JP7268805B1

JP7268805B1 - 電力増幅器

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Publication number: JP7268805B1
Application number: JP2022576885A
Authority: JP
Inventors: 和也山本; 敏鈴木; 勝也嘉藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2022-08-08
Filing date: 2022-08-08
Publication date: 2023-05-08
Anticipated expiration: 2042-08-08
Also published as: WO2024033963A1

Abstract

増幅器（Ｔｒｃ，Ｔｒｐ）がＧａＮＨＥＭＴを用いている。ダイオードリニアライザ（ＬＮＺ）と可変減衰器（ＶＡＴＴ）が増幅器（Ｔｒｃ，Ｔｒｐ）の入力に直列に接続されている。ピーク検出器（ＤＥＴ）が増幅器（Ｔｒｃ，Ｔｒｐ）のドレイン電圧のピーク値を検出する。制御部（ＣＴＬ）は、ピーク値が閾値を超えた場合に、ダイオードリニアライザ（ＬＮＺ）をリニアライザとして機能させ、可変減衰器（ＶＡＴＴ）の減衰量を小さくする。

Description

本開示は、電力増幅器に関する。

第４世代移動通信システム（４Ｇ）及び第５世代移動通信システム（５Ｇ）などの携帯電話基地局用の電力増幅器には、歪の少ない電波、即ち受信時の誤り率が少ない信号を遠隔まで届けるために高出力動作と高線形動作が要求される。また、基地局自身の消費電力低減のために高効率動作も強く要求される。

この要求に応えるために、現在の携帯電話基地局用の電力増幅器には、ピーク出力電力に対して７－９ｄＢ低い平均出力電力においても高効率動作を実現できるドハティ増幅器が採用されている。このドハティ増幅器は、通常のSingle-Chainの増幅器に比べてバックオフ動作時の効率を大幅に改善できる。しかし、入力信号に対する出力信号の線形性、即ち振幅及び位相特性の入出力間の関係がどの程度線形であるかが劣化する。そのため、ディジタルプリディストータ（DPD: Digital Pre-distorter）を増幅器の前に置いて、増幅器で歪む成分の逆特性を予め増幅器に入力することで、線形性の劣化を補償しながら増幅動作が行われる。この補償は、増幅器の出力信号をカプラ（方向性結合器）を介して逐次モニタしながら行われる。増幅器に入力すべき逆特性成分を適切な振幅及び位相にするために、ＤＰＤには、ディジタル信号処理機能、ディジタル／アナログ変換機能に加えて、必要に応じてアナログ減衰器、アナログ移相器又はそれらと同等の機能が具備されている。

基地局用電力増幅器に用いるトランジスタとして、これまでＳｉ－ＬＤＭＯＳが主流であった。しかし、ＧａＮＨＥＭＴの実用化に伴い、ＬＤＭＯＳの２８Ｖより高い電源電圧４０－５０Ｖで動作可能、かつより高効動作可能なＧａＮＨＥＭＴが適用され始めている。特に、２ＧＨｚ帯以下よりも周波数の高い３～４ＧＨｚ帯の５Ｇ基地局用ドハティ電力増幅器にはＧａＮＨＥＭＴが多く適用されている（例えば、特許文献１参照）。

ＧａＮドハティ電力増幅器はＧａＮＨＥＭＴ内のトラップに起因するメモリ効果が強く、過去の増幅状態に依存して現在の増幅状態が変化するという問題がある。例えば、直前に大きな電力を増幅した後に小さい電力を増幅すると、利得又は位相が変わってしまうことがよく知られている。

このメモリ効果を考慮して信号の歪を抑制するために、基地局用のＤＰＤではメモリ効果を考慮して歪補償を行う。しかし、このＤＰＤを用いても歪補償がうまく作用しない例を、製品開発ではしばしば経験する。例えば、ドハティ電力増幅器の入出力間の振幅特性（ＡＭ－ＡＭ）と位相特性（ＡＭ－ＰＭ）が、ある出力電力範囲内で急激に変化する場合又は変化量が大きい場合である。そのため、ＤＰＤ補償がうまく作用し、変化量が所定の範囲内に収まり、かつその変化が緩やかになるように回路を設計している。

発明者らは、ドハティ電力増幅器の設計・評価において、所望の周波数帯域の大部分では設計通りにＤＰＤが作用するものの、帯域の端近傍ではＤＰＤがうまく作用しないという不具合を経験した。

種々の解析の結果、ＧａＮＨＥＭＴの瞬時ドレイン電圧に起因したメモリ効果であることが分かった。ＤＰＤがうまく歪補償できない場合は、前述の通り、入出力間の振幅特性（ＡＭ－ＡＭ）と位相特性（ＡＭ－ＰＭ）の変化量が補償範囲を超えた場合である。中でも位相特性の変化に対する補償量の制限は厳格である。このため、位相特性の変化が大きい場合、電力増幅器内に位相変化抑制機能を実装して位相変化を抑制し、ＤＰＤによる補償範囲内に抑えることが有効である（例えば、特許文献１参照）。

このような機能を電力増幅器内に安価で実装するには、ダイオードリニアライザが適している。ダイオードリニアライザにより通過振幅・位相を入力電力に応じて緩やかに変化させることができるので、振幅及び位相変化を抑制できる。

日本特開２００１－１０３１００号公報

しかし、ダイオードリニアライザが機能する場合と機能しない場合では動作原理的に通過損失が異なるため、電力増幅器の動作利得が変化してしまう。従って、電力増幅器の製品として動作利得の差が大きくなるという問題があった。

本開示は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は利得変化を小さくすることができる電力増幅器を得るものである。

本開示に係る電力増幅器は、ＧａＮＨＥＭＴを用いた増幅器と、前記増幅器の入力に直列に接続されたダイオードリニアライザ及び可変減衰器と、前記増幅器のドレイン電圧のピーク値を検出するピーク検出器と、前記ピーク値が閾値を超えた場合に、前記ダイオードリニアライザをリニアライザとして機能させ、前記可変減衰器の減衰量を小さくする制御部とを備えることを特徴とする。

本開示では、増幅器の入力にダイオードリニアライザと可変減衰器を直列に接続し、増幅器のドレイン電圧のピーク値が閾値を超えた場合に、ダイオードリニアライザを機能させる。これにより、増幅器の瞬時ドレイン電圧に起因したメモリ効果によりディジタルプリディストータがうまく歪補償できない場合でも、リニアライザが線形性の劣化を抑制することができる。このため、ディジタルプリディストータの歪補償により基地局に通常要求される歪特性を満足させることができる。また、ダイオードリニアライザが機能した場合は利得が低下するため、可変減衰器の減衰量を小さくする。これにより、電力増幅器の利得変化を小さくすることができる。

実施の形態１に係る電力増幅器を示す回路図である。リニアライザを示す回路図である。リニアライザとして機能した場合のダイオードリニアライザのＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性を示す図である。リニアライザとして機能しない場合のダイオードリニアライザのＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性を示す図である。可変減衰器を示す回路図である。可変減衰器のＲＦ特性例を示す図である。ピーク検出器を示す回路図である。制御部を示す回路図である。ピーク検出器及び制御部の特性例を示す図である。制御部の特性例を示す図である。制御部の特性例を示す図である。電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂの出力例を示す図である。比較例に係る電力増幅器を示す回路図である。４Ｇで用いられる６４ＱＡＭ（６４値直交変調）の信号空間を示す図である。２５６ＱＡＭ（２５６値直交変調）の信号空間を示す図である。４ＧのＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）の基本となる周波数間隔１５ｋＨｚの１２個の副搬送波の各時間波形を示す図である。１２個の副搬送波の合成波形の例を示す図である。問題が無い場合の比較例に係る電力増幅器のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例を示す図である。問題が無い場合の比較例に係る電力増幅器のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例を示す図である。問題が有る場合の比較例に係る電力増幅器のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例を示す図である。問題が有る場合の比較例に係る電力増幅器のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例を示す図である。ＧａＮＨＥＭＴ単体のドレイン電圧のピーク値に対するＡＭ－ＡＭシフト量のシミュレーション結果を示す図である。ＧａＮＨＥＭＴ単体のドレイン電圧のピーク値に対するＡＭ－ＰＭシフト量のシミュレーション結果を示す図である。ストレス電圧パルス印加後のドレイン電流の過渡応答遅延を測定するためのセットアップの例を示す図である。ストレス電圧パルス印加時のドレイン電圧波形を示す図である。図２５に対応するドレイン電流の過渡応答波形を示す図である。リニアライザを前置することによるＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭへの影響を説明するための図である。可変減衰器が無い場合の利得を示す図である。可変減衰器が有る場合の利得を示す図である。実施の形態２に係る電力増幅器を示す回路図である。実施の形態３に係る電力増幅器を示す回路図である。実施の形態４に係る電力増幅器を示す回路図である。

実施の形態に係る電力増幅器について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力増幅器を示す回路図である。電力増幅器モジュールＰＡＭは、携帯電話基地局用に主に適用されるＧａＮＨＥＭＴドハティ電力増幅器モジュールである。電力増幅器モジュールＰＡＭの入力信号に対する出力信号の線形性が歪む。そこで、電力増幅器モジュールＰＡＭの入力端子ＰＡＩＮには、歪補償動作を行うディジタルプリディストータ（Digital Pre-distorter）ＤＰＤが接続されている。方向性結合器ＣＰＬが電力増幅器モジュールＰＡＭの出力端子ＰＡＯＵＴに接続されている。ディジタルプリディストータＤＰＤは、方向性結合器ＣＰＬにより電力増幅器モジュールＰＡＭの出力信号をモニタして、電力増幅器モジュールＰＡＭの増幅器で歪む成分の逆特性を予め電力増幅器モジュールＰＡＭに入力する。これにより、線形性の劣化を補償しながら増幅動作が行われる。

電力増幅器モジュールＰＡＭにおいて、互いに並列に接続されたキャリアアンプＴｒｃ及びピークアンプＴｒｐがドハティ増幅器を構成する。ドライバアンプＴｒｄがドハティ増幅器の入力に接続されている。キャリアアンプＴｒｃ、ピークアンプＴｒｐ及びドライバアンプＴｒｄとしてＧａＮＨＥＭＴを用いている。

ドライバアンプＴｒｄのゲートに入力整合部ＩＮＭが接続されている。電力分配部ＤＩＳがドライバアンプＴｒｄの出力信号を分けてキャリアアンプＴｒｃのゲートとピークアンプＴｒｐのゲートにそれぞれ入力させる。電力分配部ＤＩＳは段間整合部としても機能する。

線路ＴＲＬ１が電力分配部ＤＩＳとピークアンプＴｒｐのゲートの間に接続されている。線路ＴＲＬ２がキャリアアンプＴｒｃのドレインとピークアンプＴｒｐのドレインの間に接続されている。線路ＴＲＬ３がピークアンプＴｒｐのドレインと出力端子ＰＡＯＵＴの間に接続されている。線路ＴＲＬ４がキャリアアンプＴｒｃのドレインと電源端子Ｖｄｄの間に接続されている。容量Ｃｏ１が線路ＴＲＬ４と電源端子Ｖｄｄの接続点にシャント接続されている。線路ＴＲＬ５がピークアンプＴｒｐのドレインと電源端子Ｖｄｄの間に接続されている。容量Ｃｏ２が線路ＴＲＬ５と電源端子Ｖｄｄの接続点にシャント接続されている。線路ＴＲＬ６がドライバアンプＴｒｄのドレインと電源端子Ｖｄｄの間に接続されている。容量Ｃｏ３が線路ＴＲＬ６と電源端子Ｖｄｄの接続点にシャント接続されている。線路ＴＲＬ１～ＴＲＬ６は位相を９０°変化させてインピーダンスを変換する。例えば、線路ＴＲＬ３は、キャリアアンプＴｒｃの出力信号とピークアンプＴｒｐの出力信号を電力合成したものを出力インピーダンス５０Ωにインピーダンス変換する。

線路ＴＲＬ４は基本波周波数ｆｏに対して９０°位相回転を与える給電線路である。容量Ｃｏは、電源端子Ｖｄｄのインピーダンスを基本波周波数ｆｏ近傍で十分に低くし、ほとんど短絡にするためのバイパス容量である。これにより、キャリアアンプＴｒｃのドレインから給電線路を見込むインピーダンスは基本波周波数ｆｏ近傍において十分高くなる。従って、キャリアアンプＴｒｃのドレインから給電線路が高周波的に影響を与えないようにしている。ピークアンプＴｒｐ及びドライバアンプＴｒｄの給電線路についても同様である。

キャリアアンプＴｒｃ、ピークアンプＴｒｐ及びドライバアンプＴｒｄのドレイン電圧は、基本波周波数ｆｏで脈動し、その平均値は電源電圧である。ただし、瞬時電圧はトランジスタの負荷インピーダンスによって決まり、約０．５～２Ｖの最低値から電源電圧の約２～２．５倍の最大値まで大きく変化する。結合容量Ｃｃ１がキャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧をモニタする。ピーク検出器ＤＥＴは、結合容量Ｃｃ１がモニタしたキャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値を検出する。

ダイオードリニアライザＬＮＺと可変減衰器ＶＡＴＴが入力端子ＰＡＩＮと入力整合部ＩＮＭとの間に直列に接続されている。制御部ＣＴＬは、ピーク検出器ＤＥＴの出力電圧Ｖｏ１に応じて電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂを生成し、それぞれダイオードリニアライザＬＮＺと可変減衰器ＶＡＴＴに提供する。

図２は、リニアライザを示す回路図である。ダイオードリニアライザＬＮＺは、ＲＦ信号経路に直列にダイオードＤ１を設けた直列型ダイオードリニアライザである。ダイオードＤ１のアノードに容量Ｃ１が接続され、カソードに容量Ｃ２が接続されている。容量Ｃ３がダイオードＤ１に並列接続されている。ダイオードＤ１のアノードはインダクタＬ１を介して端子Ｖ１に接続されている。ダイオードＤ１のカソードはインダクタＬ２を介して接地されている。電圧Ｖｏ２ａがダイオードリニアライザＬＮＺの端子Ｖ１に印加される。

図３は、リニアライザとして機能した場合のダイオードリニアライザのＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性を示す図である。ダイオードＤ１に流れる電流Ｉｄｉｏが小さい場合（例えば３ｍＡ）、入力電力Ｐｉｎの増加に伴い利得Ｇｐが低下し、位相が正に進む。このため、所望のＰｉｎ付近でダイオードリニアライザＬＮＺを通過する信号の利得と位相が変化する。従って、ダイオードリニアライザＬＮＺは所望のＰｉｎ付近でリニアライザとして機能する。

図４は、リニアライザとして機能しない場合のダイオードリニアライザのＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性を示す図である。ダイオードＤ１に流れる電流Ｉｄｉｏが大きい場合（例えば１０ｍＡ）、所望のＰｉｎ付近でダイオードリニアライザＬＮＺを通過する信号の利得も位相も変化しない。従って、ダイオードリニアライザＬＮＺは所望のＰｉｎ付近でリニアライザとして機能しない。

よって、電圧Ｖｏ２ａが大きくダイオードＤ１に電流が多く流れると、ダイオードリニアライザＬＮＺがリニアライザとして機能する入力電力レベルが高くなる。そこで、所望の入力電力範囲内でリニアライザとして機能させる場合は、電圧Ｖｏ２ａをＬｏｗのＶｏ２ａＬにして、ダイオードＤ１に適切な量の電流が流れるようにする。ただし、電圧がダイオードＤ１のショットキー障壁Ｖｂｉ（０．７－０．８Ｖ）を超えないと電流Ｉｄｉｏが流れないため、Ｖｏ２ａＬ＞Ｖｂｉとする。一方、電圧Ｖｏ２ａがＨｉｇｈのＶｏ２ａＨであると、ダイオードＤ１に大きな電流が流れてリニアライザとして機能しなくなる。また、ダイオードリニアライザがリニアライザとして機能した場合は利得Ｇｐが低下し、機能しない場合は利得Ｇｐが高くなる。なお、ダイオードリニアライザＬＮＺが機能していない場合でもダイオードＤ１のＯＮ抵抗分だけ挿入損失の影響を受けるため、ダイオードリニアライザＬＮＺが無い場合に比べて増幅器の利得Ｇｐは少し減少する。

図５は、可変減衰器を示す回路図である。可変減衰器ＶＡＴＴはπ型ＦＥＴ減衰器である。トランジスタＦＥＴ１のドレインが容量Ｃ３を介して入力端子ＩＮに接続され、ソースが容量Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。トランジスタＦＥＴ１のソース・ドレインに並列に抵抗Ｒ１とインダクタＬ３が接続されている。トランジスタＦＥＴ１のゲートは抵抗Ｒ２を介して接地されている。トランジスタＦＥＴ１のドレインは容量Ｃ５及び抵抗Ｒ３を介してトランジスタＦＥＴ２のドレインに接続されている。トランジスタＦＥＴ１のソースは容量Ｃ６及び抵抗Ｒ４を介してトランジスタＦＥＴ３のドレインに接続されている。トランジスタＦＥＴ２のソースは容量Ｃ７を介して接地されている。トランジスタＦＥＴ３のソースは容量Ｃ８を介して接地されている。電圧Ｖｏ２ｂは端子Ｖ２に印加され、可変抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６により抵抗分割されて電圧Ｖｃが生成される。電圧Ｖｃは、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＦＥＴ１のソースに印加され、抵抗Ｒ８を介してトランジスタＦＥＴ２のゲートに印加され、抵抗Ｒ９を介してトランジスタＦＥＴ３のゲートに印加される。端子Ｖ２は抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＦＥＴ２のソースに接続され、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＦＥＴ３のソースに接続されている。

電圧Ｖｏ２ｂが０Ｖの場合、電圧Ｖｃも０Ｖとなる。この場合、ＦＥＴ１のゲート・ソース電圧も０Ｖとなり、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３の閾値を－２Ｖと仮定すると、ＦＥＴ１はＯＮする。よって、ＲＦ信号は抵抗Ｒ１を通過せずにほとんどＦＥＴ１を通過し、挿入損失はＦＥＴ１のドレイン・ソース間のＯＮ抵抗だけになり、損失は小さい。また、ＦＥＴ２とＦＥＴ３のゲート・ソース電圧は０Ｖとなり、ＦＥＴ２とＦＥＴ３は完全にＯＮする。従って、等価的には抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３で構成されるπ型減衰器が構成される。

一方、電圧Ｖｏ２ｂが高くなるほど電圧Ｖｃも正方向に高くなる。この場合、ＦＥＴ１のソース電位が正方向に高くなるため、ゲート・ソース電圧は負方向に大きくなる。従って、ＦＥＴ１のドレイン・ソース間のチャネル抵抗が大になるため、ＦＥＴ１はＯＦＦに近づく。この場合、ＲＦ信号の多くは抵抗Ｒ１を通過し、減衰が大きくなる。減衰量は、電圧Ｖｏ２ｂがある正の電圧で最大となり、例えば１４ｄＢ程度になる。

電圧Ｖｏ２ｂが＋６Ｖの場合、可変抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の分圧比を１：１とすると、電圧Ｖｃは＋３Ｖとなる。ＦＥＴ１のゲート電圧は０Ｖで固定されているため、ＦＥＴ１のゲート・ソース電圧は－３Ｖになり、ＦＥＴ１はＯＦＦする。ＦＥＴ２とＦＥＴ３のゲート・ソース電圧は－３Ｖとなり、ＦＥＴ２とＦＥＴ３はＯＦＦになる。従って、抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してＧＮＤにリークする電力も最小になる。

上記のように電圧Ｖｏ２ｂの大きさに応じて可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量を変化させる。具体的には、電圧Ｖｏ２ｂが高くなるほど可変減衰器ＶＡＴＴを通過するＲＦ信号の減衰量が増加する。

図６は、可変減衰器のＲＦ特性例を示す図である。可変減衰器ＶＡＴＴは、通常、入力電力Ｐｉｎの増加とは無関係に減衰量と位相変化が一定に保たれることが分かる。なお、可変減衰器ＶＡＴＴが起動していない場合でも、信号が直列ＦＥＴを通過する際にＦＥＴの直列抵抗の影響を受けるため、約０．２－０．３ｄＢの挿入損失が生じる。

図７は、ピーク検出器を示す回路図である。ピーク検出器ＤＥＴは、変調波の時定数に合わせて適切に設定された時定数を有するＲＣ回路である。オペアンプＯＰ１の＋端子にドレイン電圧Ｖｉｎを入力する。オペアンプＯＰ１からダイオードＤ２を介して出力電圧Ｖｏ１が出力される。出力電圧はオペアンプＯＰ１の－端子にも入力される。オペアンプＯＰ１の出力に容量Ｃ９と抵抗Ｒ１２がシャント接続されている。この構成により、ピーク検出器ＤＥＴはドレイン電圧のピーク値を保持する。なお、オペアンプＯＰ１はソースフォロワを用いてもよい。特に、高い周波数ではソースフォロワが好ましい。

図８は、制御部を示す回路図である。制御部ＣＴＬにおいて、オペアンプＯＰ２がピーク検出器ＤＥＴの出力電圧Ｖｏ１を所定の閾値Ｖａと比較して出力電圧Ｖｏ２を生成する。インバータＩＮＶ１が出力電圧Ｖｏ２を反転して電圧Ｖｏ２ａを生成してダイオードリニアライザＬＮＺに供給する。インバータＩＮＶ２が電圧Ｖｏ２を反転して電圧Ｖｏ２ｂを生成して可変減衰器ＶＡＴＴに供給する。ダイオードリニアライザＬＮＺ及び可変減衰器ＶＡＴＴが所望する電圧レベルは異なる場合が多いため、インバータＩＮＶ１及びインバータＩＮＶ２が電圧Ｖｏ２を適切な電圧レベルにレベルシフトして電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂを生成する。電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂはＨｉｇｈ又はＬｏｗの２値である。

図９は、ピーク検出器及び制御部の特性例を示す図である。電圧Ｖｏ１（ドレイン電圧Ｖｉｎ）が閾値Ｖａより大きい場合、電圧Ｖｏ２を反転した電圧Ｖｏ２ａはＬｏｗのＶｏ２ａＬとなる。電圧Ｖｏ１（ドレイン電圧Ｖｉｎ）が閾値Ｖａより小さい場合、電圧Ｖｏ２ａはＨｉｇｈのＶｏ２ａＨとなる。従って、閾値Ｖａを適切な値に設定することでドレイン電圧のピーク値が高すぎる場合を抽出できる。

図１０及び図１１は制御部の特性例を示す図である。図１０は、Ｖｏ１が閾値Ｖａに対して変化した際に出力電圧Ｖｏ２がＨｉｇｈとＬｏｗで急に切り替わる場合である。図１１は出力電圧Ｖｏ２が緩やかに変化する場合である。変調信号は後述するように数ＭＨｚから１００ＭＨｚクラスでかなり急激に増減するため、急激な可変減衰器ＶＡＴＴ及びダイオードリニアライザＬＮＺの動作を避け、信号応答の連続性を保つためには、Ｖｏ２の変化は比較的緩やかな反応の方が適している。

図１２は、電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂの出力例を示す図である。電圧Ｖｏ１が閾値Ｖａより小さいと電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂはＨｉｇｈレベルのＶｏ２ａＨ，Ｖｏ２ｂＨになる。電圧Ｖｏ１が閾値Ｖａより大きいと電圧Ｖｏ２ａ，Ｖｏ２ｂはＬｏｗレベルのＶｏ２ａＬ，Ｖｏ２ｂＬになる。

電圧Ｖｏ２ａがＬｏｗ時にダイオードリニアライザＬＮＺの挿入損失が増加するが、電圧Ｖｏ２ｂがＬｏｗであるため可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量が小さくなる。一方、電圧Ｖｏ２ａがＨｉｇｈ時にダイオードリニアライザＬＮＺの挿入損失が低下するが、電圧Ｖｏ２ｂがＨｉｇｈであるため可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量が大きくなる。即ち、制御部ＣＴＬは、キャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値が閾値Ｖａを超えた場合に、ダイオードリニアライザＬＮＺをリニアライザとして機能させ、可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量を小さくする。一方、制御部ＣＴＬは、キャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値が閾値Ｖａより小さい場合に、ダイオードリニアライザＬＮＺをリニアライザとして機能させず、可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量を大きくする。

リニアライザとして機能した場合の所望のＰｉｎでのダイオードリニアライザＬＮＺの挿入損失をＡ（ｄＢ）とし、リニアライザとして機能しない場合の挿入損失をＡ０（ｄＢ）とし、簡単化のために可変減衰器ＶＡＴＴの最小減衰量を０ｄＢとすると、ダイオードリニアライザＬＮＺがリニアライザとして機能しない場合に可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量を｜Ａ－Ａ０｜（ｄＢ）とすればよい。なお、Ａ，Ａ０はｄＢ換算で負の値になる。

上記のように、制御部ＣＴＬは、ドレイン電圧のピーク値が閾値を超えた場合にダイオードリニアライザＬＮＺを通過する信号の利得と位相を変化させ、ドレイン電圧のピーク値が閾値を超えていない場合にダイオードリニアライザＬＮＺを通過する信号の利得と位相を変化させないように、ダイオードリニアライザＬＮＺを制御する。また、制御部ＣＴＬは、ドレイン電圧のピーク値が閾値を超えた場合に可変減衰器ＶＡＴＴを通過する信号の減衰量が、ドレイン電圧のピーク値が閾値を超えていない場合に可変減衰器ＶＡＴＴを通過する信号の減衰量よりも小さくなるように、可変減衰器ＶＡＴＴを制御する。

続いて、本実施の形態の効果を比較例と比較して説明する。図１３は、比較例に係る電力増幅器を示す回路図である。比較例には、実施の形態１と比べて、結合容量Ｃｃ１、ピーク検出器ＤＥＴ、制御部ＣＴＬ、ダイオードリニアライザＬＮＺ、可変減衰器ＶＡＴＴが無い。

ここで、４Ｇ及び５Ｇでは、２０ＭＨｚの変調帯域幅の場合、副搬送波の数は１２×１００本＝１２００個ある。６４値は２の６乗なので６ビットを１つの副搬送波で一度に送ることができる。よって、１２００個×６ビット＝７．２ｋビットとなる。１つの副搬送波は１秒間に１４０００ｓｙｍｂｏｌ送るので、２０ＭＨｚ帯域では７．２ｋ×１４０００＝約１００Ｍｂｉｔ／ｓｅｃ送ることができる。図１４は、４Ｇで用いられる６４ＱＡＭ（６４値直交変調）の信号空間を示す図である。図１５は、２５６ＱＡＭ（２５６値直交変調）の信号空間を示す図である。搬送波の振幅と位相が図のドットの位置になるように搬送波の振幅と位相を同時に変化させて情報を載せる。

６４ＱＡＭでは、振幅は、中心ＯからＩ－ｃｈ方向に±１，±３，±５，±７と変化し、Ｑ－ｃｈ方向にも同様に変する。例えば、値Ａは、振幅がｓｑｒｔ（７＾２＋７＾２）＝ｓｑｒｔ（４９＊２）＝ｓｑｒｔ（２）・７、位相が４５°の変調値を示している。値Ｂは、振幅がｓｑｒｔ（３＾２＋１＾２）＝ｓｑｒｔ（１０）、位相が約１８°の変調値を示している。なお、Ｉ－ｃｈとＱ－ｃｈはｃｏｓとｓｉｎの関係に対応するので、Ａの値を得るには、ｃｏｓの搬送波の振幅を＋７にし、ｓｉｎの搬送波の振幅を＋７にする（＋７・ｃｏｓ（ωｔ）－（＋７）・ｓｉｎ（ωｔ））。同様に、Ｂの値を得るには、ｃｏｓの搬送波の振幅を３にし、ｓｉｎの搬送波の振幅を１にすればよい（＋３・ｃｏｓ（ωｔ）－（＋１）・ｓｉｎ（ωｔ））。このような変調を１２個の副搬送波に対して個別に行っている。

図１６は、４ＧのＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）の基本となる周波数間隔１５ｋＨｚの１２個の副搬送波の各時間波形を示す図である。図１７は、１２個の副搬送波の合成波形の例を示す図である。図１４及び図１５に示す変調は図１６の各副搬送波に適用される。実用の副搬送波の数は４Ｇの２０ＭＨｚ変調帯域幅で１０２４個になる。従って、図１７に示す信波形のピーク値と平均値の差は非常に大きくなり、通常、８－１０ｄＢという大きな差になる。信号に含まれる最大値と最小値の差であるダイナミックレンジは３０ｄＢ近くになる。

このように、６４ＱＡＭ又は２５６ＱＡＭで変調された副搬送波１０２４個を正確に復調するには、図１４及び図１５に示す振幅及び位相を正確に無線伝送する必要がある。従って、増幅器には、極めて高い線形性、即ち入力振幅・位相に対して広い範囲で線形に増幅することが要求される。

このような変調信号を比較例に係る電力増幅器に入力した場合のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例について説明する。図１８及び図１９は、問題が無い場合の比較例に係る電力増幅器のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例を示す図である。図１８ではディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償を行わず、図１９では歪補償を行っている。ディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償が適切に実施されると、ＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性が広いダイナミックレンジに亘って平坦な線形動作になることが分かる。

続いて、発明者らが経験した不具合について述べる。図２０及び図２１は、問題が有る場合の比較例に係る電力増幅器のＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性例を示す図である。図２０ではディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償を行わず、図２１はでは歪補償を行っている。図２０ではＡＭ－ＡＭがかなり急な右肩上がりの特性になっており、ＡＭ－ＰＭの変化量が図１８に比べて非常に大きくなっている。このため、歪補償後も図１９に示す直線系ではなく、図２１に示すようなある程度の幅を持ったＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭ特性になる。よって、ディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償が適切に実施されていないことが分かる。

このような不具合は、利得の変化が急峻で変化量も大きい場合、又は、位相変化が図２０のように大きい場合に時折経験する。しかし、所望帯域の大半で図１９に示すように適切に歪補償されているのに対して、帯域の端近傍だけ図２０及び図２１に示すように不具合が生じた。

そこで、回路設計以外の要因も疑い、要因調査を行った。その結果、増幅器モジュール内と同等の電源側インピーダンス及び負荷インピーダンスに設定した状態でＧａＮＨＥＭＴ単体に変調波を入力すると、その入力電力レベルが比較的大きくなるにつれて、大きな振幅偏移と位相偏移が起こることを実験的に確認した。

図２２は、ＧａＮＨＥＭＴ単体のドレイン電圧のピーク値に対するＡＭ－ＡＭシフト量のシミュレーション結果を示す図である。図２３は、ＧａＮＨＥＭＴ単体のドレイン電圧のピーク値に対するＡＭ－ＰＭシフト量のシミュレーション結果を示す図である。シミュレーション解析より、これらの偏移量はドレイン電圧のピーク値に強く依存することを確認した。このことより、発明者らは、帯域の端の周波数においてＧａＮＨＥＭＴでしばしば観測される現象である、ストレス電圧パルス印加後のドレイン電流の過渡応答遅延が顕著に生じていると推測した。

このドレイン電流の過渡応答遅延の一例を以下に説明する。図２４は、ストレス電圧パルス印加後のドレイン電流の過渡応答遅延を測定するためのセットアップの例を示す図である。ゲート電圧Ｖｇをあるドレイン電流Ｉｄが流れるように設定する。ドレイン電圧Ｖｄはあるレベル、例えば増幅器Ｔｒの電源電圧から、より高い電圧にパルス的に一時的に昇圧した後、元の電圧に戻す。図２５は、ストレス電圧パルス印加時のドレイン電圧波形を示す図である。図２６は、図２５に対応するドレイン電流の過渡応答波形を示す図である。図２５及び図２６に示すように、低いドレイン電圧ストレス直後のドレイン電流の立ち上がりは比較的早いが、高いドレイン電圧ストレス直後のドレイン電流の立ち上がりは遅いことが分かる。

多値変調された多数の副搬送波を同時に増幅する際のＧａＮＨＥＭＴのドレイン電圧は、前述したように非常に高いピーク出力が時折発生する。その際、ドレイン電流の過渡応答が遅くなると、ドレイン電流が立ち上がらず、図２０及び図２１に示すように低入力電力時に利得が低くなり、同時にダイナミックレンジ内における位相の変化も大きくなると推測される。言い換えると、ピーク出力電圧が高くなり過ぎたために、ディジタルプリディストータＤＰＤでは補償できないＡＭ－ＡＭ又はＡＭ－ＰＭの偏移となっていると推測される。よって、ディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償を阻害する不具合が発生する要因はドレイン電流の過渡応答に起因するメモリ効果であると推測した。

課題は、ディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償が適切に機能する程度まで、ＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭの変化を抑制することである。そこで、ＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭを簡易な回路構成で補償できる、図２に示すダイオードリニアライザを電力増幅器モジュールに前置することが考えられる。特に、ＡＭ－ＰＭの偏移の抑制は、ディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償を適切に実施する際に重要であることを発明者らは実験的に確認している。

図２７は、リニアライザを前置することによるＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭへの影響を説明するための図である。リニアライザの補償によりＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭの変化が抑制されていることが分かる。従って、ダイオードリニアライザＬＮＺを前置した電力増幅器では、ディジタルプリディストータＤＰＤによる歪補償が適切に作用し、全ての所望帯域内で、図１９に示す特性の実現が期待できる。

しかし、図２７のリニアライザ付ＰＡＭの特性を見ると、出力電力Ｐｏｕｔが低いときの増幅器の利得（線形利得）が低下するという問題があることに気づく。これは、電力増幅器を製品として考えた場合、ダイオードリニアライザＬＮＺの起動の有無で製品の利得が変化し、問題となる。ダイオードリニアライザＬＮＺによるＡＭ－ＡＭ／ＡＭ－ＰＭの補償量によって変わるが、大体２－３ｄＢの利得差が生じる。

本実施の形態では、この利得差を抑制するために可変減衰器ＶＡＴＴを電力増幅器内に実装している。図２８は可変減衰器が無い場合の利得を示す図である。可変減衰器ＶＡＴＴが無い場合はダイオードリニアライザＬＮＺの起動の有無で大きな利得偏差が生じる。図２９は可変減衰器が有る場合の利得を示す図である。ダイオードリニアライザＬＮＺが起動していない場合、ダイオードリニアライザＬＮＺが起動している場合に比べて利得が高くなる。そこで、ダイオードリニアライザＬＮＺが起動していない時に可変減衰器ＶＡＴＴの減衰量を大きくする。これにより、ダイオードリニアライザＬＮＺの起動の有無によらず利得を一定にすることができる。

以上述べたように、本実施の形態では、増幅器の入力にダイオードリニアライザと可変減衰器を直列に接続し、増幅器のドレイン電圧のピーク値が閾値を超えた場合に、ダイオードリニアライザを機能させる。これにより、増幅器の瞬時ドレイン電圧に起因したメモリ効果によりディジタルプリディストータがうまく歪補償できない場合でも、リニアライザが線形性の劣化を抑制することができる。このため、ディジタルプリディストータの歪補償により基地局に通常要求される歪特性を満足させることができる。また、ダイオードリニアライザが機能した場合は利得が低下するため、可変減衰器の減衰量を小さくする。これにより、電力増幅器の利得変化を小さくすることができる。

また、ダイオードリニアライザＬＮＺ及び可変減衰器ＶＡＴＴは非常に簡易なアナログ回路であるため、ＧａＮＨＥＭＴだけでなくＧａＡｓＦＥＴ／ＨＥＭＴでも実現でき、小型化と低コスト性にも適している。なお、ＩＶ族のＳｉ系半導体を用いても同様の構成を実現できるため、本実施の形態に係る電力増幅器はＩＩＩ－Ｖ族系に限定されない。

特許文献１においても、電力増幅器のＦＥＴのドレイン電圧をモニタし、それに応じて移相器がＡＭ－ＰＭを補償する。しかし、アナログ回路での実現を前提にすると、ＡＭ－ＰＭの補償と同時にＡＭ－ＡＭも変化してしまう。従って、その両方を補償する本実施の形態の方が補償効果は大きい。また、ダイオードリニアライザＬＮＺの起動の有無で生じる利得偏差も併せて抑制できる。

なお、実際の基地局用電力増幅器としてはドハティ増幅器が主流であるが、トランジスタ自身のトラップの効果により同様な現象が発生し、ドハティ増幅器以外の増幅器でもディジタルプリディストータが歪補償できない場合がある。従って、本実施の形態は増幅器がドハティ増幅器でない場合にも有効である。

実施の形態２．
図３０は、実施の形態２に係る電力増幅器を示す回路図である。実施の形態１ではドハティ増幅器のキャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値を検出するが、本実施の形態では、ピークアンプＴｒｐのドレイン電圧のピーク値を検出する。その他の構成は実施の形態１と同様である。この場合でも実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態３．
図３１は、実施の形態３に係る電力増幅器を示す回路図である。実施の形態１ではドハティ増幅器のキャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値を検出するが、本実施の形態では、ドライバアンプＴｒｄのドレイン電圧のピーク値を検出する。その他の構成は実施の形態１と同様である。

通常、終段のキャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値がドライバアンプＴｒｄのドレイン電圧のピーク値よりも高くなる。ただし、回路設計次第では、ドライバアンプＴｒｄのＧａＮＨＥＭＴのドレイン電圧のピーク値が過剰に高くなり、ドレイン電流の過渡応答特性遅延の主要因になる場合もなる。この場合には本実施の形態が有効であり、実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、図３１ではドライバアンプＴｒｄは１個だけであるが、キャリアアンプＴｒｃに対してドライバアンプＴｒｄを１個、ピークアンプＴｒｐに対してもドライバアンプＴｒｄを１個設けてもよい。この場合、キャリアアンプＴｒｃ側のドライバアンプＴｒｄのドレイン電圧をモニタすれば実施の形態１と同様の効果が得られる。

実施の形態４．
図３２は、実施の形態４に係る電力増幅器を示す回路図である。本実施の形態では、ピーク検出器ＤＥＴ１がドハティ増幅器のキャリアアンプＴｒｃのドレイン電圧のピーク値を検出し、ピーク検出器ＤＥＴ２がドライバアンプＴｒｄのドレイン電圧のピーク値を検出する。そして、比較器ＣＯＭが高い方の電圧を選択して制御部ＣＴＬに提供する。制御部ＣＴＬが比較器ＣＯＭの出力信号に応じてダイオードリニアライザＬＮＺ及び可変減衰器ＶＡＴＴに制御電圧を印加する。その他の構成は実施の形態１と同様であり、実施の形態１と同様の効果が得られる。

ＣＴＬ制御部
ＣＰＬ方向性結合器
ＤＥＴ，ＤＥＴ１，ＤＥＴ２ピーク検出器
ＤＰＤディジタルプリディストータ
ＬＮＺダイオードリニアライザ
Ｔｒｃキャリアアンプ
Ｔｒｄドライバアンプ
Ｔｒｐピークアンプ
ＶＡＴＴ可変減衰器

Claims

ＧａＮＨＥＭＴを用いた増幅器と、
前記増幅器の入力に直列に接続されたダイオードリニアライザ及び可変減衰器と、
前記増幅器のドレイン電圧のピーク値を検出するピーク検出器と、
前記ピーク値が閾値を超えた場合に、前記ダイオードリニアライザをリニアライザとして機能させ、前記可変減衰器の減衰量を小さくする制御部とを備えることを特徴とする電力増幅器。
前記制御部は、
前記ピーク値が閾値を超えた場合に前記ダイオードリニアライザを通過する信号の利得と位相を変化させ、前記ピーク値が閾値を超えていない場合に前記ダイオードリニアライザを通過する信号の利得と位相を変化させないように前記ダイオードリニアライザを制御し、
前記ピーク値が閾値を超えた場合に前記可変減衰器を通過する信号の減衰量が前記ピーク値が閾値を超えていない場合に前記可変減衰器を通過する信号の減衰量よりも小さくなるように前記可変減衰器を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
前記増幅器の出力に接続された方向性結合器と、
前記方向性結合器により前記増幅器の出力信号をモニタして、前記増幅器で歪む成分の逆特性を予め前記増幅器に入力するディジタルプリディストータとを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力増幅器。
前記増幅器はドハティ増幅器を有することを特徴とする請求項１～３の何れか１項に記載の電力増幅器。
前記ドハティ増幅器は、互いに並列に接続されたキャリアアンプ及びピークアンプを有し、
前記ピーク検出器は前記キャリアアンプのドレイン電圧のピーク値を検出することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
前記ドハティ増幅器は、互いに並列に接続されたキャリアアンプ及びピークアンプを有し、
前記ピーク検出器は前記ピークアンプのドレイン電圧のピーク値を検出することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
前記増幅器は、前記ドハティ増幅器の入力に接続されたドライバアンプを有し、
前記ピーク検出器は、前記ドライバアンプのドレイン電圧のピーク値を検出することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
前記ドハティ増幅器は、互いに並列に接続されたキャリアアンプ及びピークアンプを有し、
前記増幅器は、前記ドハティ増幅器の入力に接続されたドライバアンプを有し、
前記ピーク検出器は、前記キャリアアンプのドレイン電圧のピーク値と前記ドライバアンプのドレイン電圧のピーク値を検出して高い方の電圧を選択して前記制御部に提供することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。