JP7275412B1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

ＤＣ／ＤＣコンバータ（１０）は、非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータは、インダクタ（Ｌ１）と、スイッチング素子（Ｑ１）と、ダイオード（Ｄ１）と、スイッチング素子（Ｑ１）を制御する制御器（５）とを備える。スイッチング素子は、インダクタに直列に接続される。ダイオードは、電力線（ＰＬ１Ａ，ＰＬ１Ｂ）と、ヘッドライト（１）との間に接続される。制御器は、所定の周波数帯域の上限周波数よりもスイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるようにスイッチング素子を制御する。ダイオードは、第１容量と、第２容量とを含む。第１容量は、ダイオードの順方向電流が流れる整流経路の容量である。第２容量は、整流経路と並列に形成された電流経路の容量である。

Description

本開示は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

国際公開第２０１５／１８６４０４号（特許文献１）は、マルチフェーズ型のＤＣ／ＤＣコンバータを開示する。このＤＣ／ＤＣコンバータは、複数（Ｎ台）のコンバータ部を含む。各コンバータ部は、インダクタと、スイッチング素子と、ダイオードとを含む非同期式のコンバータである。スイッチングにより生じるノイズ（以下「スイッチングノイズ」と称する）が放送帯域（例えば、ＡＭ放送帯域）の信号に干渉しないように、各コンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数Ｆと動作台数Ｎとの積は、上記の放送帯域の範囲外に設定される。

国際公開第２０１５／１８６４０４号

各ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数が所定の周波数帯域（例えば上記の放送帯域）よりも低く設定される場合、スイッチング周波数Ｆと動作台数Ｎとの積が放送帯域の範囲外になるようにスイッチング周波数が設定されたとしても、スイッチング周波数Ｆの高調波の周波数が上記の放送帯域の周波数帯域内になることがある。その結果、スイッチングノイズが上記の放送帯域の信号に干渉する可能性がある。そのため、ノイズ低減の観点から、スイッチング周波数Ｆを上記放送帯域の上限周波数よりも高く設定することが考えられる。しかしながら、スイッチング周波数Ｆを上記の上限周波数よりも高くすると、スイッチング損失の増大に起因してＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率が著しく低下する可能性がある。

本開示は、上記の問題を解決するためになされたものであり、その目的は、非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、所定の周波数帯域内の周波数の信号へのノイズ干渉を回避しつつ電力変換効率の低下を抑制することである。

本開示のＤＣ／ＤＣコンバータは、非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータは、インダクタと、スイッチング素子と、ダイオードと、スイッチング素子を制御する制御器とを備える。スイッチング素子は、インダクタに直列に接続される。ダイオードは、インダクタおよびスイッチング素子に接続される。制御器は、所定の周波数帯域の上限周波数よりもスイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるようにスイッチング素子を制御する。ダイオードは、第１容量と、第２容量とを含む。第１容量は、ダイオードの順方向電流が流れる整流経路の容量である。第２容量は、整流経路と並列に形成された電流経路の容量である。

本開示によれば、非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、所定の周波数帯域内の周波数の信号へのノイズ干渉を回避しつつ電力変換効率の低下を抑制することができる。

実施形態に従うＤＣ／ＤＣコンバータを備える設備の一例として示される車両の概略図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷の構成の一例を示す図である。 図２に示したダイオードの構成の一例を示す図である。 ダイオードの等価回路を示す図である。 スイッチング素子のターンオン時におけるドレイン－ソース間の電圧の推移の一例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの総損失とスイッチング素子のスイッチング周波数との関係の一例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの総損失差とスイッチング素子のスイッチング周波数との関係の一例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイッチング動作に起因して発生するノイズの周波数のスペクトルの一例を説明する図である。 変形例におけるＤＣ／ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。

図１は、この実施形態に従うＤＣ／ＤＣコンバータを備える設備の一例として示される車両の概略図である。図１を参照して、車両１００は、負荷ＬＯＡＤと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、バッテリ２０と、ラジオ２５とを備える。

負荷ＬＯＡＤは、ヘッドライト１を含む。ヘッドライト１は、車両１００の進行方向の前方を照射する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、負荷ＬＯＡＤおよびバッテリ２０に接続され、バッテリ２０からの電力を受けて負荷ＬＯＡＤを駆動する。本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が昇圧コンバータであり、負荷ＬＯＡＤの駆動電圧は、３０Ｖ～７０Ｖである。バッテリ２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電源として用いられる。バッテリ２０の電圧は、例えば、１２Ｖである。車両１００は、ガソリン車、電気自動車またはハイブリッド車などの電動車両であり、電気自動車またはハイブリッド車の場合、バッテリ２０は補機バッテリに相当する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０およびバッテリ２０などの構成要素の接続関係は、図１の例に限定されない。一例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０およびバッテリ２０は、ヘッドライト１に近い位置（例えば、エンジンルーム内）に配置されてもよい。

ラジオ２５は、例えばＡＭ放送帯域内の周波数の放送信号ＢＳ１を受信し、ＡＭ放送の番組の音声を生成するように構成される。同様に、ラジオ２５は、ＦＭ放送帯域内の周波数の放送信号ＢＳ２を受信し、ＦＭ放送の番組の音声を生成するようにも構成される。本実施の形態では、ＡＭ放送帯域は、例えば０.５２ＭＨｚから１.７１ＭＨｚの周波数帯域とし、ＦＭ放送帯域は、例えば７６ＭＨｚから１０８ＭＨｚの周波数帯域とする。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成の一例を示す図である。図２を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、キャパシタＣ１と、制御器５とを含む。

インダクタＬ１は、バッテリ２０の正極ノードと、スイッチング素子Ｑ１との間に接続されている。バッテリ２０の正極ノードとインダクタＬ１の間には各種部品が設けられてもよい。各種部品は、例えば、バッテリ２０からの電力供給用ハーネス、バッテリ２０が逆極性に誤接続された場合にＤＣ／ＤＣコンバータ１０を保護するための保護回路、または、ノイズおよび電圧変動を低減するためのフィルタ回路を含む。

スイッチング素子Ｑ１は、この例ではＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等であってもよい。スイッチング素子Ｑ１は、インダクタＬ１に直列に接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１は、インダクタＬ１と、バッテリ２０の負極ノードとの間に接続される。バッテリ２０の負極ノードとスイッチング素子Ｑ１の間には、例えばバッテリ２０からの電力供給用ハーネスが設けられていてもよい。スイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間の電圧は、電圧Ｖｄｓとして表される。

ダイオードＤ１は、電力線ＰＬ１Ａ，ＰＬ１Ｂと、負荷ＬＯＡＤとの間に接続されている。ダイオードＤ１と負荷ＬＯＡＤのヘッドライト１との間には、降圧コンバータ（後述）、またはヘッドライト１への電力供給用ハーネス等が設けられてもよい。電力線ＰＬ１Ａ，ＰＬ１Ｂの各々は、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１との間に設けられ、ダイオードＤ１のアノードに電力線ＰＬ１Ｃを通じて接続されている。電力線ＰＬ１Ａ，ＰＬ１Ｂ，ＰＬ１Ｃの各々は、回路基板上に形成された銅箔パターン等により形成される電路により代替されてもよい。

ダイオードＤ１は、トレンチ型のショットキーダイオードである。ダイオードＤ１の順方向電圧（電圧降下）は、順方向電圧Ｖｆとして表される。負荷ＬＯＡＤの駆動電圧が３０Ｖ～７０Ｖである場合には、ダイオードＤ１の逆方向電圧に対する耐圧は、例えば４０Ｖ～１００Ｖである。キャパシタＣ１は、出力電圧Ｖｏｕｔの平滑化のために設けられる。

制御器５は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）等のパルス変調信号を、ゲート駆動回路（図示なし）を通じて制御信号ＣＳとして出力する。制御信号ＣＳは、スイッチング素子Ｑ１のゲ－ト端子に入力され、スイッチング制御のために用いられる。スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数に従って決定される。制御器５は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフのデューティ比を制御することによってＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。

スイッチング素子Ｑ１がオンしている場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の入力電流Ｉｉｎは、インダクタＬ１を通じてスイッチング素子Ｑ１に流れる。スイッチング素子Ｑ１のオン期間中、インダクタＬ１は、バッテリ２０から与えられる入力電流Ｉｉｎのエネルギを蓄積する。エネルギの蓄積量は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフのデューティ比に依存して変化する。

他方、スイッチング素子Ｑ１がオフしている場合に、入力電流Ｉｉｎは、インダクタＬ１を通じてダイオードＤ１に流れる。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中、インダクタＬ１は、入力電流Ｉｉｎに加えて、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中に蓄積されたエネルギを、ダイオードＤ１を通じてキャパシタＣ１および負荷ＬＯＡＤに供給する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧される（Ｖｏｕｔ≧Ｖｉｎ）。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バッテリ２０から与えられる入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、昇圧後の電圧（Ｖｏｕｔ）および電力を負荷ＬＯＡＤに供給することによって負荷ＬＯＡＤを駆動する。この例では、入力電圧Ｖｉｎは１２Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔは３０Ｖ～７０Ｖである。

図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の負荷ＬＯＡＤの構成の一例を示す図である。図３を参照して、負荷ＬＯＡＤは、ヘッドライト１内に配置されたＬＥＤ（Light Emitting Diode）アレイ３と、ＬＥＤアレイ３に所定の電流を供給する降圧コンバータ２とを含む。降圧コンバータ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と同じ回路基板上に配置されてもよいし、またはヘッドライト１内にＬＥＤアレイ３と共に配置されてもよい。本実施の形態では、降圧コンバータ２とＬＥＤアレイ３の一組をユニット２３とも表す。

ＬＥＤアレイ３は、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚを含んで構成される。本実施の形態では、ＬＥＤアレイ３において、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚが直列に接続されている。ＬＥＤ３Ａ～３Ｚの各々の明るさは、ＬＥＤアレイ３に供給される電流Ｉｄに依存して決定される。

典型的に、ＬＥＤアレイ３におけるＬＥＤ３Ａ～３Ｚの個数は多い。例えば、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚの数が８個であり、かつ、１Ａ～１.５Ａ程度の電流Ｉｄが供給される場合、ＬＥＤアレイ３の順方向電圧（すなわち、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚの各々の順方向電圧の合計）は、典型的に２４Ｖ～２７Ｖ程度である。したがって、多くの場合、ＬＥＤアレイ３に印加される電圧はバッテリ２０の電圧（例えば１２Ｖ）より高くなる。そのため、バッテリ２０に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、典型的には昇圧コンバータである。

降圧コンバータ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔを降圧し、降圧電圧をＬＥＤアレイ３に与える。降圧コンバータ２は、降圧コンバータ２の出力電流、すなわちＬＥＤアレイ３の電流Ｉｄを電流センス抵抗を用いてモニタし、該モニタ値が所定の目標電流値（例えば１Ａ）と一致するよう降圧電圧を制御する。これにより、一定の電流ＩｄがＬＥＤアレイ３に供給される。

図３に示される負荷構成の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、昇圧後の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を一定に制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、制御器５は昇圧後の出力電圧（Ｖｏｕｔ）をモニタし、該モニタ電圧値が所定の目標電圧値（本実施の形態の場合、３０Ｖ～７０Ｖ）と一致するよう出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。これにより、一定の出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に供給される。

制御器５は、オペアンプおよびコンパレータを含むアナログ回路であってもよいし、アナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ：Analog-to-digital Converter）と、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、またはＭＣＵ（Micro Controller Unit）などの回路とを含むデジタル回路であってよい。あるいは、制御器５は、上記アナログ回路とデジタル回路との双方を含んでもよい。

制御器５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のインダクタＬ１またはスイッチング素子Ｑ１の電流（ＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン－ソース間の電流）を電流センス抵抗を用いてモニタし、該モニタ電流をパルス変調の比較用三角波として用いてもよい（電流モード制御方式）。

なお、負荷ＬＯＡＤは、各々が並列に設けられた複数のユニット２３を含んで構成されていてもよい。複数のユニット２３における一部、または全部の降圧コンバータ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と同じ回路基板上に配置されてもよい。

あるいは、降圧コンバータ２は除かれてもよい。降圧コンバータ２が除かれる場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＬＥＤアレイ３に一定の電流Ｉｄを供給する。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流、すなわちＬＥＤアレイ３の電流Ｉｄを電流センス抵抗を用いてモニタし、該モニタ電流値が所定の目標電流値（例えば１Ａ）と一致するよう昇圧出力電圧（Ｖｏｕｔ）を制御する。これにより、一定の電流ＩｄがＬＥＤアレイ３に供給される。

図４は、図２に示したダイオードＤ１の構成の一例を示す図である。以下の説明において、図２を適宜参照する。図４を参照して、Ｘ方向およびＹ方向は、互いに垂直であり、いずれもＺ方向に垂直である。Ｚ方向は、ダイオードＤ１の順方向電流が流れる方向、すなわち、ダイオードＤ１のアノードからカソードへの方向である。図４は、ダイオードＤ１をＹ方向から見た断面図である。

ダイオードＤ１は、プレーナ型のダイオードとは異なり、Ｚ方向に延びるトレンチ部７０を有する。理解を容易にするために、図４では１つのトレンチ部７０が示されているが、実際には、ダイオードＤ１は、Ｘ方向に周期的に設けられる複数のトレンチ部７０を有する。トレンチ部７０は、Ｘ方向に幅Ｌｘと、Ｙ方向に幅Ｌｙと、Ｚ方向に深さＬｚとを有しているものとする。すなわち、トレンチ部７０の形状は、幅Ｌｘ，Ｌｙ及び深さＬｚにより表される。

ダイオードＤ１は、アノード電極層４０と、金属層５０と、ポリシリコン層５５と、絶縁層６０と、半導体層３０と、カソード電極層９０とを含む。

アノード電極層４０は、電力線ＰＬ１Ｃを通じてインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とに接続される。金属層５０は、アノード電極層４０と半導体層３０との間に形成され、半導体層３０と金属層５０とのショットキー接合部ＪＰにおいてショットキー接合を形成する。

ポリシリコン層５５は、トレンチ部７０に埋め込まれており、導電性材料であるポリシリコンにより形成される。絶縁層６０は、ポリシリコン層５５と半導体層３０との間に形成されており、トレンチ部７０に埋め込まれている。

半導体層３０は、本実施の形態では、シリコン（Ｓｉ）により形成されるが、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）またはガリウムナイトライド（ＧａＮ）等のワイドギャップ半導体により形成されてもよい。半導体層３０は、ｎ型ドリフト層８０と、ｎ＋基板層８５とを含む。

ｎ型ドリフト層８０は、金属層５０と、ｎ＋基板層８５との間に形成される。ｎ型ドリフト層８０における等電位線は、等電位線ＥＰＬにより表される。

ｎ＋基板層８５は、カソード電極層９０に隣接するように形成されている。カソード電極層９０は、負荷ＬＯＡＤに接続される。

なお、この例とは異なり、プレーナ型のショットキーダイオードのｎ型ドリフト層における電界は、ショットキー接合部に近づくほどより強くなり（等電位線の間隔がより狭くなり）、均一ではない。よって、ショットキー接合部付近における逆方向電圧が上昇し、降伏電圧が低くなる。その結果、プレーナ型のダイオードにおいては、同程度の順方向電圧Ｖｆを有するトレンチ型のダイオードＤ１と比較してリーク電流が増大し易い。

他方、本実施の形態では、ダイオードＤ１がトレンチ部７０を有し、フィールドプレートと同じように機能する。これにより、等電位線ＥＰＬの間隔は、実質的に均一となる。よって、ショットキー接合部ＪＰ付近における電界強度の上昇が抑制されるため、降伏電圧が上昇する。その結果、トレンチ型のダイオードＤ１は、同程度の順方向電圧Ｖｆを有するプレーナ型のダイオードと比較してリーク電流が低減され易い。

図５は、ダイオードＤ１の等価回路を示す図である。図５を参照して、ダイオードＤ１の等価回路は、整流経路Ｐ１と、電流経路Ｐ２とを含む。

整流経路Ｐ１は、ダイオードＤ１に順方向電圧が印加された場合に、アノード電極層４０からカソード電極層９０への順方向電流が流れる経路である。整流経路Ｐ１の容量成分（寄生容量）は、容量Ｃｄ１により表される。整流経路Ｐ１の抵抗成分は、抵抗Ｒｄ１と、電流経路Ｐ２と共通の抵抗Ｒｄ２とにより表される。容量Ｃｄ１および抵抗Ｒｄ１の各々は、ダイオードＤ１の印加電圧の向きと大きさとに依存して変化する。ダイオードＤ１に順方向電圧が印加される場合、抵抗Ｒｄ１の抵抗値は小さくなる。ダイオードＤ１に逆方向電圧が印加される場合、抵抗Ｒｄ１の抵抗値が上昇する一方で、その値が有限であるため、前述のリーク電流が発生する。

電流経路Ｐ２は、整流経路Ｐ１と電気的に並列に形成される。電流経路Ｐ２の容量成分（寄生容量）は、容量Ｃｓ１により表される。容量Ｃｓ１は、ダイオードＤ１における電界分布を均一にするように（すなわち、図４の等電位線ＥＰＬの間隔を一定にするように）機能する。電流経路Ｐ２の抵抗成分は、抵抗Ｒｓ１と、整流経路Ｐ１と共通の抵抗Ｒｄ２とにより表される。

容量Ｃｓ１および抵抗Ｒｓ１は、それぞれ、ダイオードＤ１のトレンチ部７０の容量および抵抗であり、トレンチ型のダイオードＤ１に固有のものである。すなわち、プレーナ型のショットキーダイオードは、容量Ｃｓ１に相当する容量成分と、抵抗Ｒｓ１に相当する抵抗成分とを有さない一方で、ダイオードＤ１は、容量Ｃｓ１および抵抗Ｒｓ１を含む。容量Ｃｓ１および抵抗Ｒｓ１の各々は、例えば、トレンチ部７０の形状、ポリシリコン層５５の導電率、および絶縁層６０の材質の物性に従って決定される。

図１および図２を再び参照して、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は、この周波数およびその高調波周波数が放送信号ＢＳ１（ＡＭ放送の信号）の帯域の信号に干渉しないように決定されることが好ましい。前述のように、ノイズ低減の観点から、スイッチング周波数は、ＡＭ放送帯域の上限周波数よりも高いことが好ましい。

本実施の形態では、ＡＭ放送帯域が所定の禁止周波数帯域として定められており、制御器５は、ＡＭ放送帯域の上限周波数（この例では、１.７１ＭＨｚ）よりもスイッチング周波数が高くなるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

従来、車両用ヘッドライトを駆動するＤＣ／ＤＣコンバータが、バッテリと接続される昇圧コンバータであり、かつ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が上記上限周波数よりも高く設定されると、スイッチング損失の増大に起因してＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電力変換効率が著しく低下するという課題があった。その結果、上記上限周波数よりも高いスイッチング周波数は、使用され難かった。

スイッチング損失を低減することを目的として、スイッチング素子Ｑ１が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）またはガリウムナイトライド（ＧａＮ）等のワイドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴにより形成されることが好ましいようにも思われる。

しかしながら、車両用ヘッドライトを駆動する昇圧コンバータにおいて、スイッチング周波数が禁止周波数帯域の上限周波数よりも高く設定される場合においては、損失低減効果の観点から全く不十分である。さらに、ＭＯＳＦＥＴの耐圧などのスペックが最適でなかったり、その故障に対する信頼性が確保され難かったりする場合、コストが大幅に増大し得るという課題もある。

発明者らは、バッテリ２０と接続され、かつ、ヘッドライト１を駆動するために昇圧機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、制御器５が１.７１ＭＨｚよりも高いスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１を制御した場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電力変換効率の過度な低下を抑制することができることを見出した。以下、この点を詳しく説明する。

図６は、スイッチング素子Ｑ１がターンオフ状態からターンオン状態に切り替わった時の、ドレイン－ソース間の電圧Ｖｄｓの推移の一例を示す図である。この例では、スイッチング周波数は、１．８ＭＨｚ以上（例えば、１.８ＭＨｚ、１.９ＭＨｚ、２．０ＭＨｚ、２.１ＭＨｚ、または２.２ＭＨｚ）である。以下の説明において、図２を適宜参照する。

図６を参照して、破線２００は、比較例における電圧Ｖｄｓの推移を示す。比較例は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トレンチ型のダイオードＤ１に代えて、それと同程度の順方向電圧Ｖｆを有するプレーナ型のダイオードが用いられる点において、本実施の形態とは異なる。前述の通り、本実施の形態および比較例の双方において、ダイオードＤ１の半導体層３０は、シリコン（Ｓｉ）により形成されているものとする。

時間ｔｄ１は、比較例における電圧Ｖｄｓの立ち下がり遅延時間である。時間ｔｆ１は、比較例における電圧Ｖｄｓの立ち下がり時間である。電圧Ｖｄｓの立ち下がり遅延時間とは、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時から、電圧Ｖｄｓが急峻かつ実質的に一定の傾きで低下し始めるまでの時間である。電圧Ｖｄｓの立ち下がり時間とは、スイッチング素子Ｑ１のターンオン後に、前述した電圧Ｖｄｓが急峻かつ実質的に一定の傾きで低下し始める時間から、電圧Ｖｄｓが電圧Ｖ０（基準電圧）に最初に到達するまでの時間である。

実線２５０は、本実施の形態における電圧Ｖｄｓの推移を示す。本実施の形態では、前述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、トレンチ部７０を有するトレンチ型のダイオードＤ１が用いられる。時間ｔｄ２は、本実施の形態における電圧Ｖｄｓの立ち下がり遅延時間である。時間ｔｆ２は、本実施の形態における電圧Ｖｄｓの立ち下がり時間である。

時間ｔｄ２は、時間ｔｄ１よりも短い。本実施の形態での時間ｔｄ２とｔｄ１の時間差ｔｄｉｆは、数ｎｓ以下のオーダーである。時間ｔｄ１がより長くなるほど、時間差ｔｄｉｆが例えば１ｎｓよりもより長くなることで、比較例のＤＣ／ＤＣコンバータの電源効率は指数関数的に低下する。他方、本実施の形態では時間ｔｄ２が短いため、時間ｔｄ２が例えばサブナノ秒のオーダー程度でもより短くなると、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電源効率は大きく向上する。

図５を再び参照して、本実施の形態のダイオードＤ１のアノード－カソード間の寄生容量は、整流経路Ｐ１の容量Ｃｄ１と、電流経路Ｐ２の容量Ｃｓ１の合計である。この合計容量は、比較例のプレーナ型ダイオードの寄生容量と比較して、同程度またはそれ以上である。本実施の形態のダイオードＤ１の整流経路Ｐ１の容量Ｃｄ１は、比較例のプレーナ型ダイオードの寄生容量よりも小さい。すなわち、本実施の形態のダイオードＤ１の逆回復時間は、比較例のダイオードの逆回復時間よりも短い。逆回復時間が短いことは、ＤＣ／ＤＣコンバータの電源効率の向上を可能にする。本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電源効率は、前述の逆回復時間の短さに加えて、時間差ｔｄｉｆの発生メカニズムに起因して大きく向上する。以下、この発生メカニズムについて説明する。

図６を再び参照して、時間差ｔｄｉｆは、スイッチング素子Ｑ１がターンオンした直後の、電圧Ｖｄｓの共振周波数に大きく依存する。前述した電圧Ｖｄｓの共振周波数は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１と、キャパシタＣ１と、ダイオードＤ１において形成される電流経路上の寄生容量および寄生インダクタンスに大きく依存する。この共振周波数は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電力Ｐｏｕｔ、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ状態からターンオン状態に切り替わる時間、およびスイッチング周波数等にも大きく依存する。

ヘッドライト１を駆動するＤＣ／ＤＣコンバータ１０（この例では、昇圧コンバータ）において、典型的には出力電圧Ｖｏｕｔが３０Ｖ～７０Ｖ程度であり、かつ、出力電力Ｐｏｕｔが２０Ｗ～２００Ｗ程度である。この条件で駆動される本実施の形態に従うＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が１．７１ＭＨｚよりも高く（好ましくは、１．８ＭＨｚ以上）に設定され、かつ、トレンチ型のダイオードＤ１が用いられるため、電圧Ｖｄｓの共振周波数が比較例の場合よりも高くなる。これにより、本実施の形態での時間ｔｄ２が短縮され、時間差ｔｄｉｆが発生するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電源効率が向上する。

この電圧Ｖｄｓの共振周波数は、前述の電圧Ｖｄｓの立ち下がり時間にも同様に影響する。その結果、本実施の形態での時間ｔｆ２は、比較例の時間ｔｆ１よりも短くなる。そして、本実施の形態において、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時から、電圧Ｖｄｓが電圧Ｖ０（基準電圧）に最初に達するまでに要する時間Ｔ２（＝ｔｄ２＋ｔｆ２）は、比較例において要する時間Ｔ１（＝ｔｄ１＋ｔｆ１）よりも顕著に短くなる（Ｔ２＜＜Ｔ１）。その結果、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１におけるスイッチング損失を顕著に低減することができる。したがって、１．７１ＭＨｚよりも高いスイッチング周波数（例えば１．８ＭＨｚ以上）で制御器５がスイッチング素子Ｑ１を制御しても、放送信号ＢＳ１へのノイズ干渉を回避しつつＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電力変換効率の過度な低下を抑制することができる。

図７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の総損失とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数との関係の一例を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の総損失は、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１およびキャパシタＣ１（図２）の損失の合計である。

図７を参照して、破線３００および実線３５０は、それぞれ、比較例および本実施の形態における、総損失Ｌｏｓｓとスイッチング周波数ｆとの関係を示す。総損失差ΔＬｏｓｓは、比較例における総損失Ｌｏｓｓ（破線３００）と、本実施の形態における総損失Ｌｏｓｓ（実線３５０）との差であるとする。

図８は、ＤＣ／ＤＣコンバータの総損失差ΔＬｏｓｓとスイッチング周波数ｆとの関係の一例を示す図である。図８の関係は、図７の関係に基づいている。図８を参照して、線３７０は、スイッチング周波数ｆの上昇とともに総損失差ΔＬｏｓｓが変化する様子を示す。

ＡＭ放送帯域よりも低い周波数（０.５２ＭＨｚよりも低い周波数）において、総損失差ΔＬｏｓｓは、それほど顕著ではない。ＡＭ放送帯域においては、スイッチング周波数ｆの上昇とともに総損失差ΔＬｏｓｓが顕著になり始める。ＡＭ放送帯域よりも高い周波数（例えば、２．０ＭＨｚ）においては、総損失差ΔＬｏｓｓがより顕著になり、比較例に対する本実施の形態の利点がさらに際立つ。すなわち、比較例に対して、本実施の形態の総損失Ｌｏｓｓは大きく低減される。

スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴは、半導体がシリコンにより形成され、かつ、その総電荷量（Ｑｇ）が約１５ｎＣ以下の小さなものであってもよい。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０をより安価でかつ故障に対する信頼性を高くした状態で製造することができる。さらに、放送信号ＢＳ１へのノイズ干渉を回避しつつＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電力変換効率の過度な低下を抑制することができる。

なお、ＦＭ放送帯域の信号へのノイズ干渉の回避の観点から、スイッチング周波数ｆは、少なくとも１．７１ＭＨｚよりも高く（好ましくは、１．８ＭＨｚ以上）かつ１０．８５ＭＨｚ以下になるように設定される。この点については、後ほど詳しく説明する。

図９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に起因して発生するノイズの周波数のスペクトルの一例を説明する図である。図９を参照して、縦軸は、ノイズの強度Ｉ（最大値がＩｍａｘ）を示し、横軸は、ノイズ周波数成分ｆｎを示す。横軸のスケールは、実際の周波数成分のスケールに必ずしも一致しない。

ノイズ周波数成分ｆｎは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０においてスイッチング素子Ｑ１がオン／オフすることにより発生するノイズの周波数成分である。ノイズ周波数成分ｆｎは、この例では入力電流Ｉｉｎ（図２）の伝導ノイズの周波数成分であるものとするが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０から発生する放射ノイズの周波数成分であってもよい。

線４００は、ノイズ周波数成分ｆｎのスペクトルを示す。このスペクトルは、入力電流Ｉｉｎの高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transformation）により導出される。このスペクトルは、バッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ１０の間に設けられたＬＩＳＮ（Line Impedance Stabilization Network）から得られる雑音端子電圧のＦＦＴにより導出されてもよい。帯域Δｆは、上記スペクトルにおける半値幅帯域（言い換えれば、スイッチング周波数ｆに相当するピーク周波数ｆｐ１の半値幅帯域）である。

この例では、スイッチング周波数ｆは、帯域Δｆの下限周波数ｆ１が、ＡＭ帯域の上限周波数（１.７１ＭＨｚ）よりも高くなるという条件（第１条件）が成立するように決定される。すなわち、制御器５は、下限周波数ｆ１がＡＭ帯域の上限周波数よりも高くなるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。これにより、より確実にＡＭ帯域の信号へのノイズ干渉を回避しつつ電力変換効率の低下を抑制することができる。一例として帯域Δｆが狭い場合、スイッチング周波数ｆは、帯域Δｆの下限周波数ｆ１が１．８ＭＨｚ以上になるように決定される。

帯域Δｆの幅は、スイッチング素子Ｑ１の動作中の電圧Ｖｄｓの波形によって変化する。第１条件が確実に成立するスイッチング周波数ｆの例として、２．０ＭＨｚが挙げられる。第１条件が成立するスイッチング周波数ｆは２.０ＭＨｚ以上でもよく、例えば２．１ＭＨｚまたは２.２ＭＨｚであってもよい。

あるいは、スイッチング周波数ｆは、ピーク周波数ｆｐ１から３σを差し引いた周波数が１.７１ＭＨｚよりも高くなるという条件（第２条件）が成立するように決定されてもよい。σは、スペクトルの標準偏差である。第１または第２条件を満たすスイッチング周波数ｆの値は、例えば実験を通じて予め決定される。

第１または第２条件が成立するようにスイッチング周波数ｆが決定されると、放送信号ＢＳ１に対し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に起因するノイズ干渉をより確実に防止しつつ、電力変換効率の低下を抑制することができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて発生するノイズは、放送信号ＢＳ１のみならず放送信号ＢＳ２（ＦＭ放送の信号）にも干渉しないことが好ましい。そのため、制御器５は、ピーク周波数ｆｐ１、すなわちスイッチング周波数ｆがＡＭ放送帯域の上限周波数（１．７１ＭＨｚ）より高いという第１条件に加えて、ピーク周波数ｆｐ１のｎ次高調波成分（周波数成分ｆｐｎ（ｎ≧２）)がＦＭ放送帯域に含まれないという条件（第３の条件）が成立するようにスイッチング素子Ｑ１を制御してもよい。

実用的には、７次高調波（ｎ＝７）がＦＭ帯域の下限周波数（本実施の形態では７６ＭＨｚ）より低くなるように設定されると、ＦＭ帯域の信号へのノイズ干渉を基本的に回避することができる。そこで、制御器５は、７次高調波成分がＦＭ放送帯域に含まれないように（より詳しくは、ＦＭ放送帯域の下限周波数よりも低くなるように）スイッチング素子を制御してもよい。具体的には、スイッチング周波数ｆは、１．７１ＭＨｚよりも高くかつ１０.８５（≒７６／７）ＭＨｚ以下の範囲内に設定されてもよい。より好ましくは、スイッチング周波数ｆは、１．８ＭＨｚ以上かつ１０.８５ＭＨｚ以下の範囲内に設定される。より好ましくは、第１条件がさらに成立するように、スイッチング周波数ｆは、２．０ＭＨｚ以上かつ１０.８５ＭＨｚ以下の範囲内に設定されてもよい。

より確実にｎ次高調波成分のＦＭ放送帯域の信号へのノイズ干渉を防止するには、１４次高調波（ｎ＝１４）が７６ＭＨｚより低くなるように設定されてもよい。そこで、制御器５は、１４次高調波成分がＦＭ放送帯域に含まれないように（より詳しくは、ＦＭ放送帯域の下限周波数よりも低くなるように）スイッチング素子を制御してもよい。具体的には、スイッチング周波数ｆは、１．７１ＭＨｚよりも高くかつ５.４２（≒７６／１４）ＭＨｚ以下に設定されてもよい。より好ましくは、スイッチング周波数ｆは、１．８ＭＨｚ以上かつ１０.８５ＭＨｚ以下の範囲内に設定される。より好ましくは、第１条件がさらに成立するように、スイッチング周波数ｆは、２．０ＭＨｚ以上かつ５.４２ＭＨｚ以下の範囲内に設定されてもよい。

なお、ＡＭ放送帯域は、本開示の「第１禁止周波数帯域」の一例に相当し、ＦＭ放送帯域は、本開示の「第２禁止周波数帯域」の一例に相当する。

前述の第３の条件が成立するようにスイッチング周波数ｆが設定されると、放送信号ＢＳ２に対し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に起因するノイズ干渉を防止することができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、スイッチング動作に起因するノイズが放送信号ＢＳ１、ＢＳ２のいずれにも干渉しないようにしつつ、電力変換効率の低下を抑制した状態でヘッドライト１を駆動することができる。

制御器５は、前述の第１条件に加えて、７次高調波（または１４次高調波）の強度ＩがＦＭ放送帯域において実質的に０になるという条件（第４条件）が成立するようにスイッチング素子Ｑ１を制御してもよい。強度Ｉが実質的に０とは、例えば、強度Ｉが０よりも大きく、かつ、所定の正値未満の数であることを意味する。所定の正値は、強度Ｉがこの正値に等しい場合に、スイッチングノイズの放送信号ＢＳ２への影響が実用的な観点から無視できるように決定される。所定の正値の一例として、ＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility）の規格で定められる強度Ｉの限度値等が挙げられる。

以上のように、本実施の形態によれば、ＡＭ放送帯域の上限周波数よりも高いスイッチング周波数ｆで制御器５がスイッチング素子Ｑ１を制御しても、放送信号ＢＳ１へのノイズ干渉を回避しつつ電力変換効率の過度な低下を抑制することができる。

さらに、スイッチング周波数がＡＭ放送帯域よりも低いケースとは異なり、スイッチング周波数ｆの高調波成分が放送信号ＢＳ１に干渉する事態を回避することができる。したがって、例えばバッテリ２０とＤＣ／ＤＣコンバータ１０の間に入力ノイズフィルタ等が余分に追加される必要がない。加えて、上記のケースと比較してスイッチング周波数ｆが高い本実施の形態では、インダクタＬ１のインダクタンス値と直流成分の抵抗値とを低減できる。これにより、インダクタＬ１の小型化および発熱量の低減を両立することができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の製造コストを低減することができる。

本実施の形態のダイオードＤ１は、ショットキーダイオードであるため、高速スイッチングに適している。さらに、前述のようにリーク電流が低減され易いため、温度上昇時にも安定的に動作する。このような構成とすることにより、ＡＭ放送帯域の上限周波数よりも高いスイッチング周波数ｆでの高速スイッチングを適切に実行することができる。これにより、スイッチング周波数ｆがＡＭ放送帯域の上限周波数よりも高い場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が適切に作動することができる。

本実施の形態のダイオードＤ１の半導体層３０は、シリコン（Ｓｉ）により形成される。これにより、ダイオードＤ１として、その逆方向電圧が最適な製品を容易に選定または製造することができる。したがって、ダイオードＤ１の小型化と低コスト化とを両立することができ、さらに、ダイオードＤ１の故障に対する信頼性をも高くすることができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を小型化、高信頼性化しつつ低コストで製造することができる。さらに、ダイオードＤ１の耐圧電圧は、数１０Ｖ～１００Ｖとなるため、車両１００のヘッドライト１の駆動電圧（３０Ｖ～７０Ｖ）に適する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、車両１００に搭載され、バッテリ２０に接続される。バッテリ２０の電圧に相当する入力電圧Ｖｉｎは、典型的に１２Ｖであるが、瞬間的に約６Ｖ程度に低下することがある。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ヘッドライト１を駆動するためにバッテリ２０から大きな入力電流Ｉｉｎを受ける。本実施の形態によれば、そのような大きな入力電流ＩｉｎがＤＣ／ＤＣコンバータ１０に供給される場合であっても、放送信号ＢＳ１（および放送信号ＢＳ２）へのノイズ干渉の回避と電力変換効率の低下の抑制とを達成しつつヘッドライト１を駆動することができる。

変形例．
上記の実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、昇圧コンバータであるものとしたが、昇降圧コンバータにより代替されてもよい。

図１０は、この変形例におけるＤＣ／ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。図１０を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、非同期式の昇降圧コンバータであり、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧可能に構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、スイッチング素子Ｑ１１と、インダクタＬ１１と、ダイオードＤ１１と、キャパシタＣ１１と、制御器５とを含む。

スイッチング素子Ｑ１１は、インダクタＬ１１に直列に接続され、制御器５により制御される。ダイオードＤ１１は、ダイオードＤ１と同様にトレンチ型のダイオード（図４）であり、電力線ＰＬ１１Ａ，ＰＬ１１Ｂと、負荷ＬＯＡＤとの間に接続される。電力線ＰＬ１１Ａ，ＰＬ１１Ｂは、インダクタＬ１１およびスイッチング素子Ｑ１１の間に設けられる。

本実施の形態では、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚの個数が多く、ＬＥＤアレイ３に印加される電圧はバッテリ２０の電圧より高いものとする。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは昇圧モードで動作を行う。なお、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚの個数が少なく、ＬＥＤアレイ３に印加される電圧がバッテリ２０の電圧より低い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、降圧モードで動作してもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいても、スイッチング素子Ｑ１１がターンオンした直後の、電圧Ｖｄｓの共振周波数は、仮にプレーナ型のダイオードがダイオードＤ１１として用いられる場合の共振周波数よりも高くなる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいてスイッチング周波数が１．７１ＭＨｚより高く設定される場合に、前述の実施の形態と同様の利点（トレンチ型のダイオードＤ１１の利点）が得られる。上記電圧Ｖｄｓの共振周波数は、スイッチング素子Ｑ１１と、キャパシタＣ１１と、ダイオードＤ１１と、入力キャパシタ（図示なし）で形成される電流経路上の寄生容量および寄生インダクタンスと、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電力Ｐｏｕｔ、およびスイッチング周波数等とにより決定される。

以上のことより、上記の実施の形態と同様に放送信号ＢＳ１（および放送信号ＢＳ２）へのノイズ干渉を回避しつつ電力変換効率の低下を抑制することができる。

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、Ｃｕｋコンバータ、Ｚｅｔａコンバータ、またはＳｅｐｉｃコンバータ（Single Ended Primary Inductor Converter）であってもよい。

その他の変形例．
図３を再び参照して、ＬＥＤ３Ａ～３Ｚの個数が少なく、ＬＥＤアレイ３に印加される電圧がバッテリ２０の電圧より低い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、非同期式の降圧コンバータにより代替されてもよい。あるいは、図３で示された定電流制御を行う降圧コンバータ２は、非同期式のコンバータであってもよい。この場合、前述の実施の形態またはその変形例が降圧コンバータ２に適用されてもよい。具体的には、降圧コンバータ２のスイッチング素子のスイッチング周波数が１．７１ＭＨｚよりも高く設定され、かつ、降圧コンバータ２のダイオードにトレンチ型のダイオードが用いられてもよい。

上記の実施の形態では、半導体層３０がシリコンにより形成されるものとしたが、シリコンとは異なる半導体（例えば、ＳｉＣ、ＧａＮ）により形成されてもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、車両１００のヘッドライト１の駆動とは異なる用途のために用いられてもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の各部の電圧、電流、電力、またはスイッチング周波数等のパラメータが車両１００のヘッドライト１の駆動のためのパラメータと同等であれば、前述の実施の形態およびその変形例と同様の利点が得られる。

本開示の「第２禁止周波数帯域」は、ＦＭ放送帯域に限定されず、例えば、市民ラジオ（ＣＢ：Citizens Band Radio）放送の帯域（２６．５ＭＨｚ～２９．７ＭＨｚ）であってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ ヘッドライト、５ 制御器、１０，１０Ａ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０ バッテリ、２５ ラジオ、１００ 車両、Ｃ１，Ｃ１１ キャパシタ、Ｃｄ１，Ｃｓ１ 容量、Ｄ１，Ｄ１１ ダイオード、Ｌ１，Ｌ１１ インダクタ、ＬＯＡＤ 負荷、Ｐ１ 整流経路、Ｐ２ 電流経路、Ｑ１，Ｑ１１ スイッチング素子。

Claims (15)

1. 非同期式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   インダクタと、
   前記インダクタに直列に接続されるスイッチング素子と、
   前記インダクタおよび前記スイッチング素子に接続されるダイオードと、
   前記スイッチング素子を制御する制御器とを備え、
   前記制御器は、所定の周波数帯域の上限周波数よりも前記スイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるように前記スイッチング素子を制御し、
   前記ダイオードは、
   前記ダイオードの順方向電流が流れる整流経路の容量である第１容量と、
   前記整流経路と並列に形成された電流経路の容量である第２容量とを含む、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記ダイオードは、トレンチ型のダイオードであり、
   前記第２容量は、前記ダイオードのトレンチ部の容量である、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記所定の周波数帯域は、ＡＭ放送帯域である、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記上限周波数は、１．７１ＭＨｚである、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記制御器は、前記スイッチング素子のスイッチング動作に起因して発生するノイズのスペクトルの半値幅帯域の下限周波数が前記上限周波数より高くなるように前記スイッチング素子を制御する、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記スイッチング周波数は、１．７１ＭＨｚよりも高くかつ１０．８５ＭＨｚ以下の範囲内にある、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記スイッチング周波数は、２．０ＭＨｚ以上かつ１０．８５ＭＨｚ以下の範囲内にある、請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記ダイオードは、ショットキーダイオードである、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記ダイオードは、半導体層を含み、
   前記半導体層は、シリコンにより形成される、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 前記インダクタは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電源の正極ノードと前記スイッチング素子との間に接続され、
    前記スイッチング素子は、前記インダクタと前記電源の負極ノードとの間に接続され、
    前記インダクタと前記スイッチング素子とに前記ダイオードのアノードが接続される、請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、車両に搭載可能に構成され、
    前記電源は、前記車両のバッテリであり、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷は、前記車両のヘッドライトを含んで構成される、請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
12. 前記制御器は、前記スイッチング周波数の７次高調波成分が、前記所定の周波数帯域としての第１周波数帯域よりも高い第２周波数帯域に含まれないように前記スイッチング素子を制御する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
13. 前記制御器は、前記スイッチング周波数の１４次高調波成分が、前記所定の周波数帯域としての第１周波数帯域よりも高い第２周波数帯域に含まれないように前記スイッチング素子を制御する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
14. 前記第２周波数帯域は、ＦＭ放送帯域である、請求項１２または請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
15. 前記第２周波数帯域は、７６ＭＨｚ以上かつ１０８ＭＨｚ以下である周波数帯域を含む、請求項１２または請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

Images