JP7271361B2 - Current mode step-down switching regulator - Google Patents
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Description
本発明は、軽負荷モードと重負荷モードの切り替えが安定的に行われるようにした電流モード降圧型スイッチングレギュレータに関する。 The present invention relates to a current mode step-down switching regulator capable of stably switching between a light load mode and a heavy load mode.
図7に、従来の電流モード降圧型スイッチングレギュレータの回路構成を示す。これと類似の回路が特許文献1に記載されている。MP1はPMOSのスイッチングトランジスタであり、入力電圧Vinがソースに印加し、ドレインはノードN1に接続されている。1はスイッチングトランジスタMP1のゲートを駆動する駆動回路、2は駆動回路1に入力する信号を反転するインバータ、3はインバータ2を介して駆動回路1を動作させるRSFF回路、4はスイッチングトランジスタMP1に流れるスイッチ電流Iswを検出してスイッチ電流検出電圧V4を出力する電流センス回路である。5はノードN2に入力する帰還電圧Vfbと出力目標電圧相当の基準電圧Vref1との差分を増幅する誤差増幅器である。6は発振器であり、RSFF回路3をセットするためのクロック信号CLKとそのクロック信号CLKに同期したランプ電圧Vrampを生成する。7はスイッチ電流検出電圧V4とランプ電圧Vrampを加算する加算器である。8は比較器であり、加算器7から出力する加算電圧V7と誤差増幅器5から出力する誤差電圧V5を比較し、RSFF回路3をリセットするまでの時間を設定するためのPWM制御電圧V8を生成する。MN1は加算器7の出力電圧V7に残留しているノイズ成分を“L”に落とすためのリセット用のNMOSトランジスタであり、RSFF回路3の端子QBが“H”になることによりオンする。
FIG. 7 shows the circuit configuration of a conventional current mode step-down switching regulator. A circuit similar to this is described in US Pat. MP1 is a PMOS switching transistor, the input voltage Vin is applied to the source, and the drain is connected to the node N1. 1 is a drive circuit that drives the gate of the switching transistor MP1, 2 is an inverter that inverts the signal input to the
L1はスイッチングトランジスタMP1がオンしたときにエネルギーを蓄積するインダクタ、C1は出力コンデンサ、D1はスイッチングトランジスタMP1がオフしたときにインダクタL1に蓄積されたエネルギーを出力コンデンサC1や出力端子N3に接続された負荷に供給するスイッチ用のダイオードである。R1,R2は端子N3の出力電圧Voutを検出するための分圧用の抵抗であり、そこで得られた帰還電圧VfbがノードN2に入力する。 L1 is an inductor that stores energy when the switching transistor MP1 is turned on, C1 is an output capacitor, and D1 is connected to the output capacitor C1 and the output terminal N3 to store the energy stored in the inductor L1 when the switching transistor MP1 is turned off. This is the diode for the switch that supplies the load. R1 and R2 are voltage dividing resistors for detecting the output voltage Vout of the terminal N3, and the obtained feedback voltage Vfb is input to the node N2.
この電流モード降圧型スイッチングレギュレータでは、クロック信号CLKでRSFF回路3がセットされたとき端子Qが“H”となり、駆動回路1の出力電圧V1が“L”になってスイッチングトランジスタMP1がオンする。また、誤差電圧V5と加算電圧V7が比較器8で比較され、その結果がV7>V5になったとき、比較器8から出力するPWM制御電圧V8が“H”となり、RSFF回路3がリセットされ、端子Qが“L”となって駆動回路1の出力電圧V1が“H”になり、スイッチングトランジスタMP1がオフする。また、RSFF回路3の端子QBが“H”になりトランジスタMN1がオンして、PWM制御電圧V7を“L”にしマスクする。
In this current mode step-down switching regulator, when the
以上の結果、スイッチングトランジスタMP1はクロック信号CLKの立ち上りからPWM制御電圧V8が“H”になるまでの期間だけオンする。このようにして、スイッチングトランジスタMP1はPWM制御され、Vfb=Vref1となるように、出力電圧Voutが負帰還制御される。 As a result, the switching transistor MP1 is turned on only during the period from the rise of the clock signal CLK until the PWM control voltage V8 becomes "H". In this manner, the switching transistor MP1 is PWM-controlled, and the output voltage Vout is subjected to negative feedback control so that Vfb=Vref1.
ところで、図7の電流モード降圧型スイッチングレギュレータにおいて、動作効率を向上させるには、例えば、スイッチ電流がピーク値Ipkを下回ったときに軽負荷時であると判定して、このとき、発振器6で生成されるクロック信号CLKの周波数を低い周波数に切り替えることが考えられる。このときは、出力電圧Voutと出力電流Ioutの関係は式(1)で表すことができる。L1はインダクタL1のインダクタンス、fは発振器6の発振周波数である。
By the way, in order to improve the operating efficiency of the current mode step-down switching regulator of FIG. It is conceivable to switch the frequency of the generated clock signal CLK to a lower frequency. At this time, the relationship between the output voltage Vout and the output current Iout can be expressed by Equation (1). L1 is the inductance of the inductor L1, and f is the oscillation frequency of the
しかし、この手法は、スイッチ電流Iswがそのピーク値Ipkより小さくなったときにクロック信号CLKの周波数fを低くし、大きくなったときにその周波数fを高くするように切り替えることになるので、そのピーク値Ipkの近傍でクロック信号CLKの周波数fが高くなったり低くなったりすることが繰り返されて、軽負荷モードと重負荷モードの切り替えが不安定になる。 However, in this method, the frequency f of the clock signal CLK is lowered when the switch current Isw becomes smaller than its peak value Ipk, and the frequency f is raised when it becomes larger. The frequency f of the clock signal CLK repeatedly rises and falls in the vicinity of the peak value Ipk, and switching between the light load mode and the heavy load mode becomes unstable.
本発明の目的は、軽負荷モードと重負荷モードの切り替えが安定して行われるようにした電流モード降圧型スイッチングレギュレータを提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a current mode step-down switching regulator capable of stably switching between a light load mode and a heavy load mode.
上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明は、重負荷モードと軽負荷モードの切り替えが行われる電流モード降圧型スイッチングレギュレータにおいて、出力電圧を生成するために入力電圧をスイッチングするスイッチングトランジスタと、クロック信号が立ち上ると前記スイッチングトランジスタをオンさせ、前記クロック信号に同期したランプ電圧に前記スイッチングトランジスタのオン時に流れるスイッチ電流を検出したスイッチ電流検出電圧を加算した加算電圧が、第1基準電圧と前記出力電圧の帰還電圧との差分を示す誤差電圧よりも大きいとき、前記スイッチングトランジスタをオフさせる第1RSFF回路を有するメイン回路と、前記帰還電圧が第2基準電圧より小さくなっているとき前記クロック信号が立ち上ると前記スイッチングトランジスタをオンさせ、前記スイッチ電流検出電圧が第3基準電圧又は該第3基準電圧より大きな第4基準電圧より大きくなると、前記スイッチングトランジスタをオフさせる第2RSFF回路を有するサブ回路を備え、前記サブ回路は、前記重負荷モードにおいて、前記スイッチ電流検出電圧が前記第3基準電圧より小さくなっている期間が第1期間を超えると、前記第1RSFF回路を無効に設定するとともに前記第2RSFF回路を有効に設定し、前記クロック信号の周波数を第1周波数からより低い周波数の第2周波数に切り替え、且つ前記第3基準電圧を前記第4基準電圧に切り替えることで、前記重負荷モードから前記軽負荷モードに切り替え、前記サブ回路は、前記軽負荷モードにおいて、前記帰還電圧が前記第2基準電圧より小さくなっている期間が第2期間を超えると前記第2RSFF回路を無効に設定するとともに前記第1RSFF回路を有効に設定し、前記クロック信号の周波数を前記第2周波数から前記第1周波数に切り替え、且つ前記第4基準電圧を前記第3基準電圧に切り替えることで、前記軽負荷モードから前記重負荷モードに切り替える、ことを特徴とする。
To achieve the above object, the invention according to
請求項2にかかる発明は、請求項1に記載の電流モード降圧型スイッチングレギュレータにおいて、前記軽負荷モードにおいて、前記帰還電圧が前記第2基準電圧を下回る期間が、前記第2期間より短い第3期間のとき、前記第2RSFF回路は、前記第2周波数のクロック信号の立ち上りにより前記スイッチングトランジスタをオンさせることを特徴とする。
The invention according to
請求項3にかかる発明は、請求項2に記載の電流モード降圧型スイッチングレギュレータにおいて、前記軽負荷モードにおいて、前記帰還電圧が前記第2基準電圧を下回る期間が前記第3期間より短いとき、前記第2周波数のクロック信号がマスクされ、前記第2RSFF回路は、前記帰還電圧が前記第2基準電圧を下回るごとに前記スイッチングトランジスタをオンさせることを特徴とする。
The invention according to
本発明によれば、重負荷モードにおいて、スイッチ電流検出電圧が第3基準電圧より小さくなっている期間が第1期間を超えると重負荷モードから軽負荷モードに切り替わる。また、軽負荷モードにおいて、スイッチ電流検出電圧が第3基準電圧より大きな第4基準電圧より大きく且つ帰還電圧が第2基準電圧を下回っている期間が第2期間を超えると重負荷モードから軽負荷モードに切り替わる。このため、重負荷モードから軽負荷モードに切り替わる時点のスイッチ電流の大きさを、軽負荷モードから重負荷モードに切り替わる時点のスイッチ電流の大きさよりも大きくすることができるので、軽負荷モードと重負荷モードの切り替えにヒステリシスをもたせることができ、軽負荷モードと重負荷モードの切り替えを安定化できる。 According to the present invention, in the heavy load mode, when the period during which the switch current detection voltage is lower than the third reference voltage exceeds the first period, the heavy load mode is switched to the light load mode. Further, in the light load mode, when the period during which the switch current detection voltage is higher than the fourth reference voltage, which is higher than the third reference voltage, and the feedback voltage is lower than the second reference voltage exceeds the second period, the light load mode is changed from the heavy load mode to the light load mode. switch to mode. Therefore, the magnitude of the switch current at the time of switching from the heavy load mode to the light load mode can be made larger than the magnitude of the switch current at the time of switching from the light load mode to the heavy load mode. Hysteresis can be added to the switching of the load mode, and switching between the light load mode and the heavy load mode can be stabilized.
本発明の電流モード降圧型スイッチングレギュレータでは、図1に示すように、スイッチングトランジスタを流れるスイッチ電流Iswの設定値を2種類のIpk1,Ipk2として、Ipk1<Ipk2に設定し、重負荷モードで動作している際に、スイッチ電流Iswが設定値Ipk1を下回ると、所定の条件のもとで軽負荷モードに切り替える。この軽負荷モードではクロック信号CLKの周波数fを重負荷モードでの周波数よりも低い周波に切り替えると、変換効率を向上させることができる。 As shown in FIG. 1, the current mode step-down switching regulator of the present invention operates in a heavy load mode by setting two types of switch current Isw, Ipk1 and Ipk2, to satisfy Ipk1<Ipk2. When the switch current Isw drops below the set value Ipk1 during the operation, the switch is switched to the light load mode under predetermined conditions. In this light load mode, the conversion efficiency can be improved by switching the frequency f of the clock signal CLK to a frequency lower than that in the heavy load mode.
また、軽負荷モードで運転している際に、スイッチ電流Iswが設定値Ipk2を超えると、所定の条件のもとで重負荷モードに切り替える。この重負荷モードでは、クロック信号CLKの周波数fを低負荷モード時の周波数よりも高い周波数に切り替える。 Further, when the switch current Isw exceeds the set value Ipk2 during operation in the light load mode, the mode is switched to the heavy load mode under predetermined conditions. In this heavy load mode, the frequency f of the clock signal CLK is switched to a frequency higher than that in the low load mode.
Iout1を重負荷モードから軽負荷モードに切り替わる時点の出力電流、Iout2を軽負荷モードから重負荷モードに切り替わる時点の出力電流とすると、それら出力電流Iout1、Iout2は式(2),(3)に示す通りとなる。
Assuming that Iout1 is the output current when the heavy load mode is switched to the light load mode, and Iout2 is the output current when the light load mode is switched to the heavy load mode, the output currents Iout1 and Iout2 are given by equations (2) and (3). As shown.
ここで、軽負荷モード時の変換効率に着目すると、設定値Ipk2が大きいほど、一回のスイッチングで出力コンデンサC1に蓄えられるエネルギーが多くなるため、出力電圧Voutの上昇が大きくなる。このように、軽負荷モード時の変換効率を高くするには設定値Ipk2が大きいほどよいので、例えば、Ipk2=2×Ipk1とすると、式(4)に示す通り、Iout2=4×Iout1となる。
Here, focusing on the conversion efficiency in the light load mode, the larger the set value Ipk2, the more energy stored in the output capacitor C1 in one switching operation, and the larger the increase in the output voltage Vout. Thus, in order to increase the conversion efficiency in the light load mode, the larger the set value Ipk2, the better. For example, if Ipk2=2×Ipk1, then Iout2=4×Iout1 as shown in Equation (4). .
しかし、設定値Ipk2が大きくなるほど、軽負荷モードから重負荷モードに切り替わる時点の出力電流Iout2が大きくなり、本来、重負荷モードで動作させるべき領域でも軽負荷モードで動作してしまうことになる。 However, the larger the set value Ipk2, the larger the output current Iout2 at the time of switching from the light load mode to the heavy load mode.
そこで、設定値Ipk2を上げつつ、クロック信号CLKの周波数fの最低値に制限を設けることで、軽負荷モード時の変換効率を上げつつ、軽負荷モードから重負荷モードに切り替わる電流Iout2が高くなりすぎないようにする。例えば、式(5)に示すように、Ipk2=3×Ipk1、周波数fを0.25倍にすることで、Iout2=2.25×Iout1となり、Iout2がIout1より高くなりすぎないようにできる。
Therefore, by setting a limit on the minimum value of the frequency f of the clock signal CLK while increasing the set value Ipk2, the current Iout2 at which the light load mode is switched to the heavy load mode increases while increasing the conversion efficiency in the light load mode. Don't overdo it. For example, by setting Ipk2=3×Ipk1 and multiplying the frequency f by 0.25 as shown in Equation (5), Iout2=2.25×Iout1, and Iout2 can be prevented from becoming too much higher than Iout1.
図2に本発明の実施例の電流モード降圧型スイッチングレギュレータの回路を示す。10は主として重負荷用として働くメイン回路、20は主として軽負荷用として働くサブ回路であり、いずれもIC内に組み込まれる。 FIG. 2 shows a circuit of a current mode step-down switching regulator according to an embodiment of the present invention. 10 is a main circuit that mainly works for heavy loads, and 20 is a sub-circuit that mainly works for light loads, both of which are incorporated in the IC.
メイン回路10において、MP1はPMOSのスイッチングトランジスタであり、ソースに入力電圧Vinが印加し、ドレインはノードN1に接続されている。11はスイッチングトランジスタMP1のゲートを駆動する駆動回路、12は駆動回路11に入力する信号を反転するインバータ、13はインバータ12とスイッチSW1を介して駆動回路11を動作させる第1RSFF回路、14はスイッチングトランジスタMP1に流れるスイッチ電流Iswを検出してスイッチ電流検出電圧V14を出力する電流センス回路である。15はノードN2に入力する帰還電圧Vfbと出力目標電圧相当の第1基準電圧Vref1との差分を増幅する誤差増幅器である。16は発振器であり、クロック信号CLKとそのクロック信号CLKに同期したランプ電圧Vrampを生成し、その発振周波数は後記するようにf1とf2(f2=0.25×f1)に切り替え可能である。17は電流センス回路14から出力するスイッチ電流検出電圧V14とランプ電圧Vrampを加算する加算器である。18は比較器であり、加算器17から出力する加算電圧V17と誤差増幅器15から出力する誤差電圧V15を比較し、第1RSFF回路13をリセットするまでの時間を設定するためのPWM制御電圧V18を生成する。MN1は加算器17の出力電圧V17に残留しているノイズ成分を“L”に落とすためのリセット用のNMOSトランジスタであり、第1RSFF回路13の端子QBが“H”になることによりオンする。第1RSFF回路13のQ端子とインバータ12の間に挿入したスイッチSW1は、重負荷モード時にオンとなり、軽負荷モード時にオフになる。
In the
L1はスイッチングトランジスタMP1がオンしたときにエネルギーを蓄積するインダクタ、C1は出力コンデンサ、D1はスイッチングトランジスタMP1がオフしたときにインダクタL1に蓄積されたエネルギーを出力コンデンサC1や出力端子N3に接続された負荷に供給するスイッチ用のダイオードである。R1,R2は端子N3の出力電圧Voutを検出するための分圧用の抵抗であり、そこで得られた帰還電圧VfbがノードN2に入力する。 L1 is an inductor that stores energy when the switching transistor MP1 is turned on, C1 is an output capacitor, and D1 is connected to the output capacitor C1 and the output terminal N3 to store the energy stored in the inductor L1 when the switching transistor MP1 is turned off. This is the diode for the switch that supplies the load. R1 and R2 are voltage dividing resistors for detecting the output voltage Vout of the terminal N3, and the obtained feedback voltage Vfb is input to the node N2.
サブ回路20において、21は駆動回路11を駆動するインバータ、22は第2RSFF回路、SW2はインバータ21と第2RSFF回路22のQ端子の間に挿入したスイッチである。このスイッチSW2は重負荷モード時にオフとなり、軽負荷モード時にオンとなる。23は第2基準電圧Vref2と帰還電圧Vfbを比較する比較器である。第2基準電圧Vref2は前記した第1基準電圧Vref1と同じ値に設定されるが、それに限られない。24は比較器23の出力電圧V23が“H”に立ち上がったときにHパルスを生成するワンショットマルチ回路である。25はタイマ回路であり、電圧V23が第2期間T2だけ“H”を継続すると重負荷モード設定電圧V25を“H”にする。26は比較器であり、スイッチSW3がオンのときは第3基準電圧Vref3とスイッチ電流検出電圧V14を比較し、スイッチSW4がオンのときは第4基準電圧Vref4とスイッチ電流検出電圧V14を比較して、その出力電圧V26が“H”に立ち上がるとき第2RSFF回路22をリセットする。基準電圧Vref3、Vref4の値は、Vref3<Vref4に設定されている。スイッチSW3は重負荷モード時にオン、軽負荷モード時にオフとなり、スイッチSW4は重負荷モード時にオフ、軽負荷モード時にオンとなる。27は発振器16で生成されるクロック信号CLKのパルスをカウントするカウンタである。このカウンタ27は、所定数をカウントして第1期間T1に達すると軽負荷モード設定電圧V27を“H”にするが、第1期間T1に達する前に比較器26の出力電圧V26が“H”に立ち上ると、“L”にリセットされる。28はAND回路であり、比較器23の出力電圧V23が“L”のときにクロック信号CLKのHパルスをマスクし、“H”のときクロック信号CLKのHパルスを通過させる。29はOR回路であり、AND回路28の出力電圧V28が“H”に立ち上がるとき又はワンショットマルチ回路24から出力されるワンショットパルス電圧V24が“H”に立ち上がるときに、電圧V29を“H”にして、第2RSFF回路22をセットする。
In the sub-circuit 20, 21 is an inverter that drives the
以上において、カウンタ27から出力する電圧V27が“H”に立ち上がるタイミングで、重負荷モードから軽負荷モードへの切り替えが行われる。電圧V27が“H”になると、スイッチSW1がオフ、SW2がオン、SW3がオフ、SW4がオン、発振器16内の後記するSW5がオフ、SW6がオンに設定される。また、タイマ回路25から出力する電圧V25が“H”に立ち上がるタイミングで、軽負荷モードから重負荷モードへの切り替えが行われる。電圧27が“H”になると、スイッチSW1がオン、SW2がオフ、SW3がオン、SW4がオフ、SW5がオン、SW6がオフに切り替えられる。
As described above, the heavy load mode is switched to the light load mode at the timing when the voltage V27 output from the
図3に発振器16の内部回路を示す。I1はスイッチSW5がオンすることによりキャパシタC2を電流I1で充電する電流源、I2はスイッチSW6がオンすることによりキャパシタC2を電流I2で充電する電流源である。電流値はI1>I2に設定されている。MN2はNMOSトランジスタであり、ワンショットマルチ回路24の出力電圧V24が“H”のときオンして、キャパシタC2の電荷を放電する。MN3もNMOSトランジスタであり、オンすることによりキャパシタC2の電荷を放電する。161はキャパシタC2の電圧VC2と第5基準電圧Vref5を比較する比較器である。162は比較器161の出力電圧V161を反転させるインバータであり、その出力がクロック信号CLKとなり、トランジスタMN3のゲートを制御している。クロック信号CLKの周波数は、スイッチSW5がオンでスイッチSW6がオフのときf1、スイッチSW5がオフでスイッチSW6がオンのとき、f1より低いf2となる。163はクロック信号CLKに同期したランプ電圧Vrampを生成するランプ電圧生成回路である。
FIG. 3 shows the internal circuitry of the
さて、重負荷モードに設定されているときは、発振器16は高い発振周波数f1でクロック信号CLKを発振しており、スイッチは、SW1,SW3,SW5がオン、SW2,SW4,SW6がオフとなっている。このときは、スイッチSW2がオフであるので、第2RSFF回路22は無効状態となり、サブ回路20は駆動回路11に影響を与えない。そして、スイッチSW1がオンであるので、第1RSFF回路13が有効となってメイン回路10が主として動作する。
Now, when the heavy load mode is set, the
発振器16のクロック信号CLKが“H”に立ち上がると、第1RSFF回路13がセットされてQ端子が“H”となり、インバータ12の出力が“L”となり、駆動回路11の出力電圧V11が“L”となって、スイッチングトランジスタMP1がオンする。この後、出力電圧Voutを反映している帰還電圧Vfbと第1基準電圧Vref1の差分の誤差電圧V15よりも、発振器16のランプ電圧Vrampとスイッチ電流検出電圧V14の加算電圧V17が高くなると、比較器18の出力電圧V18が“H”に立ち上り、第1RSFF回路13がリセットされ、Q端子が“L”に反転して電圧V11が“H”となり、スイッチングトランジスタMP1がオフする。以後、同様の動作によりスイッチングトランジスタMP1のオン/オフのスイッチング動作が繰り返される。
When the clock signal CLK of the
このとき、サブ回路20においては、図4に示すように、スイッチングトランジスタMP1のスイッチ電流検出電圧V14が第3基準電圧Vref3よりも大きくなると、比較器26の出力電圧V26が“H”になり、カウンタ27がリセットされる。これは、スイッチ電流検出電圧V14が第3基準電圧Vref3よりも大きくなるたびに繰り返される。
At this time, in the sub-circuit 20, as shown in FIG. 4, when the switch current detection voltage V14 of the switching transistor MP1 becomes higher than the third reference voltage Vref3, the output voltage V26 of the
しかし、スイッチングトランジスタMP1のスイッチ電流検出電圧V14が第3基準電圧Vref3よりも小さくなると、比較器26の出力電圧V26が“L”のままとなり、カウンタ27はリセットされなくなる。そして、出力電圧V26が“L”になってから、カウンタ27が周波数f1のクロック信号CLKのカウントを開始して、そのカウントが第1期間T1を超えて継続されると、その出力電圧V27が“H”となる。この結果、スイッチSW1,SW3,SW5がオフ、スイッチSW2,SW4,SW6がオンに切り替わり、重負荷モードが解除され軽負荷モードが設定される。
However, when the switch current detection voltage V14 of the switching transistor MP1 becomes lower than the third reference voltage Vref3, the output voltage V26 of the
以上のように、重負荷モードにおいて、スイッチ電流検出電圧V14が第3基準電圧Vref3よりも小さくなってから第1期間T1を超えると、軽負荷モードに切り替わり、発振器16のクロック信号CLKの発振周波数はf1からf2に切り替わり、比較器26の比較電圧は第3基準電圧Vref3からより大きな第4基準電圧Vref4に切り替わる。この切り替わり時点のスイッチ電流Iswの大きさは前記した設定値Ipk1に相当する。つまり、設定値Ipk1は第3基準電圧Vref3によって設定される。
As described above, in the heavy load mode, when the switch current detection voltage V14 becomes lower than the third reference voltage Vref3 and the first period T1 elapses, the mode is switched to the light load mode, and the oscillation frequency of the clock signal CLK of the
この軽負荷モードでは、スイッチSW1がオフ、スイッチSW2がオンになることにより、メイン回路10の第1RSFF回路13は無効となり、駆動回路11はサブ回路20の第2RSFF回路22によって制御されることになる。このときは軽負荷であるので、帰還電圧Vfbが第2基準電圧Vref2よりも高くなっており、比較器23の出力電圧V23は“L”から変化しない。
In this light load mode, the switch SW1 is turned off and the switch SW2 is turned on, so that the
しかし、図5に示すように、出力電圧Voutが低下してVfb<Vref2の状態が発生すると、その出力電圧V23が“H”に立ち上がるため、ワンショットマルチ回路24から“H”のワンショットパルス電圧24が立ち上り、OR回路29を経由して第2RSFF回路22がセットされる。これによりスイッチングトランジスタMP1がオンして、スイッチ電流Iswが流れる。
However, as shown in FIG. 5, when the output voltage Vout drops and a state of Vfb<Vref2 occurs, the output voltage V23 rises to "H", and the one-shot
このときは、スイッチSW3がオフし、スイッチSW4がオンしているので、スイッチ電流検出電圧V14が第4基準電圧Vref4よりも大きくなるとき、比較器26の出力電圧V26が“H”となり、第2RSFF回路22がリセットされる。Vref3<Vref4であるので、比較器26の出力電圧V26が“H”となるときのスイッチ電流検出電圧V14は、第3基準電圧Vref3よりも大きく、スイッチ電流Iswも大きい。
At this time, the switch SW3 is turned off and the switch SW4 is turned on. Therefore, when the switch current detection voltage V14 becomes higher than the fourth reference voltage Vref4, the output voltage V26 of the
以後、第2RSFF回路22の動作によってスイッチングトランジスタMP1のオン/オフのスイッチング動作が繰り返されるが、このときは発振器16のクロック信号CLKは使用されず、帰還電圧Vfbの値とスイッチング電流検出電圧V14の値によって、スイッチングトランジスタMP1のオン/オフの周期が決まる。この周期はクロック信号CLKの周波数f2の周期よりも長い周期である。
Thereafter, the ON/OFF switching operation of the switching transistor MP1 is repeated by the operation of the
負荷が重くなり負荷電流Ioutが増大してきて、帰還電圧Vfbが低下する時間が長くなると、比較器23の出力電圧V23が“H”の状態から変化しなくなり、ワンショットマルチ回路24から再度のワンショットパルス電圧V24が出力しなくなる。
When the load becomes heavier and the load current Iout increases, and the time for the feedback voltage Vfb to drop becomes longer, the output voltage V23 of the
この結果、電圧V23が“H”になったことでAND回路28がゲートを開いたままとなるので、発振器16の周波数f2のクロック信号CLKがそのAND回路28とOR回路29を経由して第2RSFF回路22をセットする。
As a result, the gate of the AND
図5に示したように、軽負荷状態において帰還電圧Vfbが比較的安定しているときは、第2RSFF回路22は、ワンショットパルス電圧V24によって周波数f2よりも長い周期でときどきセットされ、スイッチングトランジスタMP1をオン/オフさせる回数が少なくなる。しかし、負荷が重くなってきて帰還電圧Vfbが大きく低下した期間が第3期間T3を超えるようになる(ただし、タイマ回路25による第2期間T2より短い期間以内)と、その第3期間T3だけAND回路28がゲートを開き、第2RSFF回路22は発振器16の周波数f2のクロック信号CLKによってセットされることになる。
As shown in FIG. 5, when the feedback voltage Vfb is relatively stable in a light load state, the
さらに、帰還電圧Vfbが第2基準電圧Vref2よりも低くなり、電圧V23が“H”になっている期間がタイマ回路25で設定されたタイマ時間T2を超えると、そのタイマ回路25の出力電圧V25が“H”なる。この結果、スイッチSW1,SW3,SW5がオン、スイッチSW2,SW4,SW6がオフに切り替わり、軽負荷モードが解除され、重負荷モードが設定される。
Further, when the feedback voltage Vfb becomes lower than the second reference voltage Vref2 and the period during which the voltage V23 is "H" exceeds the timer time T2 set by the
以上のように、軽負荷モードにおいて、帰還電圧Vfbが第2基準電圧Vref2を下回っている時間が長くなり、その時間がタイマ回路25による第2期間T2を超えると、重負荷モードに切り替わり、発振器16のクロック信号CLKの発振周波数はf2からf1に切り替わり、比較器26に入力している第4基準電圧Vref4は第3基準電圧Vref3に切り替わる。重負荷モードへの切り替わり直前のスイッチ電流検出電圧V14は第4基準電圧Vref4であり、そのときのスイッチ電流Iswの値は設定値Ipk2に相当する。
As described above, in the light load mode, the time during which the feedback voltage Vfb is lower than the second reference voltage Vref2 becomes longer, and when the time exceeds the second period T2 set by the
本実施例では、このように、重負荷モードから軽負荷モードに切り替わる際のスイッチ電流Iswの値Ipk1と、軽負荷モードから重負荷モードに切り替わる際のスイッチ電流Iswの値Ipk2を、Ipk1<Ipk2と異なる設定値にし、出力電流をIout1<Iout2にすることができ、ヒステリシス動作を実現できるので、重負荷モードと軽負荷モードの切り替わりポイントでの動作が不安定になることはない。 In this embodiment, the value Ipk1 of the switch current Isw when switching from the heavy load mode to the light load mode and the value Ipk2 of the switch current Isw when switching from the light load mode to the heavy load mode are defined as Ipk1<Ipk2. , the output current can be set to Iout1<Iout2, and hysteresis operation can be realized, so that the operation at the switching point between the heavy load mode and the light load mode does not become unstable.
図6に発振器16の動作波形を示す。電流I1又はI2によってキャパシタC2が充電されて、その電圧VC2が基準電圧Vref5に達すると、比較器161の出力電圧V161が“L”になり、クロック信号CLKが“H”となるので、トランジスタMN3がオンしてキャパシタC2が放電される。その充放電サイクルは、電流I1で充電されるときのほうが電流I2で充電されるときよりも、短くなる。つまり、スイッチSW5がオンしているときは重負荷モード時であり、クロック信号CLKの周波数はf1となる。また、スイッチSW6がオンしているときは軽負荷モード時であり、クロック信号CLKの周波数はf2となる。そして、帰還電圧Vfbが第2基準電圧Vref2よりも低くなりワンショットマルチ回路24から出力されるワンショットパルス電圧V24が“H”になると、その期間は、トランジスタMN2がオンして、発振動作がリセットされる。
FIG. 6 shows operating waveforms of the
10:メイン回路、11:駆動回路、12:インバータ、13:RSFF回路、14:電流センス回路、15:誤差増幅器、16:発振器、17:加算器、18:比較器
20:サブ回路、21:インバータ、22:RSFF回路、23:比較器、24:ワンショットマルチ回路、25:タイマ回路、26:比較器、27:カウンタ、28:AND回路、29:OR回路
10: main circuit, 11: drive circuit, 12: inverter, 13: RSFF circuit, 14: current sense circuit, 15: error amplifier, 16: oscillator, 17: adder, 18: comparator, 20: sub-circuit, 21: Inverter 22: RSFF circuit 23: Comparator 24: One-shot multi circuit 25: Timer circuit 26: Comparator 27: Counter 28: AND circuit 29: OR circuit
Claims (3)
出力電圧を生成するために入力電圧をスイッチングするスイッチングトランジスタと、
クロック信号が立ち上ると前記スイッチングトランジスタをオンさせ、前記クロック信号に同期したランプ電圧に前記スイッチングトランジスタのオン時に流れるスイッチ電流を検出したスイッチ電流検出電圧を加算した加算電圧が、第1基準電圧と前記出力電圧の帰還電圧との差分を示す誤差電圧よりも大きいとき、前記スイッチングトランジスタをオフさせる第1RSFF回路を有するメイン回路と、
前記帰還電圧が第2基準電圧より小さくなっているとき前記クロック信号が立ち上ると前記スイッチングトランジスタをオンさせ、前記スイッチ電流検出電圧が第3基準電圧又は該第3基準電圧より大きな第4基準電圧より大きくなると、前記スイッチングトランジスタをオフさせる第2RSFF回路を有するサブ回路を備え、
前記サブ回路は、前記重負荷モードにおいて、前記スイッチ電流検出電圧が前記第3基準電圧より小さくなっている期間が第1期間を超えると、前記第1RSFF回路を無効に設定するとともに前記第2RSFF回路を有効に設定し、前記クロック信号の周波数を第1周波数からより低い周波数の第2周波数に切り替え、且つ前記第3基準電圧を前記第4基準電圧に切り替えることで、前記重負荷モードから前記軽負荷モードに切り替え、
前記サブ回路は、前記軽負荷モードにおいて、前記帰還電圧が前記第2基準電圧より小さくなっている期間が第2期間を超えると前記第2RSFF回路を無効に設定するとともに前記第1RSFF回路を有効に設定し、前記クロック信号の周波数を前記第2周波数から前記第1周波数に切り替え、且つ前記第4基準電圧を前記第3基準電圧に切り替えることで、前記軽負荷モードから前記重負荷モードに切り替える、
ことを特徴とする電流モード降圧型スイッチングレギュレータ。 In a current mode step-down switching regulator that switches between heavy load mode and light load mode,
a switching transistor for switching an input voltage to produce an output voltage;
When the clock signal rises, the switching transistor is turned on, and the addition voltage obtained by adding the switch current detection voltage obtained by detecting the switch current flowing when the switching transistor is on to the ramp voltage synchronized with the clock signal is the first reference voltage and the a main circuit having a first RSFF circuit that turns off the switching transistor when the difference between the output voltage and the feedback voltage is greater than an error voltage;
When the clock signal rises when the feedback voltage is smaller than the second reference voltage, the switching transistor is turned on, and the switch current detection voltage is lower than the third reference voltage or a fourth reference voltage higher than the third reference voltage. a sub-circuit having a second RSFF circuit that turns off the switching transistor when it becomes large;
The sub-circuit disables the first RSFF circuit and disables the second RSFF circuit when a period during which the switch current detection voltage is lower than the third reference voltage exceeds a first period in the heavy load mode. is enabled, the frequency of the clock signal is switched from a first frequency to a lower second frequency, and the third reference voltage is switched to the fourth reference voltage to switch from the heavy load mode to the light load mode. switch to load mode,
The sub-circuit disables the second RSFF circuit and enables the first RSFF circuit when a period during which the feedback voltage is lower than the second reference voltage exceeds a second period in the light load mode. switching the frequency of the clock signal from the second frequency to the first frequency and switching the fourth reference voltage to the third reference voltage to switch from the light load mode to the heavy load mode;
A current mode step-down switching regulator characterized by:
前記軽負荷モードにおいて、前記帰還電圧が前記第2基準電圧を下回る期間が、前記第2期間より短い第3期間のとき、前記第2RSFF回路は、前記第2周波数のクロック信号の立ち上りにより前記スイッチングトランジスタをオンさせることを特徴とする電流モード降圧型スイッチングレギュレータ。 A current mode step-down switching regulator according to claim 1, wherein
In the light load mode, when the period during which the feedback voltage is lower than the second reference voltage is a third period shorter than the second period, the second RSFF circuit performs the switching at the rising edge of the clock signal of the second frequency. A current mode step-down switching regulator characterized by turning on a transistor.
前記軽負荷モードにおいて、前記帰還電圧が前記第2基準電圧を下回る期間が前記第3期間より短いとき、前記第2周波数のクロック信号がマスクされ、前記第2RSFF回路は、前記帰還電圧が前記第2基準電圧を下回るごとに前記スイッチングトランジスタをオンさせることを特徴とする電流モード降圧型スイッチングレギュレータ。
3. The current mode step-down switching regulator according to claim 2,
In the light load mode, when the period during which the feedback voltage is less than the second reference voltage is shorter than the third period, the clock signal of the second frequency is masked, and the second RSFF circuit controls the feedback voltage so that the feedback voltage is less than the second reference voltage. 2. A current mode step-down switching regulator characterized by turning on the switching transistor each time the voltage falls below a reference voltage.
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---|---|---|---|---|
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---|---|---|---|---|
JP2002058239A (en) | 2000-08-10 | 2002-02-22 | Texas Instr Japan Ltd | Drive signal supply circuit |
JP2010063276A (en) | 2008-09-04 | 2010-03-18 | Ricoh Co Ltd | Current-mode control type switching regulator |
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