JP7270957B2

JP7270957B2 - 周波数スペクトラム再生方法、周波数スペクトラム再生装置、受信機及び受信方法

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Publication number: JP7270957B2
Application number: JP2018247445A
Authority: JP
Inventors: 憲治末松; 朋之古市; 浩平秋元; 瑞樹本良
Original assignee: Tohoku University NUC
Current assignee: Tohoku University NUC
Priority date: 2018-12-28
Filing date: 2018-12-28
Publication date: 2023-05-11
Anticipated expiration: 2038-12-28
Also published as: JP2020106478A

Description

本明細書に記載する技術は、周波数スペクトラム再生方法、周波数スペクトラム再生装置、受信機及び受信方法に関する。

近年、ワイヤレスInternet of Things（ＩｏＴ）の普及により、異なるワイヤレスＩｏＴシステム間の干渉を避けるための、ワイヤレスＩｏＴ周波数帯域リアルタイムスペクトルモニタリング技術が開発されている。ワイヤレスＩｏＴ周波数帯域は、例えば、９２０ＭＨｚ帯域，２．４ＧＨｚ帯域及び５～６ＧＨｚ帯域である。

異なるワイヤレスＩｏＴシステム間の干渉を避けるために、クロックスイッチング方式を用いたワイヤレスＩｏＴリアルタイムスペクトルモニタ用ダイレクトRadio Frequency（ＲＦ）アンダーサンプリング受信機が提唱される。これにより、クロック周波数の１／２（別言すれば、「ナイキスト限界」）を上回る監視周波数帯域幅で、１ミリ秒単位未満のリアルタイム性能が実現される。

特開２０１８－１７４４１５号公報

板谷聡子・丸橋建一・長谷川淳・長谷川晃朗・雨海明博・尾関敦・小林宰・中島健智・山田亮太・辻聡・江連裕一郎・伊藤睦・冨田尚孝・児島史秀著、電子情報通信学会技術研究報告vol. 116, no. 479「製造現場における多種無線通信～製造現場における無線通信の課題～」RCS2016-303, pp. 85-90、一般社団法人電子情報通信学会、２０１７年３月古市朋之・本良瑞樹・亀田卓・末松憲治著、「無線IoTリアルタイム周波数センサ用ダイレクトRFアンダーサンプリング受信機のクロック周波数の検討」、2018年電子情報通信学会総合大会、C-2-96、２０１８年３月

工場等の屋内空間では、異なるＩｏＴシステム間の干渉や、製造装置で発生する電磁ノイズとＩｏＴシステムとの間の干渉が問題となる場合がある。異なるワイヤレスＩｏＴシステム間の干渉を避けるためには、ＩｏＴ周波数帯域の信号及びノイズをミリ秒単位で監視するリアルタイム周波数検知技術が用いられる。

しかしながら、１２ＧＨｚを上回る高速アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）が必要になるため、これらの帯域をナイキストサンプリングで一度にリアルタイム監視することは容易でない。

１つの側面では、本明細書に記載する技術は、異なる複数の周波数帯域のリアルタイム監視を行なうことを目的とする。

１つの側面において、周波数スペクトラム再生方法は、アンダーサンプリング受信方式を用いたリアルタイム周波数モニタにおいて、サンプリング周波数をｎ－１（ｎは３以上の整数）回変えて、前記サンプリング周波数のサンプリング時間の合計とクロック切り替え時間との和がミリ秒単位よりも短くなるようにサンプリングしたｎ個の時間軸データから、受信周波数スペクトラムを再生する際に、（１）１回目からｎ回目までのサンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得するステップと、（２）前記（１）のステップにより得られた前記０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までの周波数スペクトラムを１回目からｎ回目まで生成するステップと、（３）前記（２）のステップにより得られた１回目からｎ回目までの０から前記ナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムを周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成するステップと、を備え、１回目のサンプリング周波数ｆ _ｓ１、２回目のサンプリング周波数ｆ _ｓ２、整数Ｍ、Ｌが互いに素で、Ｎは１回目のサンプリングにおける最大アンダーサンプリング次数であるとき、

を満たす。

１つの側面として、異なる複数の周波数帯域のリアルタイム監視を行なうことができる。

実施形態としての受信機の構成例を示すブロック図である。図１に示した受信機におけるアンダーサンプリング処理を説明する図である。図１に示した受信機におけるサンプリングクロックの切り替え前のアンダーサンプリング受信動作を説明する図である。図１に示した受信機におけるサンプリングクロックの切り替え後のアンダーサンプリング受信動作を説明する図である。図１に示した受信機における測定周波数帯域とサンプリング周波数との関係を例示するテーブルである。図１に示した受信機におけるアンダーサンプリング受信時の観測周波数の計算結果を例示するグラフである。図１に示した受信機におけるクロック切り替えを用いた周波数同定法を説明する図である。図１に示した受信機におけるクロック周波数を例示するテーブルである。図１に示した受信機におけるスペクトル再生処理を説明する図である。図１に示した受信機における観測スペクトルの第１の展開例を示す図である。図１に示した受信機における観測スペクトルの第２の展開例を示す図である。図１に示した受信機における観測スペクトルの第３の展開例及び復元されたスペクトルの一例を示す図である。図１に示した受信機におけるスペクトルのモニタ結果を例示する図である。変形例としての受信機の構成例を示すブロック図である。

以下、図面を参照して実施の形態を説明する。ただし、以下に示す実施形態はあくまでも例示に過ぎず、実施形態で明示しない種々の変形例や技術の適用を排除する意図はない。すなわち、本実施形態を、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

また、各図は、図中に示す構成要素のみを備えるという趣旨ではなく、他の構成要素を含むことができる。以下、図中において、同一の符号を付した部分は特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を示す。

〔Ａ〕実施形態
図１は、実施形態としての受信機１００の構成例を示すブロック図である。

図１に示す受信機１００は、ダイレクトＲＦアンダーサンプリング受信方式を採用したリアルタイムスペクトルモニタとして機能する。

従来のダイレクトＲＦアンダーサンプリング受信機では、アンダーサンプリング後の第１ナイキスト領域での折り返しによる受信周波数のオーバーラップを防ぐため、受信帯域幅の合計はクロック周波数の１／２（別言すれば、「ナイキスト限界」）未満でなければならなかった。

しかしながら、図１に示す受信機１００では、９００ＭＨｚ～６ＧＨｚの周波数帯域をカバーし、数百ＭＨｚのクロック周波数のみを必要とする。

図示する受信機１００は、例示的に、アンテナ１，Low Noise Amplifier（ＬＮＡ；低雑音増幅器）２，複数（図示する例では３つ）のBand-Pass Filter（ＢＰＦ）３１～３３，Variable Gain Amplifier（ＶＧＡ）４，Received Signal Strength Indicator（ＲＳＳＩ）５，クロック（ＣＬＫ）６，Sample-And-Hold（Ｓ／Ｈ）回路７，Analog-to-Digital Converter（ＡＤＣ）８，Digital Signal Processor（ＤＳＰ）９及びモニタ１０を備える。

アンテナ１は、高周波信号を受信する。アンテナ１が受信する高周波信号は、マイクロ波帯の周波数を有する。マイクロ波帯の高周波信号としては、例えば、Ultra High Frequency（ＵＨＦ；極超短波）帯、センチメートル波、ミリ波帯、又は、サブミリ波帯の周波数を有するものが挙げられる。アンテナ１は、受信された高周波信号を、ＬＮＡ２へ出力する。

ＬＮＡ２は、アンテナ１から高周波信号が入力される。ＬＮＡ２は、入力された高周波信号を増幅して、増幅された高周波信号を、ＢＰＦ３１～３３へ出力する。ここで、ＬＮＡ２は、マルチバンド高周波信号に含まれる入力信号を増幅することができる、広帯域の増幅器である。

ＢＰＦ３１～３３は、ＬＮＡ２から増幅された高周波信号が入力される。ＢＰＦ３１～３３は、２以上（図示する例では３つ）相互に並列接続されている。ＢＰＦ３１～３３は、入力された高周波信号のうちの、所定の周波数帯域である通過帯域に含まれない成分を、当該通過帯域に含まれる成分よりも大きく減衰させた信号を出力するものである。

ＢＰＦ３１～３３は、アンチエリアスフィルタの一例であり、それぞれマルチバンド高周波信号における異なった通過帯域を有する。ＢＰＦ３１～３３が有する通過帯域の最高周波数は、アンダーサンプリング次数ｍ（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）の周波数帯域（２ｍ－１）ｆ_ｓ～（２ｍ＋１）ｆ_ｓに含まれている。ＢＰＦ３１～３３は、入力された高周波信号を各ＢＰＦ３１～３３によってろ波して、各ＢＰＦ３１～３３の通過帯域に含まれるろ波された信号成分が合わせられた信号を、通過信号としてＶＧＡ４へ出力する。

図示する例において、ＢＰＦ３１は９２０ＭＨｚ帯域の信号を通過させ、ＢＰＦ３２は２．４ＧＨｚ帯域の信号を通過させ、ＢＰＦ３３は５ＧＨｚ帯域の信号を通過させる。

ＶＧＡ４は、ＢＰＦ３１～３３からの通過信号を増幅して出力する。

ＲＳＳＩ５は、ＶＧＡ４が出力した信号の信号強度を測定して、ＶＧＡ４における通過信号の増幅のためにＶＧＡ４にフィードバックする。

Ｓ／Ｈ回路７には、ＢＰＦ３１～３３を通過してＶＧＡ４によって増幅された高周波信号（別言すれば、「通過信号」）が入力されるとともに、ＣＬＫ６からクロック信号が入力される。Ｓ／Ｈ回路７は、ＣＬＫ６から入力されたクロック信号に同期したサンプリング周波数にて、ＢＰＦ３１～３３から入力された通過信号に対するサンプリングを行ない、標本化信号を得る。

本実施形態では、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは、入力信号のナイキスト周波数よりも低い。従って、Ｓ／Ｈ回路７は、高周波信号に対するアンダーサンプリングを行なうことになる。また、本実施形態では、受信した高周波信号について、予め周波数変換を施したもの対してアンダーサンプリングを行うものではなく、Ｓ／Ｈ回路７が、直接アンダーサンプリングを行なうものである。Ｓ／Ｈ回路７は、サンプリング後の標本化信号をＡＤＣ８へ出力する。上述の通り、Ｓ／Ｈ回路７は、増幅及びろ波を受けた高周波信号として、アンダーサンプリング次数の異なる複数の帯域を有するマルチバンド高周波信号が入力されて、このマルチバンド高周波信号に対するアンダーサンプリングを行なうものである。

ＣＬＫ６は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫを有するクロック信号を生成する発振器である。ＣＬＫ６は、可変クロック信号源として機能する。ＣＬＫ６は、高周波信号に含まれる入力信号の帯域幅の２倍よりも低いクロック周波数ｆ_ＣＬＫを有するクロック信号を生成し、生成したクロック信号をＳ／Ｈ回路７及びＡＤＣ８へ出力する。

ＡＤＣ８は、Ｓ／Ｈ回路７から標本化信号が入力される。ＡＤＣ８は、入力された標本化信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤＣ８は、変換後の標本化信号をＤＳＰ９に出力する。

ＤＳＰ９は、周波数スペクトラム再生装置の一例であり、Fast Fourier Transform（ＦＦＴ）回路９１及び受信信号周波数推定部９２を備える。

ＦＦＴ回路９１は、ＡＤＣ８から入力された標本化信号を高速フーリエ変換する。

受信信号周波数推定部９２は、高速フーリエ変換された標本化信号に基づき、受信機１００によって受信された信号の周波数を推定する。

モニタ１０は、表示装置の一例であり、液晶ディスプレイやOrganic Light-Emitting Diode（ＯＬＲＤ）ディスプレイ，Cathode Ray Tube（ＣＲＴ），電子ペーパーディスプレイ等であり、ＤＳＰ９による受信信号周波数の推定結果を出力する。モニタ１０は、受信信号の周波数スペクトラムを表示する。

図２は、図１に示した受信機１００におけるアンダーサンプリング処理を説明する図である。

図２に示す例では、受信周波数帯域が、ＺＯＮＥ１～４で示されたｆ_Ｓ／２の帯域幅にそれぞれ分けられる。ナイキストサンプリングが実施されるＺＯＮＥ１に対して、ＺＯＮＥ２～４が折り返されることにより、アンダーサンプリングが実現される。

これにより、低いサンプリングクロックで広帯域信号を受信可能であり、広帯域とリアルタイム性とが両立できる。ただし、どのナイキストゾーンから折り返されてきたのかが不明であり、受信周波数を特定できない。

図３は、図１に示した受信機１００におけるサンプリングクロックの切り替え前のアンダーサンプリング受信動作を説明する図である。

なお、本実施形態では、受信機１００と異なる送信装置により、それぞれ周波数ｆ_ＲＦ１＝９２０ＭＨｚ、ｆ_ＲＦ２＝２．４ＧＨｚ、及びｆ_ＲＦ３＝５．８ＧＨｚの入力信号が含まれる高周波信号が送信される。そして、受信機１００は、この高周波信号を受信する。

まず、受信機１００のアンテナ１は、高周波信号を受信し、受信された高周波信号をＬＮＡ２へ出力する。

ＬＮＡ２は、アンテナ１から入力された高周波信号を増幅し、増幅された高周波信号をＢＰＦ３１～３３へ出力する。

ＢＰＦ３１～３３は、ＬＮＡ２から入力された高周波信号のうちの、通過帯域ｆ_１，ｆ_２，ｆ_３に含まれる高周波信号を、ＶＧＡ４を介してＳ／Ｈ回路７へ出力する。なお、本実施形態では、ＢＰＦ３１の通過帯域ｆ_１は、９１５ＭＨｚ～９３０ＭＨｚである。また、ＢＰＦ３２の通過帯域ｆ_２は、２．４ＧＨｚ～２．５ＧＨｚである。また、ＢＰＦ３３の通過帯域ｆ_３は、５．０ＧＨｚ～５．８７５ＧＨｚである。これにより、ＢＰＦ３１～３３の通過帯域外の信号が減衰されて、周波数ｆ_ＲＦ１，ｆ_ＲＦ２及びｆ_ＲＦ３の信号を含むマルチバンド高周波信号がＳ／Ｈ回路７へ出力される。

ＣＬＫ６は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫを有するクロック信号を生成し、生成したクロック信号をＳ／Ｈ回路７へ出力する。図３に示す例では、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは１ＧＨｚである。

Ｓ／Ｈ回路７は、ＣＬＫ６から入力された１ＧＨｚのクロック信号に同期して、１ＧＨｚのサンプリング周波数ｆｓにて、ＢＰＦ３１～３３から入力された高周波信号に対するアンダーサンプリングを行なう。Ｓ／Ｈ回路７は、サンプリング後の標本化信号をＡＤＣ８へ出力する。このとき、サンプリング周波数ｆｓの１／２（＝５００ＭＨｚ）よりも高い周波数を有するｎ次の周波数帯域の信号は、エリアシングによって、５００ＭＨｚ以下のベースバンドの領域に折り返される。

図３では、横軸に周波数を、縦軸に信号の振幅（別言すれば、「信号強度」）を示している。本実施形態では、図３に表すように、周波数ｆ_ＲＦ１の信号は、エリアシングによって、周波数ｆ_ＩＦ１＝８０ＭＨｚの信号に変換される。また、周波数ｆ_ＲＦ２の信号は、周波数ｆ_ＩＦ２＝１００ＭＨｚの信号に変換される。また、周波数ｆ_ＲＦ３の信号は、周波数ｆ_ＩＦ３＝２００ＭＨｚの信号に変換される。すなわち、Ｓ／Ｈ回路７によるアンダーサンプリングによって、周波数ｆ_ＩＦ１，ｆ_ＩＦ２及びｆ_ＩＦ３の信号を含む標本化信号が得られる。

ＡＤＣ８は、Ｓ／Ｈ回路７から入力された標本化信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後の標本化信号をＤＳＰ９へ出力する。

ＤＳＰ９は、デジタル信号に変換された標本化信号から受信信号周波数を推定してモニタ１０に出力する。

図４は、図１に示した受信機１００におけるサンプリングクロックの切り替え後のアンダーサンプリング受信動作を説明する図である。

図４に示す例では、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは７００ＭＨｚである。図３及び図４に示すように、異なる周波数でサンプリングを行なうと、スペクトルの観測値も変化する。スペクトル観測値の変化から周波数を一意に識別することが可能である。

ある周波数ｆ_ＲＦのＲＦ信号をサンプリング周波数ｆ_ｓ１でアンダーサンプリングした際、第１ナイキストゾーンで観測される周波数ｆ_ＭＥＳ１とｆ_ＲＦとの関係は次の数式（１）で表わされる。

ｎ_１はアンダーサンプリング次数（ｎ_１＝１，２，・・・）である。

ｆ_ＲＦを特定するにはサンプリングクロックをｆ_ｓ２に切り替えて第１ナイキストゾーンで観測される周波数ｆ_ＭＥＳ２が候補の各ｆ_ＲＦに対して異なる値となればよい。

ｎ_２は数式（２）を満たす整数（ｎ_２＝０，１，・・・）である。

ｆ_ＭＥＳ２が重複するｆ_ｓ２の条件は次の数式（３）～（５）で与えられ、これらの数式を満足しないようにｆ_ｓ２を設定すればｆ_ＲＦを特定できる。

ｎ_１，１，ｎ_１，２はｎ_１を区別した表記であり、ｎ_２，１，ｎ_２，２はｎ_２を区別した値である。

数式（３）を満足しないｆ_ｓ２の条件は、以下の数式（６）及び（７）を満足するときである。ｆ_ｓ１及びｆ_ｓ２は、それぞれ１回目及び２回目のサンプリング周波数である。Ｍ及びＬは整数であり、ＭとＬとは互いに素である。Ｎは１回目のサンプリングにおける最大アンダーサンプリング次数であり、入力信号の最高周波数とサンプリング周波数とによって決定される。

数式（４）及び（５）にはｆ_ＭＥＳ１が含まれており、その値を得るにはＦＦＴによる処理が必要である。ＦＦＴの処理時間を考慮すると、ミリ秒オーダーでのクロックの切り替えができずリアルタイム性が確保できない。そこで、ｆ_ＭＥＳ１は未知として複数回（別言すれば、「２回以上」）のクロック切り替えが実行される。サンプリングクロックをｆ_ｓ２からｆ_ｓ３に切り替えたとき、数式（４）及び（５）を満たすｆ_ＭＥＳ１がｆ_ｓ２とｆ_ｓ３とで異なれば、どちらか一方のサンプリングクロックで重複しても、もう一方のサンプリングクロックで重複を回避できるため、ｆ_ＲＦが特定できる。

図５は、図１に示した受信機１００における測定周波数帯域とサンプリング周波数との関係を例示するテーブルである。図６は、図１に示した受信機１００におけるアンダーサンプリング受信時の観測周波数の計算結果を例示するグラフである。

図６は、図５に示す条件で、ｆ_ＭＥＳ１に対する第２回及び第３回サンプリングの際に観測されるｆ_ＭＥＳ２及びｆ_ＭＥＳ３の計算結果である。ただし、第２回及び第３回のサンプリング周波数は数式（６）及び（７）を満たす値としている。

符号Ａ１はｆ_ＲＦ＝９１５～９３０ＭＨｚの周波数帯域を示し、符号Ａ２はｆ_ＲＦ＝２４００～２５００ＭＨｚの周波数帯域を示し、符号Ａ３はｆ_ＲＦ＝５０００～５２５０ＭＨｚの周波数帯域を示す。また、符号Ａ４はｆ_ＲＦ＝５２５０～５５００ＭＨｚの周波数帯域を示し、符号Ａ５はｆ_ＲＦ＝５５００～５７５０ＭＨｚの周波数帯域を示し、符号Ａ６はｆ_ＲＦ＝５７５０～５８７５ＭＨｚの周波数帯域を示す。

ｆ_ＲＦは無線周波数を表わす。ｆ_ＭＥＳ１，ｆ_ＭＥＳ２及びｆ_ＭＥＳ３は、ｆ_ＲＦの信号をｆ_ｓ１，ｆ_ｓ２及びｆ_ｓ３でそれぞれサンプリングした場合に第１ナイキストゾーンで観測される周波数を表わす。

図６において、１回目のサンプリング時に符号Ｂ１で示すｆ_ＭＥＳ１で観測された信号は、２回目にサンプリングしても、符号Ｂ２で示すｆ_ＭＥＳ２で観測されてしまい、元のＲＦ周波数を特定することができないことがある。このような特異点となる条件下においては３回目のサンプリングが必要となり、これにより符号Ｂ３及びＢ４の２つのｆ_ＭＥＳ３に分離することができ、よって元のＲＦ周波数を特定することができる。今回の図５に示す条件においては図６から明らかなように、３回の異なるサンプリング周波数での観測により受信帯域内の全てのＲＦ信号の周波数を特定することができる。

図７は、図１に示した受信機１００におけるクロック切り替えを用いた周波数同定法を説明する図である。

図７に示す通り、３つの異なる周波数のクロックをサンプリングするアンダーサンプリング受信により、受信周波数を識別することが可能である。この測定サイクル時間Ｔ_ｄ
はミリ秒単位よりも短い。なお、Ｔ_ｄは、サンプリング周波数ｆ_ｓ１の時間Ｔ_ｄ１と、サンプリング周波数ｆ_ｓ２の時間Ｔ_ｄ２と、サンプリング周波数ｆ_ｓ３の時間Ｔ_ｄ３との和である。Ｔ_ｄが１ｍｓよりも短ければ、リアルタイム性は満たされる。例えば、サンプリング時間が０．１ｍｓとなれば、分解能帯域幅（ＲＢＷ）は１０ｋＨｚとなる。クロック切り替え時間を無視すれば、サンプリング時間（別言すれば、「測定サイクル時間」）Ｔ_ｄの合計は０．３ｍｓとなる。

本実施形態では、パルスパターン発生器（ＰＰＧ：例えば、M8020A Keysight）が高速スイッチングソースとして使用される。これにより、１６ＧＨｚを分周して得たクロック周波数に切り替えることが可能となる。各クロック周波数は、５００ＭＨｚ以下で数式（６）及び（７）を満たす様に設計される。

図８は、図１に示した受信機１００におけるクロック周波数を例示するテーブルである。

ＰＰＧクロック周波数の切り替え時間は、サンプリング時間に比べれば無視することが可能である。測定サイクル時間Ｔｄは２２．９３２マイクロ秒となる。よって、リアルタイム性能は十分に満たされる。

よって、本実施形態の受信機１００におけるＤＳＰ９によれば、ミリ秒単位以内のリアルタイム性能及び広帯域の両方を実現させて、受信信号周波数をモニタできる。

図９は、図１に示した受信機１００におけるスペクトル再生処理を説明する図である。

図９に示すように、第１回～第３回の各サンプリングの観測スペクトルが高次ナイキストゾーンに展開され、展開スペクトルが生成される（符号Ｃ１参照）。そして、元のスペクトルはどの回のサンプリングにおいても展開スペクトルの一致した周波数に存在するため、各回の展開スペクトルについて最小値演算することでアンダーサンプリング前の元のスペクトルが復元（別言すれば、「再生」）できる（符号Ｃ２参照）。

すなわち、図１に示したＦＦＴ回路９１は、１回目からｎ（ｎは２以上の整数）回目までのサンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得する手段として機能する。

図１に示した受信信号周波数推定部９２は、１回目からｎ回目までのデータから取得された周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までの周波数スペクトラムを生成する手段として機能する。

また、受信信号周波数推定部９２は、得られた１回目からｎ回目までの周波数スペクトラムの周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成する手段としても機能する。

このように、受信機１００のＤＳＰ９は、サンプリング周波数をｎ－１回変えてサンプリングしたｎ個の時間軸データから、受信周波数スペクトラムを再生する。

これにより、異なる複数の周波数帯域のリアルタイム監視を行なうことができる。

図１０～図１２は、図１に示した受信機１００における観測スペクトルの展開例及び復元されたスペクトルの一例を示す図である。

図１０に示すように、第１回サンプリングにおいて、クロック周波数ｆ_ＣＬＫ１＝５００ＭＨｚとして、観測スペクトルが高次に展開されて展開スペクトルが生成される（符号Ｄ１参照）。

図１１に示すように、第２回サンプリングにおいて、クロック周波数ｆ_ＣＬＫ２＝４１０．２５６ＭＨｚとして、観測スペクトルが高次に展開されて展開スペクトルが生成される（符号Ｄ２参照）。

図１２に示すように、第３回サンプリングにおいて、クロック周波数ｆ_ＣＬＫ２＝３２６．５３０ＭＨｚとして、観測スペクトルが高次に展開されて展開スペクトルが生成される（符号Ｄ３参照）。

そして、図１２に示すように、図１０の符号Ｄ１，図１１の符号Ｄ２及び図１２の符号Ｄ３で示した展開スペクトルの最小値演算結果として、復元されたスペクトルが生成される（符号Ｄ４参照）。

ここで、第４回サンプリングの展開スペクトルを取得した場合には、第２回～第４回サンプリングの展開スペクトルにより、復元したスペクトルを生成してよい。また、第５回サンプリングの展開スペクトルを取得した場合には、第３回～第５回サンプリングの展開スペクトルにより、復元したスペクトルを生成してよい。更に、第６回サンプリングの展開スペクトルを取得した場合には、第４回～第６回サンプリングの展開スペクトルにより、復元したスペクトルを生成してよい。このように、受信機１００のＤＳＰ９は、サンプリング周波数をｎ－１回変えてサンプリングする動作を繰り返し行なう。

すなわち、図１に示したＦＦＴ回路９１は、ｋ（ｋはｎ以上の整数）回目の前記サンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得する手段として機能する。

図１に示した受信信号周波数推定部９２は、ｋ回目のデータから得られた周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムを生成する手段として機能する。

また、受信信号周波数推定部９２は、得られたｋ回目からｋ－ｎ＋１回目までの周波数スペクトラムの周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成する手段としても機能する。

これにより、サンプリングを実施する毎に、復元スペクトルのモニタリングを実施できる。

図１３は、図１に示した受信機１００におけるスペクトルのモニタ結果を例示する図である。

図１３には、ＲＦＩＤ（９２０ＭＨｚ帯），無線ＬＡＮ及びBluetooth（登録商標）（２．４ＧＨｚ帯）デバイスをアンテナ１の近くに設置した場合のワイヤレスＩｏＴ周波数帯のスペクトログラムが示される。

符号Ｅ１に示すスペクトログラムにおいては、中心周波数９１９ＭＨｚのＲＦＩＤ信号が確認できる。

符号Ｅ２に示すスペクトログラムにおいては、無線ＬＡＮ及びBluetooth信号が確認できる。符号Ｅ３には、符号Ｅ２に示したスペクトログラムの時間軸をズームした２．４ＧＨｚ帯のスペクトログラムが示される。これにより、２２．９３２マイクロ秒の時間分解能でのスペクトルモニタリングが実現可能である。よって、ミリ秒単位のスペクトルモニタリングが実現される。

符号Ｅ４に示すスペクトログラムは、５ＧＨｚ帯域の全ての信号がノイズフロアレベル未満であることを示す。

〔Ｂ〕変形例
図１４は、変形例としての受信機２００の構成例を示すブロック図である。

図１４に示す受信機２００は、図１に示した受信機１００と同様に、アンテナ１，ＬＮＡ２，複数（図示する例では３つ）のＢＰＦ３１～３３，ＶＧＡ４，ＲＳＳＩ５，ＤＳＰ９及びモニタ１０を備える。また、受信機２００は、ｎ組（ｎは２以上の整数；図示する例では３組）のＣＬＫ６，Ｓ／Ｈ回路７及びＡＤＣ８を備える。

受信機２００は、複数組のＣＬＫ６，Ｓ／Ｈ回路７及びＡＤＣ８を備えることにより、図９等に示した複数回のサンプリングを並行して実施する。図１４に示す受信機２００は、３組のＣＬＫ６，Ｓ／Ｈ回路７及びＡＤＣ８を備えているため、３回のサンプリングを並行して実施する。

すなわち、複数組のＣＬＫ６，Ｓ／Ｈ回路７及びＡＤＣ８は、ＬＮＡ２とＢＰＦ３１～３３との後段に並列に接続され、ｎ（ｎは２以上の整数）個の異なるサンプリング周波数でアンダーサンプリングする受信回路として機能する。

ＦＦＴ回路９１は、１個目からｎ個目までの受信回路で取得してサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までのｎ個の周波数スペクトラムを取得する取得部として機能する。

受信信号周波数推定部９２は、１個目からｎ個目までの受信回路で取得したｎ個の周波数スペクトラムをそれぞれナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までのｎ個の周波数スペクトラムを生成する第１生成部として機能する。

また、受信信号周波数推定部９２は、得られた１個目からｎ個目までの受信回路の各周波数スペクトラムの周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成する第２生成部としても機能する。

これにより、複数のサンプリング周波数でのアンダーサンプリングを並行して実施できるため、モニタリング処理の時間を短縮できる。

〔Ｃ〕その他
開示の技術は上述した各実施形態に限定されるものではなく、各実施形態の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。各実施形態の各構成及び各処理は、必要に応じて取捨選択することができ、あるいは適宜組み合わせてもよい。

図１及び図１４に示した例においては、受信機１００及び２００が３つのＢＰＦ３１～３３を備えることとしたが、これに限定されるものではない。受信機１００及び２００が備えるＢＰＦは２つ又は４つ以上であってもよい。これにより、種々の周波数帯域の信号をモニタリングできる。

図９等に示した例においては、１～３回のサンプリングによって元のスペクトルを復元することとしたが、これに限定されるものではない。４回以上のサンプリングによって、１つのスペクトルを復元してもよい。これにより、スペクトルの復元精度やノイズ耐性を向上できる。

１００，２００：受信機
１：アンテナ
２：ＬＮＡ
３１，３２，３３：ＢＰＦ
４：ＶＧＡ
５：ＲＳＳＩ
６：ＣＬＫ
７：Ｓ／Ｈ回路
８：ＡＤＣ
９：ＤＳＰ
９１：ＦＦＴ回路
９２：受信信号周波数推定部
１０：モニタ

Claims

アンダーサンプリング受信方式を用いたリアルタイム周波数モニタにおいて、サンプリング周波数をｎ－１（ｎは３以上の整数）回変えて、前記サンプリング周波数のサンプリング時間の合計とクロック切り替え時間との和がミリ秒単位よりも短くなるようにサンプリングしたｎ個の時間軸データから、受信周波数スペクトラムを再生する際に、
（１）１回目からｎ回目までのサンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得するステップと、
（２）前記（１）のステップにより得られた前記０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までの周波数スペクトラムを１回目からｎ回目まで生成するステップと、
（３）前記（２）のステップにより得られた１回目からｎ回目までの０から前記ナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムの周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成するステップと、
を備え、
１回目のサンプリング周波数ｆ _ｓ１、２回目のサンプリング周波数ｆ _ｓ２、整数Ｍ、Ｌが互いに素で、Ｎは１回目のサンプリングにおける最大アンダーサンプリング次数であるとき、

を満たす、
ことを特徴とする周波数スペクトラム再生方法。
請求項１に記載の周波数スペクトラム再生方法において、
前記サンプリング周波数をｎ－１回変えてサンプリングする動作を繰り返し行なう際に、ｋ（ｋはｎ以上の整数）回目の繰り返し時の再生を、
（１ａ）ｋ回目からｋ－ｎ＋１回目の前記サンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得するステップと、
（２ａ）前記（１ａ）のステップにより得られた前記０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムをｋ回目からｋ－ｎ＋１回目まで生成するステップと、
（３ａ）前記（２ａ）のステップにより得られたｋ回目からｋ－ｎ＋１回目までの０から前記ナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムを周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成するステップと、
を備えることを特徴とする周波数スペクトラム再生方法。
アンダーサンプリング受信方式を用いたリアルタイム周波数モニタにおいて、
（１）１回目からｎ（ｎは３以上の整数）回目までのサンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得する手段と、
（２）前記（１）の手段により得られた０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までの周波数スペクトラムを１回目からｎ回目まで生成する手段と、
（３）前記（２）の手段により得られた１回目からｎ回目までの０から前記ナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムを周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成する手段と、
を備え、
１回目のサンプリング周波数ｆ _ｓ１、２回目のサンプリング周波数ｆ _ｓ２、整数Ｍ、Ｌが互いに素で、Ｎは１回目のサンプリングにおける最大アンダーサンプリング次数であるとき、

を満たし、
サンプリング周波数をｎ－１回変えて、前記サンプリング周波数のサンプリング時間の合計とクロック切り替え時間との和がミリ秒単位よりも短くなるようにサンプリングしたｎ個の時間軸データから、受信周波数スペクトラムを再生することを特徴とする周波数スペクトラム再生装置。
請求項３に記載の周波数スペクトラム再生装置において、
前記サンプリング周波数をｎ－１回変えてサンプリングする動作を繰り返し行なう際に、
（１ａ）ｋ（ｋはｎ以上の整数）回目からｋ－ｎ＋１回目までの前記サンプリング周波数でサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムを取得する手段と、
（２ａ）前記（１ａ）の手段により得られた０からナイキスト周波数までの周波数スペクトラムをナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムをｋ－ｎ＋１回目からｋ回目まで生成する手段と、
（３ａ）前記（２ａ）の手段により得られたｋ回目からｋ－ｎ＋１回目までの０から前記ナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの周波数スペクトラムを周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成する手段と、
を備え、
ｋ回目の繰り返し時の再生を行なうことを特徴とする周波数スペクトラム再生装置。
低雑音増幅器と無線周波数帯のアンチエリアスフィルタとの後段に並列に接続され、ｎ（ｎは３以上の整数）個の異なるサンプリング周波数で、前記サンプリング周波数のサンプリング時間の合計とクロック切り替え時間との和がミリ秒単位よりも短くなるようにアンダーサンプリングする受信回路と、
１個目からｎ個目までの前記受信回路で取得してサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までのｎ個の周波数スペクトラムを取得する取得部と、
前記取得部により得られた０からナイキスト周波数までの前記受信回路で取得したｎ個の周波数スペクトラムをそれぞれナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までのｎ個の周波数スペクトラムを生成する第１生成部と、
前記第１生成部により得られた、ｎ個の０からナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの各周波数スペクトラムの周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成する第２生成部と、
を備え、
１個目のサンプリング周波数ｆ _ｓ１、２個目のサンプリング周波数ｆ _ｓ２、整数Ｍ、Ｌが互いに素で、Ｎは１個目のサンプリングにおける最大アンダーサンプリング次数であるとき、

を満たす、
ことを特徴とする受信機。
請求項５に記載の受信機において、
前記第２生成部によって生成された前記１つの周波数スペクトラムを表示装置に表示させることを特徴とする受信機。
（１）低雑音増幅器と無線周波数帯のアンチエリアスフィルタとの後段に並列にｎ（ｎは３以上の整数）個接続された受信回路において、各々異なるサンプリング周波数で、前記サンプリング周波数のサンプリング時間の合計とクロック切り替え時間との和がミリ秒単位よりも短くなるようにアンダーサンプリングするステップと、
（２）１個目からｎ個目までの前記受信回路で取得してサンプリングした時間軸データを高速フーリエ変換して、０からナイキスト周波数までのｎ個の周波数スペクトラムを取得するステップと、
（３）前記（２）のステップにより得られた０からナイキスト周波数までのｎ個の周波数スペクトラムをそれぞれナイキスト周波数毎に折り返してナイキスト周波数の２ｍ＋１（ｍはアンダーサンプリング次数で１以上の整数）倍の周波数までのｎ個の周波数スペクトラムを生成するステップと、
（４）前記（３）のステップにより得られたｎ個の０から前記ナイキスト周波数の２ｍ＋１倍の周波数までの各周波数スペクトラムを周波数毎のデータそれぞれについて最小値演算を行ない、１つの周波数スペクトラムを生成するステップと、
を備え、
１個目のサンプリング周波数ｆ _ｓ１、２個目のサンプリング周波数ｆ _ｓ２、整数Ｍ、Ｌが互いに素で、Ｎは１個目のサンプリングにおける最大アンダーサンプリング次数であるとき、

を満たす、
ことを特徴とする受信方法。
請求項７に記載の受信方法において、
前記（４）のステップによって生成された前記１つの周波数スペクトラムを表示装置に表示させることを特徴とする受信方法。