｂには、励磁素子２３に重畳される交流電流ＩａｃによってＢ＝０を中心とし、磁気検出素子２２を磁気飽和させない範囲の交流磁束（振幅ΔＢ）、実際には磁気飽和の１／２程度の交流磁束が加算される。磁束密度Ｂが磁気的オフセットｃ１の影響を相殺するとき（Ｂ＝－Ｂ_０（図中●印）のとき）、出力Ｖは最小値Ｖｍｉｎを示す。Ｂ＝０のときのＶ_０（図中○印）は磁気的オフセットｃ１の影響があるため、Ｖｍｉｎ≦Ｖ_０である。交流電流Ｉａｃが磁気的オフセットｃ１の影響を相殺する側の極性（－周期）の最大振幅（Ｂ＝－ΔＢ）のとき、出力は極大値Ｖｍａｘ（－）を示す（図中■印）。交流電流Ｉａｃが逆の極性（＋周期）の最大振幅（Ｂ＝ΔＢ）のとき、出力は極大値Ｖｍａｘ（＋）を示す（図中△印）。交流電流Ｉａｃが磁気的オフセットｃ１の影響を相殺する側の極性の極大値Ｖｍａｘ（－）（■）は、逆の極性の極大値Ｖｍａｘ（＋）（△）よりもＢ＝－Ｂ_０（●）に近いため、Ｖｍａｘ（－）≦Ｖｍａｘ（＋）である。

図１０（ｂ）に出力Ｖを時間軸で見た場合の波形を示す。＋周期検波回路３７は、交流電流Ｉａｃが＋周期の出力電圧Ｖｏｕｔ（即ち、○－△－○）を検波、サンプルホールドする。一方、－周期検波回路３８は、交流電流Ｉａｃが－周期の出力電圧Ｖｏｕｔ（即ち、○－●－■－●－○）を検波、サンプルホールドする。差分Ｖｄｉｆｆは、＋周期検波回路３７にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔ（○－△－○）と、－周期検波回路３８にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔ（○－●－■－●－○）との差分である。Ｖ_０（○）≧Ｖｍｉｎ（●）、Ｖｍａｘ（－）（■）≦Ｖｍａｘ（＋）（△）であるため、Ｂ／Ｖ曲線に磁気的オフセットｃ１の影響があるとＶｄｉｆｆはゼロにならない。

ここで、本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５では、制御回路２４は差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御している。より具体的には、Ｖ／Ｉ変換３０は差分Ｖｄｉｆｆに比例する負帰還電流を励磁素子２３に負帰還する。励磁素子２３は、負帰還電流に交流電流Ｉａｃが重畳されたキャンセル電流－Ｉｙをキャンセル磁束密度－Ｂｙに変換する。キャンセル磁束密度－Ｂｙによって磁気的オフセットｃ１の影響が相殺され、差分Ｖｄｉｆｆがゼロになる。

図１１に磁気的オフセットｃ１の影響を相殺した後のＢ／Ｖ曲線を示す。破線が相殺前、実線が相殺後を示す。磁気的オフセットｃ１の影響が相殺されるため、Ｂ／Ｖ曲線はＢ＝０を中心に左右対称になる（図１１（ａ））。出力Ｖを時間軸で見た波形（図１１（ｂ））では、出力Ｖの最小値Ｖｍｉｎ（●）が交流電流Ｉａｃの０点に一致する。また、＋周期の最大振幅（Ｂ＝ΔＢ）のときの極大値Ｖｍａｘ（＋）（△）と、－周期の最大振幅（Ｂ＝－ΔＢ）のときの極大値Ｖｍａｘ（－）（■）は一致する。即ち、＋周期の波形と－周期の波形は同じであり、Ｖｄｉｆｆはゼロである。

磁気的オフセットｃ１の影響が図１０（ａ）とは逆位相の場合を考える。即ち、Ｂ＝０を対称軸とした線対称であり、Ｂ＝－ΔＢのときＶ＝Ｖｍａｘ（＋）、Ｂ＝０のときＶ＝Ｖ_０、Ｂ＝Ｂ_０のときＶｍｉｎ、Ｂ＝ΔＢのときＶ＝Ｖｍａｘ（－）である。出力Ｖを時間軸で見た場合の波形は、図１０（ｂ）の＋周期と－周期の波形を入れ替えたものと同じである。＋周期検波回路３７にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔと、－周期検波回路３８にサンプルホールドされた出力電圧Ｖｏｕｔとの差分Ｖｄｉｆｆと、Ｉｘ－Ｉｙとの関係を図１２に示す。差分Ｖｄｉｆｆは原点Ｏを通る奇関数特性になるため、差分Ｖｄｉｆｆをゼロにするキャンセル電流－Ｉｙから磁気的オフセットｃ１を正確に見積もることができる。これは、本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５の校正を行ったことを意味する。

磁気的オフセットｃ１の影響を相殺（校正）した後に測定対象の磁束密度Ｂｘが入力され、磁気検出素子２２に加算されると、磁束密度Ｂｘによって磁気的オフセットと同じ現象が生じ、差分Ｖｄｉｆｆが生じる。制御回路２４は、差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるようにキャンセル電流－Ｉｙを制御する。測定対象の磁束密度Ｂｘを入力する前と後のキャンセル電流－Ｉｙの差分を求めることにより、磁気的オフセットｃ１の影響を含まない磁束密度Ｂｘを求めることができる。

以上より、通常の磁気センサは磁気検出素子が奇関数特性を有するため、ブリッジ回路のアンバランスによる電気的オフセットｃ３や磁気的ヒステリシスｃ２と地磁気等の磁気的オフセットｃ１とを区別することができない。したがって、磁気的オフセットｃ１を正確に見積もることができない。しかし、本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５は磁気検出素子２２が偶関数特性を有するため、誤差ｃ１～ｃ３について、磁気的ヒステリシスｃ２及び電気的オフセットｃ３の影響をキャンセルすることができるとともに、磁気的オフセットｃ１及び電気的オフセットｃ３を正確に見積もることができるため、測定対象の磁束密度Ｂｘが小信号であっても、高精度の測定が可能である。

本実施形態の磁気検出素子２２は偶関数特性を有すれば特に制限はないが、例えば、ＡＭＲ素子やナノグラニュラー型ＴＭＲ素子が挙げられる。

本実施形態の励磁素子２３は、測定対象の磁束密度Ｂｘの一部又は全部を相殺するキャンセル磁束密度－Ｂｙを発生することができれば特に制限はないが、磁気検出素子２２の近傍に配置されることが好ましい。磁束密度は電流との距離に反比例するため、励磁素子２３が磁気検出素子２２に近いほどキャンセル電流－Ｉｙを小さくし、消費電力を低減することができる。また、本実施形態の励磁素子２３としては、例えば、コイルや巻回されない単線配線が好ましい。コイルは、ターン数ｎを増やすことでキャンセル磁束密度－Ｂｙを強くすることができるため、消費電力を低減することができる。巻回されない単線配線は回路を簡単にすることができるため、製造コストを低減することができる。

本実施形態の交流電流Ｉａｃの振幅は磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であることは必須であり、かつ、なるべく大きな信号であることが好ましい。例えば、磁気飽和の１／２程度が好ましい。交流電流Ｉａｃの振幅が大きいと、ＳＮ比を高くすることができる。

本実施形態の交流電流Ｉａｃの周波数ｆ０はゼロフラックス型磁気センサ３５の動作周波数ｆｍの１/２より低いことが好ましい。検出には交流電流Ｉａｃの２倍波が用いられるが、２倍波がゼロフラックス型磁気センサ３５の動作周波数ｆｍを超えないため、ゼロフラックス型磁気センサ３５を安定に動作させることができる。

さらに、本実施形態の交流電流Ｉａｃの周波数ｆ０は、Ｖ／Ｉ変換３０から励磁素子２３への負帰還回路の応答周波数ｆｃの２倍より高いことが好ましく、３～１０倍程度が推奨される。交流電流Ｉａｃの負帰還回路への影響を低減することができる。結果として、交流電流Ｉａｃの周波数ｆ０はゼロフラックス型磁気センサ３５の動作周波数ｆｍの１/５～１/３程度が推奨される。例えば、ゼロフラックス型磁気センサ３５の動作周波数ｆｍが１００ｋＨｚならば、交流電流Ｉａｃの周波数ｆ０は３０ｋＨｚ、負帰還回路の応答周波数ｆｃは１０ｋＨｚに設定される。負帰還回路が応答周波数ｆｃまで動作すると考えると、本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５は直流電流から応答周波数ｆｃまでの交流電流を非接触で測定することができる。

本実施形態の交流電流源３６は、Ｖ／Ｉ変換３０から励磁素子２３への負帰還回路の外に配置することが好ましい。交流電流Ｉａｃの負帰還回路への影響を低減することができる。

低周波小信号を検出する場合、１／ｆノイズ等の低周波ノイズの影響によりＳＮ比が悪化するという問題がある。そこで、本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５は制御回路２４にフィルタ２７や増幅器２９を備えてもよい。フィルタ２７は磁気検出素子２２が出力した出力電圧Ｖｏｕｔに低周波ノイズの除去や増幅等の処理を行い、＋周期検波回路３７及び－周期検波回路３８に出力する。増幅器２９は差動アンプ２８が出力した差分Ｖｄｉｆｆに対して誤差増幅器として働き、Ｖ／Ｉ変換３０に出力する。差分ＶｄｉｆｆがＶ／Ｉ変換３０によって負帰還電流に変換されて励磁素子２３に負帰還され、負帰還電流は励磁素子２３によって磁束に変換された結果、差分Ｖｄｉｆｆをゼロにすることができる。本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ３５は交流電流Ｉａｃを重畳し、高周波化した信号を処理するため、１／ｆノイズ等の低周波ノイズの影響を低減し、ＳＮ比を改善することができる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本開示の新規事項及び効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。したがって、このような変形例はすべて本開示の範囲に含まれる。例えば、明細書において、少なくとも一度、より広義又は同義の異なる用語とともに記載された用語は、明細書のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。

１０ 代表的な磁気検出素子、１１ 第１のＧＭＲ素子、１２ 第２のＧＭＲ素子、１３ 第３のＧＭＲ素子、１４ 第４のＧＭＲ素子、１５ 電源電圧Ｖｃｃ、１６ ＧＮＤ、１７ 第１の中間電位Ｖｏｕｔ、１８ 第２の中間電位Ｖｏｕｔ、２０ 従来のゼロフラックス型磁気センサ、２１ 導体、２２ 磁気検出素子（Ｂ／Ｖ変換）、２３ フィードバックコイル（励磁素子）、２４ ＩＣ（制御回路）、２５ 絶縁基板、２６ 磁束検出素子、２７ フィルタ、２８ 差動アンプ、２９ 増幅器、３０ Ｖ／Ｉ変換、３１ リセットコイル、３２ 磁気センサ、３３ 磁気抵抗ブリッジ（磁気検出素子）、３５ 本実施形態のゼロフラックス型磁気センサ、３６ 交流電流源、３７ ＋周期検波回路、３８ －周期検波回路

Claims (4)

1. 磁気検出素子と、励磁素子と、制御回路とを備え、
   前記磁気検出素子は偶関数特性を有し、
   測定対象の磁束密度Ｂｘと、前記磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは前記磁気検出素子で加算され、
   前記磁気検出素子は加算された前記磁束密度Ｂｘと前記キャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、
   前記制御回路は交流電流源と、＋周期検波回路と、－周期検波回路と、差動アンプと、Ｖ／Ｉ変換とを備え、
   前記交流電流源は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、
   前記交流電流Ｉａｃの振幅は前記磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であり、
   前記＋周期検波回路及び前記－周期検波回路は前記交流電流Ｉａｃに同期し、
   前記交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、前記＋周期検波回路は前記出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、
   前記交流電流Ｉａｃが－周期のとき、前記－周期検波回路は前記出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、
   前記差動アンプは前記＋周期検波回路にサンプルホールドされた前記出力電圧Ｖｏｕｔと、前記－周期検波回路にサンプルホールドされた前記出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、
   前記Ｖ／Ｉ変換は前記差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して前記励磁素子に負帰還し、
   前記交流電流源は前記負帰還電流に前記交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、
   前記励磁素子は前記キャンセル電流－Ｉｙを前記キャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、
   前記制御回路は前記差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるように前記キャンセル電流－Ｉｙを制御することを特徴とするゼロフラックス型磁気センサ。
2. 請求項１に記載のゼロフラックス型磁気センサを備えることを特徴とする非接触電流計。
3. 磁気検出素子と、励磁素子とを備えるゼロフラックス型磁気センサに備えられ、
   前記磁気検出素子は偶関数特性を有し、
   測定対象の磁束密度Ｂｘと、前記磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは前記磁気検出素子で加算され、
   前記磁気検出素子は加算された前記磁束密度Ｂｘと前記キャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、
   交流電流源と、＋周期検波回路と、－周期検波回路と、差動アンプと、Ｖ／Ｉ変換とを備え、
   前記交流電流源は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、
   前記交流電流Ｉａｃの振幅は前記磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であり、
   前記＋周期検波回路及び前記－周期検波回路は前記交流電流Ｉａｃに同期し、
   前記交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、前記＋周期検波回路は前記出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、
   前記交流電流Ｉａｃが－周期のとき、前記－周期検波回路は前記出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、
   前記差動アンプは前記＋周期検波回路にサンプルホールドされた前記出力電圧Ｖｏｕｔと、前記－周期検波回路にサンプルホールドされた前記出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、
   前記Ｖ／Ｉ変換は前記差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して前記励磁素子に負帰還し、
   前記交流電流源は前記負帰還電流に前記交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、
   前記励磁素子は前記キャンセル電流－Ｉｙを前記キャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、
   前記差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるように前記キャンセル電流－Ｉｙを制御することを特徴とするゼロフラックス型磁気センサの制御回路。
4. ゼロフラックス型磁気センサは磁気検出素子と、励磁素子と、制御回路とを備え、
   前記磁気検出素子は偶関数特性を有し、
   測定対象の磁束密度Ｂｘと、前記磁束密度Ｂｘのキャンセル磁束密度－Ｂｙは前記磁気検出素子で加算され、
   前記磁気検出素子は加算された前記磁束密度Ｂｘと前記キャンセル磁束密度－Ｂｙを出力電圧Ｖｏｕｔに変換し、
   前記制御回路は交流電流源と、＋周期検波回路と、－周期検波回路と、差動アンプと、Ｖ／Ｉ変換とを備え、
   前記交流電流源は電流０を中心にプラス（＋）とマイナス（－）に等しい振幅の交流電流Ｉａｃを発生し、
   前記交流電流Ｉａｃの振幅は前記磁気検出素子を磁気飽和させない範囲であり、
   前記＋周期検波回路及び前記－周期検波回路は前記交流電流Ｉａｃに同期し、
   前記交流電流Ｉａｃが＋周期のとき、前記＋周期検波回路は前記出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、
   前記交流電流Ｉａｃが－周期のとき、前記－周期検波回路は前記出力電圧Ｖｏｕｔを検波、サンプルホールドし、
   前記差動アンプは前記＋周期検波回路にサンプルホールドされた前記出力電圧Ｖｏｕｔと、前記－周期検波回路にサンプルホールドされた前記出力電圧Ｖｏｕｔとを比較して差分Ｖｄｉｆｆを出力し、
   前記Ｖ／Ｉ変換は前記差分Ｖｄｉｆｆを負帰還電流に変換して前記励磁素子に負帰還し、
   前記交流電流源は前記負帰還電流に前記交流電流Ｉａｃを重畳してキャンセル電流－Ｉｙとし、
   前記励磁素子は前記キャンセル電流－Ｉｙを前記キャンセル磁束密度－Ｂｙに変換し、
   前記制御回路は前記差分Ｖｄｉｆｆがゼロになるように前記キャンセル電流－Ｉｙを制御し、
   磁気的オフセットｃ１の影響を相殺して前記磁気的オフセットｃ１を見積もり、
   Ｂ／Ｖ曲線の最小値から電気的オフセットｃ３を見積もった後に測定対象の前記磁束密度Ｂｘを入力することを特徴とするゼロフラックス型磁気センサの制御方法。

Images