JP7238585B2 - Contactless power receiving device, contactless power supply device, and contactless power supply system - Google Patents
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Description
本開示は、非接触で車両に電力を供給する技術に関する。 The present disclosure relates to technology for contactlessly supplying power to a vehicle.
特許文献1には、地上側に3相の送電コイルが配置され、車両側に3相の受電コイルが配置された非接触給電システムの例が開示されている。
しかしながら、上記の非接触給電システムにおいて、3相の送電コイルと3相の受電コイルとの間の複数の組み合わせにおいて、送電コイルと受電コイルとの間で得られる電気的・磁気的な特性が不平衡であると、3相の受電コイルに流れる3相の電流の振幅の変動や位相ずれが発生し、車両で受電された直流電力に発生する脈動と呼ばれる電力の変動が増加する。このため、非接触給電システムにおける給電効率が悪くなる、という課題がある。特に、車両に搭載される受電コイルには小型化が要求される。このため、各相の受電コイルによる受電電力の特性の不平衡が無視できないほど大きくなる可能性が高い。 However, in the contactless power supply system described above, in a plurality of combinations between the three-phase power transmission coil and the three-phase power reception coil, the electrical and magnetic characteristics obtained between the power transmission coil and the power reception coil are inadequate. In the equilibrium state, amplitude fluctuations and phase shifts occur in the three-phase currents flowing through the three-phase power receiving coils, and power fluctuations called pulsation occurring in the DC power received by the vehicle increase. Therefore, there is a problem that power supply efficiency in the contactless power supply system is deteriorated. In particular, power receiving coils mounted on vehicles are required to be miniaturized. For this reason, there is a high possibility that the imbalance in the characteristics of the power received by the power receiving coils of the respective phases will become unignorable.
本開示の一形態によれば、非接触給電装置から非接触で供給される電力を受電する非接触受電装置(205,205B)が提供される。この非接触受電装置は、複数相の受電共振回路部(210u,210v,210w,210a,210b)を有する受電共振回路(210,210B)と、前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路(220,220B)と、を備える。前記受電回路は、各相の受電共振回路部から入力される交流電力を調整する複数相の受電側フィルタ回路部(224u,224v,224w,224a,224b)を有する受電側フィルタ回路(224,224B)と、各相の受電側フィルタ回路部から入力される各相の交流電力を1つの直流電力に変換する整流回路(226,226B)と、前記整流回路から入力される直流電力を、前記負荷に供給される電力に変換する電力変換回路(228)と、を備える。前記複数相の受電側フィルタ回路部のうちの少なくとも2つは、互いに異なるインピーダンス特性を有し、前記各相の受電側フィルタ回路部は、それぞれ、前記各相の受電側フィルタ回路部から前記整流回路に入力される前記各相の交流電力の特性が互いに平衡になるように設定されたインピーダンス特性を有する。
この非接触受電装置によれば、整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動のような電力の変動を低減することができる。これにより、電力変換回路における電力変換により発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。
According to one aspect of the present disclosure, a contactless power receiving device (205, 205B) that receives power that is contactlessly supplied from a contactless power supply device is provided. This contactless power receiving device includes power receiving resonance circuits (210, 210B) having power receiving resonance circuit units (210u, 210v, 210w, 210a, 210b) of multiple phases, and converting AC power received by the power receiving resonance circuits into DC power. and a power receiving circuit (220, 220B) that converts the power into the power and supplies it to the load. The power receiving circuit includes power receiving side filter circuits (224, 224B) having power receiving side filter circuit units (224u, 224v, 224w, 224a, 224b) of a plurality of phases for adjusting AC power input from the power receiving resonant circuit units of respective phases. ), a rectifier circuit (226, 226B) for converting the AC power of each phase input from the power receiving side filter circuit unit of each phase into one DC power, and the DC power input from the rectifier circuit to the load and a power conversion circuit (228) for converting power to be supplied to the . At least two of the power receiving side filter circuit units of the plurality of phases have impedance characteristics different from each other, and the power receiving side filter circuit units of the respective phases are respectively connected to the rectifying power receiving side filter circuit units of the respective phases. The impedance characteristics are set so that the characteristics of the AC power of each phase input to the circuit are balanced with each other .
According to this non-contact power receiving device, it is possible to reduce power fluctuations such as power pulsations that occur in the DC power output from the rectifier circuit. As a result, an increase in power loss caused by power conversion in the power conversion circuit can be reduced. As a result, it is possible to improve power supply efficiency in a contactless power supply system that supplies power from the contactless power supply device to the contactless power receiving device in a contactless manner.
本開示の他の一形態によれば、非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電装置(100)が提供される。この非接触給電装置は、前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路(110,110E)と、電源回路(130)から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路(120,120E)と、を有する複数の非接触給電セグメント(Seg)を備える。前記送電回路は、前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路(122,122E)と、前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路(124,124E)と、を備える。前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも2つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定された特性インピーダンスを有する。
この非接触給電装置によれば、各非接触給電セグメントに対する非接触受電装置での受電電力の特性の差を低減することができるので、非接触受電装置で発生する受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。
According to another aspect of the present disclosure, a contactless power supply device (100) that supplies power to a contactless power receiving device in a contactless manner is provided. This contactless power supply device includes a power transmission resonance circuit (110, 110E) that transmits AC power to a power reception resonance circuit of the contactless power reception device, and a power supply circuit (130) that converts DC power into AC power. a power transmission circuit (120, 120E) that supplies power to the power transmission resonant circuit; and a plurality of contactless power supply segments (Seg). The power transmission circuit includes inverter circuits (122, 122E) that convert DC power of the power supply circuit into AC power, and power transmission side filter circuits (124, 124E) that adjust the AC power of the inverter circuit and supply it to the power transmission resonance circuit. 124E) and At least two of the plurality of contactless power supply segments have different impedance characteristics of the power transmission side filter circuits, and the power transmission side filter circuits of the contactless power supply segments have power transmission resonance of the respective contactless power supply segments. The circuit has a characteristic impedance set to reduce the difference in characteristics of the AC power supplied to the contactless power receiving device.
According to this non-contact power supply device, it is possible to reduce the difference in the characteristics of the power received by the non-contact power reception device with respect to each non-contact power supply segment. can be done. As a result, it is possible to improve power supply efficiency in a contactless power supply system that supplies power from a contactless power supply device to a contactless power receiving device in a contactless manner.
本開示の別の一形態によれば、非接触給電装置(100)から非接触受電装置(205,205B)に非接触で電力を供給する非接触給電システムが提供される。この非接触給電システムの前記非接触受電装置は、受電共振回路(210,210B)と、前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路(220,220B)と、を備える。前記非接触給電装置は、前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路(110,110E)と、電源回路(130)から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路(120,120E)と、を有する複数の非接触給電セグメント(Seg)を備える。前記送電回路は、前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路(122,122E)と、前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路(124,124E)と、を備える。前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも2つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する。
この非接触給電システムによれば、各非接触給電セグメントに対する非接触受電装置での受電電力の特性の差を低減することができ、非接触受電装置の受電回路で発生する受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。
According to another aspect of the present disclosure, there is provided a contactless power supply system for contactlessly supplying power from the contactless power supply device (100) to the contactless power receiving devices (205, 205B). The contactless power receiving device of this contactless power supply system includes a power receiving resonance circuit (210, 210B), and a power receiving circuit (220, 220B) that converts AC power received by the power receiving resonance circuit into DC power and supplies it to a load. ) and The contactless power supply device includes a power transmission resonance circuit (110, 110E) that transmits AC power to a power reception resonance circuit of the contactless power reception device, and a DC power supply circuit (130) that converts DC power into AC power. a power transmission circuit (120, 120E) that supplies power to the power transmission resonant circuit; and a plurality of contactless power supply segments (Seg). The power transmission circuit includes inverter circuits (122, 122E) that convert DC power of the power supply circuit into AC power, and power transmission side filter circuits (124, 124E) that adjust the AC power of the inverter circuit and supply it to the power transmission resonance circuit. 124E) and At least two of the plurality of contactless power supply segments have different impedance characteristics of the power transmission side filter circuits, and the power transmission side filter circuits of the contactless power supply segments have power transmission resonance of the respective contactless power supply segments. The circuit has impedance characteristics set to reduce differences in characteristics of AC power supplied to the contactless power receiving device.
According to this wireless power supply system, it is possible to reduce the difference in the characteristics of the power received by the wireless power receiving device for each wireless power supply segment, thereby reducing the fluctuation of the power received by the power receiving circuit of the wireless power receiving device. can do. As a result, it is possible to improve power supply efficiency in a contactless power supply system that supplies power from a contactless power supply device to a contactless power receiving device in a contactless manner.
A.第1実施形態:
図1に示すように、非接触給電システムは、道路RSに設置された非接触給電装置100と、道路RSを走行する車両200に搭載された非接触受電装置205とを含み、車両200の走行中に電力を供給することが可能なシステムである。車両200は、例えば、電気自動車やハイブリッド車として構成される。図1において、x軸方向は車両200の進行方向を示し、y軸方向は車両200の幅方向を示し、z軸方向は鉛直上方向を示す。後述する他の図におけるx,y,z軸の方向も、図1と同じ方向を示している。
A. First embodiment:
As shown in FIG. 1, the contactless power supply system includes a contactless
非接触給電装置100は、複数の送電共振回路110と、複数の送電共振回路110に交流電力を供給する複数の送電回路120と、複数の送電回路120に直流電力を供給する電源回路130と、受電コイル位置検出部140とを備えている。
The contactless
複数の送電共振回路110は、車両200の進行方向(「道路RSの延在方向」とも呼ぶ)に沿って道路RSの路面上あるいは路面中に設置されている。個々の送電共振回路110は、後述する送電コイルおよび共振コンデンサを含む。送電共振回路110は、送電コイルおよび共振コンデンサの両方が道路RSの延在方向に沿って設置されている必要はなく、複数の送電コイルが道路RSの延在方向に沿って設置されていればよい。
The plurality of power
複数の送電回路120は、それぞれ、電源回路130から供給される直流電力を高周波の交流電力に変換して送電共振回路110の送電コイルに印加する回路である。送電回路120の具体的な構成例については後述する。電源回路130は、直流電力を送電回路120に供給する回路である。例えば、電源回路130は、外部電源の交流電圧を整流して直流電圧を出力するAC/DCコンバータ回路として構成される。
Each of the plurality of
なお、送電共振回路110と、この送電共振回路110に交流電力を供給する送電回路120とは、1つのセグメント(「非接触給電セグメント」とも呼ぶ)として扱われる。図1には、i-2番目のセグメントSegi-2~i+2番目のセグメントSegi+2の5つのセグメントが示されている。
Note that the power transmission
受電コイル位置検出部140は、後述する受電共振回路210の車両200の底部に設置された受電コイルの位置を検出する。受電コイル位置検出部140は、例えば、複数の送電回路120における送電電力や送電電流の大きさから受電共振回路210の受電コイルの位置を検出しても良く、或いは、車両200との無線通信や車両200の位置を検出する位置センサを利用して受電共振回路210の受電コイルの位置を検出しても良い。複数の送電回路120は、受電コイル位置検出部140で検出された受電共振回路210の受電コイルの位置に応じて、受電共振回路210に近い1つ以上のセグメントの送電共振回路110を用いて送電を実行する。
Power receiving coil
車両200は、非接触受電装置205と、メインバッテリ230と、モータジェネレータ240と、インバータ回路250と、DC/DCコンバータ回路260と、補機バッテリ270と、補機280と、制御装置290とを備えている。非接触受電装置205は、受電共振回路210と受電回路220とを有している。
受電共振回路210は、後述する受電コイルおよび共振コンデンサを含んでおり、送電共振回路110との間の電磁誘導現象によって受電コイルに誘導された交流電力を得る装置である。受電回路220は、受電共振回路210から出力される交流電力を直流電力に変換する回路である。受電回路220の具体的な構成例については後述する。受電回路220から出力される直流電力は、負荷としてのメインバッテリ230の充電に利用することができ、また、補機バッテリ270の充電や、モータジェネレータ240の駆動、及び、補機280の駆動にも利用可能である。
The power
メインバッテリ230は、モータジェネレータ240を駆動するための直流電力を出力する2次電池である。モータジェネレータ240は、3相交流モータとして動作し、車両200の走行のための駆動力を発生する。モータジェネレータ240は、車両200の減速時にはジェネレータとして動作し、3相交流電力を発生する。インバータ回路250は、モータジェネレータ240がモータとして動作するとき、メインバッテリ230の直流電力を3相交流電力に変換してモータジェネレータ240を駆動する。インバータ回路250は、モータジェネレータ240がジェネレータとして動作するとき、モータジェネレータ240が出力する3相交流電力を直流電力に変換してメインバッテリ230に供給する。
DC/DCコンバータ回路260は、メインバッテリ230の直流電圧を、より低い直流電圧に変換して補機バッテリ270及び補機280に供給する。補機バッテリ270は、補機280を駆動するための直流電力を出力する2次電池である。補機280は、空調装置や電動パワーステアリング装置等の周辺装置である。
DC/
制御装置290は、車両200内の各部を制御する。制御装置290は、走行中非接触給電を受ける際には、受電回路220を制御して受電を実行する。
非接触給電装置100の1つのセグメントの送電回路120および送電共振回路110と、車両200の非接触受電装置205の受電共振回路210および受電回路220は、例えば、図2に示す回路で構成されている。図2は、i番目のセグメントSegiと非接触受電装置205との間で送電が行なわれている状態を例に示している。図2において、i番目のセグメントSegiの構成要素を示す各符号の末尾には、i番目のセグメントSegiの構成要素であることを示すために、「i」が付記されている。なお、他のセグメントの送電回路120および送電共振回路110も同様であるので図示および説明を省略する。なお、以下の説明において、特にセグメントを区別する必要がない場合には、末尾に付記する「i」のような、何番目のセグメントであるかを示す符号を省略して示す場合もある。
送電共振回路110iは直列に接続された送電コイル112iと共振コンデンサ116iとを有している。受電共振回路210はU,V,Wの3相の受電共振回路部210u,210v,210wを有している。各受電共振回路部210u,210v,210wは、直列に接続された受電コイル212u,212v,212wと共振コンデンサ216u,216v,216wとを有している。送電共振回路110iおよび受電共振回路210の受電共振回路部210u,210v,210wには、一次直列二次直列コンデンサ方式(「SS方式」とも呼ばれる)の共振方式が適用されている。また、送電側が単相の送電コイル112iで構成され、受電側が受電コイル212u,212v,212wの3相の受電コイル212で構成された送電側単相-受電側3相の非接触給電方式が適用されている。なお、送電コイル112iのインダクタンスはLr1iで表され、共振コンデンサ116iのキャパシタンスはCr1iで表されている。各相の受電コイル212u,212v,212wのインダクタンスはLr2u,Lr2v,Lr2wで表され、各相の共振コンデンサ216u,216v,216wのキャパシタンスはCr2u,Cr2v,Cr2wで表されている。
The power
送電回路120iは、電源回路130からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路122iと、2つのインダクタ124Liと1つのコンデンサ124Ciを有するT-LCL型のイミタンス変換回路124iとを備えている。なお、インダクタ124LiのインダクタンスはL1iで表され、コンデンサ124CiのキャパシタンスはC1iで表されている。イミタンス変換回路124iは、伝送する交流電力の基本角周波数ω0と等しくなるように設定される共振角周波数においては、入力側から見たインピーダンスを出力側のアドミタンスに変換するイミタンス特性に従って、入力される交流電力を調整する機能を有する。また、イミタンス変換回路124iは、共振周波数以外においてはローパスフィルタ回路として機能する。
The
受電回路220は、イミタンス変換回路224と、イミタンス変換回路224からの交流電力を直流電力に変換する整流回路226と、メインバッテリ230の充電に適した直流電圧の電力に変換する電力変換回路としてのDC/DCコンバータ回路228とを備えている。
The
イミタンス変換回路224は、3相の受電共振回路部210u,210v,210wに対応する3相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wを有している。各イミタンス変換回路部224u,224v,224wは、T-LCL型のイミタンス変換回路であり、2つのインダクタ224Lu,224Lv,224Lwと1つのコンデンサ224Cu,224Cv,224Cwとを有している。なお、インダクタ224Lu,224Lv,224LwのインダクタンスはL2u,L2v,L2wで表され、コンデンサ224Cu,224Cv,224CwのキャパシタンスはC2u,C2v,C2wで表されている。各イミタンス変換回路部224u,224v,224wは、それぞれ、送電回路120iのイミタンス変換回路124iと同様の機能を有している。
The
3相の受電共振回路部210u,210v,210wは、スター結線されており、それぞれの出力は対応する相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wの入力に接続されている。3相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wもスター結線されており、それぞれの出力は整流回路226に接続されている。なお、3相の受電共振回路部210u,210v,210wおよびイミタンス変換回路部224u,224v,224wの結線は、Δ結線としてもよい。
The three-phase power receiving
図3に示すように、各セグメントの送電共振回路110は、送電コイル112と、磁性体ヨーク114とを有している。なお、図3には、i-1番目~i+1番目のセグメントの送電コイル112i-1~112i+1と、磁性体ヨーク114i-1~114i+1が示されている。
As shown in FIG. 3 , the power
受電共振回路210は、受電コイル212と、磁性体ヨーク214とを有している。受電コイル212は、U相の受電共振回路部210uの受電コイル212uと、V相の受電共振回路部210vの受電コイル212uと、W相の受電共振回路部210wの受電コイル212wを含む3相コイルとして構成されている。3つの受電コイル212u,212v,212wは、図4に示すように、V相の受電コイル212v、U相の受電コイル212u、W相の受電コイル212wの順で-z方向に重なるとともに、+x方向に順にずれるように配置されている。なお、図3の受電共振回路210は、図4の3-3断面を模式的に示している。
The power
なお、各コイル112,212u,212v,212wは、通常、2以上の巻線を有する集中巻コイルとして構成されるが、図3,図4では簡略化して描かれている。各コイルのコイル線を示す丸の中に付されている黒丸「・」とバツ印「×」は、電流方向が逆方向であることを示している。
Each of the
磁性体ヨーク114,214はいわゆるバックヨークであり、コイル112,212の周辺の磁束密度を高めるために使用されている。送電共振回路110の磁性体ヨーク114は、送電コイル112の裏側に配置されている。「送電コイル112の裏側」とは、送電コイル112と受電コイル212の間のギャップと反対の側を意味する。同様に、受電共振回路210の磁性体ヨーク214は、受電コイル212の裏側に配置されている。磁性体ヨーク114,214とは別に、送電コイル112と受電コイル212に磁性体コアを設けてもよい。また、磁性体ヨーク114,214の裏側に、非磁性金属製の磁気シールド板をそれぞれ設けてもよい。
The
図3には、受電コイル212の3つの受電コイル212u,212v,212wによる3相の受電電力波形Psu,Psv,Pswが描かれている。送電コイル112に印加する交流電力の周波数は、送電コイル112から受電コイル212への送電に関して、車両200の走行中にも受電コイル212がほぼ停止していると見なせる程度に十分に高い周波数に設定される。例えば、走行中非接触給電における受電コイル212の移動周波数が数十Hz~数百Hzの範囲の場合には、送電コイル112に印加する交流電圧の周波数は数十kHz~数百kHzの範囲の値に設定される。このように、送電コイル112に印加する交流電圧の周波数を受電コイル212の移動周波数f212よりも十分に大きな値に設定すれば、送電コイル112から受電コイル212への送電に関しては、車両200の走行中にも受電コイル212がほぼ停止していると見なすことができる。
In FIG. 3, three-phase received power waveforms Psu, Psv, and Psw by the three receiving
ここで、図4に示したように、3つの受電コイル212u,212v,212wに、配置のずれや重なりがある場合、これらのずれや重なり方等(以下、「配置構造」とも呼ぶ)によって、それぞれのコイルにおける電気的特性や磁気的特性が異なるため、受電する3相の交流電力が不平衡となる。特に、車両に搭載する受電コイル212には小型化が求められるため、配置構造の影響が大きくなり、受電する交流電力に無視できないほどの不平衡生じる可能性が高い。図4に示した3つの受電コイル212u,212v,212wの配置関係では、図3に示した3相の受電電力波形Psu,Psv,Pswのように、U相の受電電力Psuが、他の相の受電電力Psv,Pswに比べて大きくなる。このような不平衡となった3相の受電電力では、整流回路226によって変換された直流電力には、いわゆる脈動と呼ばれる電力の変動が発生する。この電力の変動は、DC/DCコンバータ回路228による出力電圧の制御によって吸収される。しかしながら、DC/DCコンバータ回路228では、この吸収制御のために、その動作範囲が大きくなるため、損失の増加を招く。これにより、非接触受電装置205における受電効率が悪くなる。また、非接触給電装置100から非接触受電装置205へ電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率が悪くなる。
Here, as shown in FIG. 4, when the three power receiving coils 212u, 212v, and 212w are misaligned or overlapped, depending on the misalignment or overlapping (hereinafter also referred to as "arrangement structure"), Since the coils have different electrical and magnetic characteristics, the received three-phase AC power is unbalanced. In particular, since the
そこで、本実施形態の非接触受電装置205は、以下で説明する構成を採用することにより、受電電力の変動を低減する。
Therefore, the contactless
なお、以下の説明では、イミタンス変換回路124i,224に含まれるインダクタ(「コイル」とも呼ぶ)およびコンデンサや、送電共振回路110iおよび受電共振回路210に含まれるコイルおよびコンデンサを、説明の都合上、それぞれの値を示す記号を符号として用いて示す場合もある。例えば、イミタンス変換回路124iのインダクタ124LiをそのインダクタンスL1iを用いて「インダクL1i」と示し、コンデンサ124CiをそのキャパシタンスC1iを用いて「コンデンサC1i」と示す場合もある。また、以降の他の実施形態においても同様である。
In the following description, the inductors (also referred to as "coils") and capacitors included in
図2に示した給電側(「送電側」とも呼ぶ)の電源回路130から受電側の受電回路220までの構成のうち、U相に関する構成は、図5に示した等価回路で表される。電源回路130およびインバータ回路122は、交流電源SACに置き換えられる。送電共振回路110iおよび受電共振回路210の受電共振回路部210uで構成される送受電回路は、送電コイルLr1iと受電コイルLr2uとの間の相互インダクタンスLmiuを用いたT型等価回路TECuに置き換えられる。R1i,R2uは巻線抵抗である。整流回路226およびDC/DCコンバータ回路228は、後述するインピーダンス特性Z4に置き換えられる。
Among the configurations from the
以下の説明において、インバータ回路122i(図2参照)の出力側の端子対P1u-P1u*からイミタンス変換回路124iの入力側を見た伝達特性を示すインピーダンス特性をZ1uとする。インピーダンス特性Z1uはV1u/I1uで表される。V1uは端子対P1u-P1u*間の電圧であり、I1uはイミタンス変換回路124iに流れる電流である。イミタンス変換回路124の特性インピーダンスをZ01iとする。イミタンス変換回路124の出力側の端子対P2u-P2u*から後段側を見たインピーダンス特性をZ2uとする。インピーダンス特性Z2uはV2u/I2uで表される。V2uは端子対P2u-P2u*間の電圧であり、I2uは後段側に流れる電流である。受電側のイミタンス変換回路部224uの入力側の端子対P3u-P3u*からイミタンス変換回路部224uの入力側を見たインピーダンス特性をZ3とする。インピーダンス特性Z3はV3/I3で表される。V3は端子対P3-P3*間の電圧であり、I3はイミタンス変換回路部224uに流れる電流である。イミタンス変換回路部224uの特性インピーダンスをZ03uとする。イミタンス変換回路部224uの出力側の端子対P4u-P4u*から後段側を見たインピーダンス特性は、Z4uとする。インピーダンス特性Z4uはV4u/I4uで表される。V4uは端子対P4u-P4u*間の電圧であり、I4uは後段側に流れる電流である。このインピーダンス特性Z4uは、メインバッテリ230の状態に応じて変化するインピーダンス特性Z4である。なお、インピーダンス特性Z4が最も大きくなるのは、メインバッテリ230が満充電の状態であり、インピーダンス特性Z4が最も小さくなるのは、メインバッテリ230の電圧が使用範囲として許容されている最も低い電圧において、許容されている最も大きい電流で充電が実行される場合である。
In the following description, Z1u is the impedance characteristic showing the transfer characteristic of the input side of the
図示および説明は省略するがV相およびW相に関する等価回路も、U相と同様の等価回路で表される。なお、V相の等価回路ではU相の等価回路の添え字「u」を「v」に置き換えればよく、W相の等価回路ではU相の等価回路の添え字「u」を「w」に置き換えればよい。 Although illustration and description are omitted, equivalent circuits for the V-phase and W-phase are also represented by equivalent circuits similar to those for the U-phase. In the V-phase equivalent circuit, the suffix “u” of the U-phase equivalent circuit can be replaced with “v”, and in the W-phase equivalent circuit, the suffix “u” of the U-phase equivalent circuit can be replaced with “w”. Replace it.
図5に示したU相の等価回路の伝達特性であるインピーダンス特性Z1uは、下式(1u)で表される。
Z1u=Z01i2/Z2u
=(Z01i2・Z03u2)/(Z02iu2・Z4u) ・・・(1u)
Z01iはイミタンス変換回路124iの特性インピーダンスであり、下式(2u)で表される。Z02iuはU相の送受電回路TECuの特性インピーダンスであり、下式(3u)で表される。Z03uはU相のイミタンス変換回路部224uの特性インピーダンスであり、下式(4u)で表される。Z4uはインピーダンス特性Z4である。
Z01i=ω0・L1i=1/(ω0・C1i) ・・・(2u)
Z02iu=ω0・Lmiu ・・・(3u)
Z03u=ω0・L2u=1/(ω0・C2u) ・・・(4u)
ω0は伝送される交流電力の基本角周波数である。L1iおよびC1iは送電側のイミタンス変換回路124iのインダクタンスおよびキャパシタンスである。LmiuはU相の送受電回路TECuの相互インダクタンスである。L2uおよびC2uは、受電側のU相のイミタンス変換回路部224uのインダクタンスおよびキャパシタンスである。
The impedance characteristic Z1u, which is the transfer characteristic of the U-phase equivalent circuit shown in FIG. 5, is expressed by the following equation (1u).
Z1u=Z01i 2 /Z2u
=(Z01i 2 ·Z03u 2 )/(Z02iu 2 ·Z4u) (1u)
Z01i is the characteristic impedance of the
Z01i=ω0·L1i=1/(ω0·C1i) (2u)
Z02iu=ω0·Lmiu (3u)
Z03u=ω0·L2u=1/(ω0·C2u) (4u)
ω0 is the fundamental angular frequency of the transmitted AC power. L1i and C1i are the inductance and capacitance of the
同様に、V相のインピーダンス特性Z1vは下式(1v)で表され、W相のインピーダンス特性Z1wは下式(1w)で表される。
Z1v=Z01i2/Z2v
=(Z01i2・Z03v2)/(Z02iv2・Z4v) ・・・(1v)
Z1w=Z01i2/Z2w
=(Z01i2・Z03w2)/(Z02iw2・Z4w) ・・・(1w)
Z02ivはV相の送受電回路TECuの特性インピーダンスであり、下式(3v)で表される。Z03vはV相のイミタンス変換回路部224vの特性インピーダンスであり、下式(4v)で表される。Z02iwはW相の送受電回路TECwの特性インピーダンスであり、下式(3w)で表される。Z03wはW相のイミタンス変換回路部224wの特性インピーダンスであり、下式(4w)で表される。Z4v,Z4wはインピーダンス特性Z4である。
Z02iv=ω0・Lmiv ・・・(3v)
Z03v=ω0・L2v=1/(ω0・C2v) ・・・(4v)
Z02iw=ω0・Lmiw ・・・(3w)
Z03w=ω0・L2w=1/(ω0・C2w) ・・・(4w)
LmivはV相の送受電回路TECvの相互インダクタンスである。L2vおよびC2vは、受電側のV相のイミタンス変換回路部224vのインダクタンスおよびキャパシタンスである。LmiwはW相の送受電回路TECwの相互インダクタンスである。L2wおよびC2wは、受電側のW相のイミタンス変換回路部224wのインダクタンスおよびキャパシタンスである。
Similarly, the V-phase impedance characteristic Z1v is expressed by the following equation (1v), and the W-phase impedance characteristic Z1w is expressed by the following equation (1w).
Z1v= Z01i2 /Z2v
=( Z01i2 - Z03v2 )/( Z02iv2 -Z4v) (1v)
Z1w= Z01i2 /Z2w
= (Z01i 2 · Z03w 2 )/(Z02iw 2 · Z4w) (1w)
Z02iv is the characteristic impedance of the V-phase transmission/reception circuit TECu, and is expressed by the following equation (3v). Z03v is the characteristic impedance of the V-phase immittance conversion circuit section 224v, and is expressed by the following equation (4v). Z02iw is the characteristic impedance of the W-phase transmission/reception circuit TECw, and is expressed by the following equation (3w). Z03w is the characteristic impedance of the W-phase immittance
Z02iv=ω0·Lmiv (3v)
Z03v=ω0·L2v=1/(ω0·C2v) (4v)
Z02iw=ω0·Lmiw (3w)
Z03w=ω0·L2w=1/(ω0·C2w) (4w)
Lmiv is the mutual inductance of the V-phase transmission/reception circuit TECv. L2v and C2v are the inductance and capacitance of the V-phase immittance conversion circuit section 224v on the power receiving side. Lmiw is the mutual inductance of the W-phase transmission/reception circuit TECw. L2w and C2w are the inductance and capacitance of the W-phase immittance
上式(1u),(1v),(1w)で表されるインピーダンス特性Z1u,Z1v,Z1wが同じ、すなわち、Z1u=Z1v=Z1wであれば、各相の受電電力の特性は平衡となり、不平衡による電力の変動は理論的には発生しないと言える。この点に着目すると、上式(1u),(1v),(1w)で共通するパラメータZ01i,Z4u,Z4v,Z4wは省略可能であり、インピーダンス特性Z1u,Z1v,Z1wは、それぞれ、下式(5u),(5v),(5w)で表されるインピーダンス特性Zu,Zv,Zwに置き換えて表すことができる。従って、各相のインピーダンス特性Zu,Zv,Zwの差が小さくなるように、すなわち、Zu≒Zv≒Zwとなるように各構成要素を設定すれば、各相の受電電力の不平衡により発生する電力の変動の低減が可能と考えられる。
Zu=Z03u2/Z02iu2 ・・・(5u)
Zv=Z03v2/Z02iv2 ・・・(5v)
Zw=Z03w2/Z02iw2 ・・・(5w)
If the impedance characteristics Z1u, Z1v, and Z1w represented by the above equations (1u), (1v), and (1w) are the same, that is, if Z1u=Z1v=Z1w, the characteristics of the received power of each phase are balanced and unbalanced. Theoretically, it can be said that power fluctuation due to equilibrium does not occur. Focusing on this point, the parameters Z01i, Z4u, Z4v, and Z4w that are common in the above equations (1u), (1v), and (1w) can be omitted, and the impedance characteristics Z1u, Z1v, and Z1w can be obtained by the following equations ( 5u), (5v), and (5w) can be replaced by impedance characteristics Zu, Zv, and Zw. Therefore, if each constituent element is set so that the difference between the impedance characteristics Zu, Zv, and Zw of each phase becomes small, that is, Zu≈Zv≈Zw, the imbalance occurs due to the unbalanced received power of each phase. It is considered possible to reduce power fluctuations.
Zu=Z03u 2 /Z02iu 2 (5u)
Zv= Z03v2 / Z02iv2 (5v)
Zw= Z03w2 / Z02iw2 (5w)
ここで、上式(5u),(5v),(5w)の特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwは、上式(3u),(3v),(3w)で表されるように、それぞれの相互インダクタンスLmiu,Lmiv,Lmiwで表され、上記したように発生する受動コイルの配置構造等によって発生する不平衡に応じて変化するものである。そこで、このような不平衡に応じて発生する特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの変動は、各相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wの特性インピーダンスZ03u,Z03v,Z03wを、Zu≒Zv≒Zwとなるように設定することにより、低減が可能と考えられる。 Here, the characteristic impedances Z02iu, Z02iv, and Z02iw of the above equations (5u), (5v), and (5w) are expressed by the above equations (3u), (3v), and (3w), respectively. They are represented by Lmiu, Lmiv, and Lmiw, and change according to the imbalance caused by the arrangement structure of the passive coils, etc., as described above. Therefore, the fluctuations of the characteristic impedances Z02iu, Z02iv, and Z02iw that occur in response to such unbalance are expressed by Zu≈Zv≈Zw. can be reduced by setting
なお、各相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wを構成するインダクタL2u,L2v,L2wのインダクタンスの値およびコンデンサC2u,C2v,C2wのキャパシタンスの値は、上式(4u),(4v),(4w)から求めることができる。
The inductance values of the inductors L2u, L2v, and L2w and the capacitance values of the capacitors C2u, C2v, and C2w forming the immittance
ここで、Zu>Zv=Zwの条件で、U相の特性インピーダンスZ02iuを基準として、V,W相の特性インピーダンスZ02iv,Z02iwのパラメータを変化させて、出力電力の脈動およびDC/DCコンバータ回路228の電力損失について、シミュレーションした。具体的には、上記の各相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wの特性インピーダンスZ03u,Z03v,Z03wの調整により、特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差補償を行なった場合と、誤差補償を行なわなかった合について、シミュレーションした。なお、以下では、特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差補償を単に「特性インピーダンスZ02の誤差補償」とも呼ぶ。
Here, under the condition of Zu>Zv=Zw, with the characteristic impedance Z02iu of the U phase as a reference, the parameters of the characteristic impedances Z02iv and Z02iw of the V and W phases are changed to change the pulsation of the output power and the DC/
図6は、Z02誤差率、具体的には、Z02iv,Z02iwにZ01iuの比、に対する出力電力の脈動[W]の変化のシミュレーション結果の一例を示している。図7は、図6と同様のZ02誤差率に対するDC/DCコンバータ回路228の電力損失[W]の変化のシミュレーション結果の一例を示している。
FIG. 6 shows an example of simulation results of changes in output power pulsation [W] with respect to the Z02 error rate, specifically, the ratio of Z02iv, Z02iw to Z01iu. FIG. 7 shows an example of simulation results of changes in the power loss [W] of the DC/
図6に示すように、特性インピーダンスZ02の誤差補償の有無に関わらず、Z02誤差率の低下、すなわち、各相の特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差の増加に応じて、出力電力の脈動は増加の傾向にある。しかしながら、特性インピーダンスZ02の誤差補償を行うことにより、出力電力の脈動の低減が可能であることを確認した。また、出力電力の脈動は、DC/DCコンバータ回路228の制御動作範囲を拡大する。このため、図7に示すように、DC/DCコンバータ回路228の電力損失も、特性インピーダンスZ02の誤差補償の有無に関わらず、Z02誤差率の低下に応じて増加の傾向にある。この電力損失の増加は、一般的に、出力電力に対して指数関数的に増加する特性を有している。但し、補償を行なうことにより、電力損失の増加量の低減が可能であることを確認した。
As shown in FIG. 6, irrespective of the presence or absence of error compensation for the characteristic impedance Z02, the pulsation of the output power is There is an increasing trend. However, it was confirmed that output power pulsation can be reduced by performing error compensation for the characteristic impedance Z02. Also, the pulsation of the output power expands the control operation range of the DC/
また、Z02誤差率が0.7以上であれば、電力損失の増加を許容増加率Rpls以下とすることが可能であることを確認した。なお、許容増加率Rplsは、Z02誤差率が1、すなわち、誤差が無い場合の電力損失に対して許容できる増加量の割合を示している。この許容増加率Rplsは、あらかじめ定められており、本例では、Rpls=20%とされている。また、Z02誤差率が0.7以上は、各相の特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差が±30%以内であることを意味している。すなわち、各相の特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差が±30%以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Rpls以下とすることが可能であると言うことができる。 Further, it was confirmed that if the Z02 error rate is 0.7 or more, the increase in power loss can be made equal to or less than the allowable increase rate Rpls. Note that the permissible increase rate Rpls indicates the permissible rate of increase with respect to the power loss when the Z02 error rate is 1, that is, when there is no error. This allowable increase rate Rpls is predetermined, and in this example, Rpls=20%. A Z02 error rate of 0.7 or more means that the errors of the characteristic impedances Z02iu, Z02iv, and Z02iw of each phase are within ±30%. That is, it can be said that it is possible to reduce the increase in power loss to the allowable increase rate Rpls or less if the error of the characteristic impedances Z02iu, Z02iv, and Z02iw of each phase is within ±30%.
さらにまた、Z02の誤差率が0.9以上であれば、Z02誤差率が1、すなわち、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能であることを確認した。なお、Z02誤差率が0.9以上は、各相の特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差が±10%以内であることを意味している。すなわち、各相の特性インピーダンスZ02iu,Z02iv,Z02iwの誤差が±10%以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能であると言うことができる。 Furthermore, it was confirmed that if the Z02 error rate is 0.9 or more, the Z02 error rate is 1, that is, it can be treated as equivalent to the power loss when there is no error. A Z02 error rate of 0.9 or more means that the errors of the characteristic impedances Z02iu, Z02iv, and Z02iw of each phase are within ±10%. That is, it can be said that if the error of the characteristic impedances Z02iu, Z02iv, and Z02iw of each phase is within ±10%, it can be treated as equivalent to the power loss when there is no error.
以上説明したように、第1実施形態の非接触給電システムの非接触受電装置205では、3相の受電コイル212u,212v,212wによる3相の受電電力の不平衡を低減するように、3相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wのインピーダンス特性としての特性インピーダンスが、それぞれ、設定されている。具体的には、非接触給電装置100の送電回路120のインバータ回路122から後段側を見た3相のインピーダンス特性Zu,Zv,Zwの差が小さくなるように、各相のイミタンス変換回路部224u,224v,224wのインピーダンス特性としての特性インピーダンスが、それぞれ、設定されている。これにより、整流回路226から出力される直流電力に発生する電力脈動、すなわち、電力の変動を低減することができる。また、DC/DCコンバータ回路228において、整流回路226から出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置100から非接触受電装置205に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。
As described above, in the non-contact
B.第2実施形態:
第1実施形態の非接触受電装置205は、図2に示すように3相の受電コイル212u,212v,212wを備える構成の場合を例に説明したが、図8に示すように、2相の受電コイル212a,212bを備える構成の非接触受電装置205Bであってもよい。なお、第2実施形態の非接触給電装置は、第1実施形態の非接触給電装置100と同じである。
B. Second embodiment:
The non-contact
非接触受電装置205Bは、A,Bの2相の受電共振回路部210a,210bを有する受電共振回路210Bを備えている。また、非接触受電装置205Bは、2相の受電共振回路部210a,210bに対応して、2相のイミタンス変換回路部224a,224bを有するイミタンス変換回路224Bと、整流回路部226a,226bを有する整流回路226Bと、DC/DCコンバータ回路228と、を有する受電回路220Bを備えている。
The contactless
2相の受電共振回路部210a,210bの構成は、3相の受電共振回路部210u,210v,210w(図3参照)と同じであり、直列に接続された受電コイル212a,212bと共振コンデンサ216a,216bとを有している。受電コイル212a,212bのインダクタンスはLr2a,Lr2bで表され。共振コンデンサ216a,216bのキャパシタンスはCr2a,Cr2bで表されている。2相のイミタンス変換回路部224a,224bも3相のイミタンス変換回路部224u,224v,224w(図3参照)と同じであり、2つのインダクタ224La,224Lbと1つのコンデンサ224Ca,224Cbとを有している。インダクタ224La,224LbのインダクタンスはL2a,L2bで表され、コンデンサ224Ca,224CbのキャパシタンスはC2a,C2bで表されている。
The two-phase power receiving
A相の整流回路部226aはA相のイミタンス変換回路部224aから出力される交流電力を直流電力に変換し、B相の整流回路部226bはB相のイミタンス変換回路部224bから出力される交流電力を直流電力に変換する。
The A-phase
2相の受電コイル212a,212bを有する構成の場合にも、受電する2相の交流電力の不平衡によって整流回路226Bから出力される直流電力に電力脈動が発生し、DC/DCコンバータ回路228の電力損失の増加が発生する。そこで、第2実施形態においても、第1実施形態と同様に、2相の受電コイル212a,212bによる2相の受電電力の不平衡を低減するように、2相のイミタンス変換回路部224a,224bの特性インピーダンスZ03a,Z03bが、それぞれ、設定されているようにすれば良い。2相のイミタンス変換回路部224a,224bの特性インピーダンスZ03a,Z03bは、具体的には、以下のように設定することができる。
Even in the case of a configuration having two-phase power receiving coils 212a and 212b, power pulsation occurs in the DC power output from
図8に示した回路において、インバータ回路122iから後段側のA,Bの各相の伝達特性を示すインピーダンス特性Z1a,Z1bは表す下式(6a),(6b)で表される。
Z1a=(Z01i2・Z03a2)/(Z02ia2・Z4a) ・・・(6a)
Z1b=(Z01i2・Z03b2)/(Z02ib2・Z4b) ・・・(6b)
Z01iはイミタンス変換回路124iの特性インピーダンスであり、下式(7)で表される。Z02iaはA相の送受電回路の特性インピーダンスであり、下式(8a)で表される。Z02ibはB相の送受電回路の特性インピーダンスであり、下式(8b)で表される。Z03aはA相のイミタンス変換回路部224aの特性インピーダンスであり、下式(9a)で表される。Z03bはB相のイミタンス変換回路部224bの特性インピーダンスであり、下式(9b)で表される。Z4a,Z4bは、整流回路部226a,226bから後段側を見たインピーダンス特性であり、メインバッテリ230の状態に応じて変化するインピーダンス特性Z4である。
Z01i=ω0・L1i=1/(ω0・C1i) ・・・(7)
Z02ia=ω0・Lmia ・・・(8a)
Z02ib=ω0・Lmib ・・・(8b)
Z03a=ω0・L2a=1/(ω0・C2a) ・・・(9a)
Z03b=ω0・L2b=1/(ω0・C2b) ・・・(9b)
ω0は伝送される交流電力の基本角周波数である。L1iおよびC1iは送電側のイミタンス変換回路124iのインダクタンスおよびキャパシタンスである。LmiaはA相の送受電回路の相互インダクタンスである。LmibはB相の送受電回路の相互インダクタンスである。L2aおよびC2aは、受電側のA相のイミタンス変換回路部224aのインダクタンスおよびキャパシタンスである。L2bおよびC2bは、受電側のB相のイミタンス変換回路部224bのインダクタンスおよびキャパシタンスである。
In the circuit shown in FIG. 8, the impedance characteristics Z1a and Z1b indicating the transfer characteristics of the A and B phases on the subsequent stage side from the
Z1a=( Z01i2 - Z03a2 )/( Z02ia2 -Z4a) (6a)
Z1b=( Z01i2 - Z03b2 )/( Z02ib2 -Z4b) (6b)
Z01i is the characteristic impedance of the
Z01i=ω0·L1i=1/(ω0·C1i) (7)
Z02ia=ω0·Lmia (8a)
Z02ib=ω0·Lmib (8b)
Z03a=ω0·L2a=1/(ω0·C2a) (9a)
Z03b=ω0·L2b=1/(ω0·C2b) (9b)
ω0 is the fundamental angular frequency of the transmitted AC power. L1i and C1i are the inductance and capacitance of the
なお、第1実施形態で説明したように、上式(6a),(6b)に共通するパラメータZ01i,Z4a,Z4bは省略可能であり、インピーダンス特性Z1a,Z1bは、それぞれ、下式(10a),(10b)で表されるインピーダンス特性Za,Zbに置き換えて表すことができる。従って、2相の特性インピーダンスZa,Zbの差が小さくなるように、すなわち、Za≒Zbとなるように、2相のイミタンス変換回路部224a,224bの特性インピーダンスZ03a,Z03bを設定すればよい。
Za=Z03a2/Z02ia2 ・・・(10a)
Zb=Z03a2/Z02ib2 ・・・(10b)
Incidentally, as described in the first embodiment, the parameters Z01i, Z4a, and Z4b common to the above expressions (6a) and (6b) can be omitted, and the impedance characteristics Z1a and Z1b are respectively expressed by the following expressions (10a) , (10b) can be replaced with impedance characteristics Za and Zb. Therefore, the characteristic impedances Z03a and Z03b of the two-phase
Za=Z03a 2 /Z02ia 2 (10a)
Zb=Z03a 2 /Z02ib 2 (10b)
なお、上式(10a),(10b)の特性インピーダンスZ02ia,Z02ibは、上式(8a),(8b)で表されるように、送電コイル112iと受電コイル212a,212bの相互インダクタンスLmia,Lmibで表され、上記したように発生する受動コイルの配置等によって発生する不平衡に応じて変化するものである。
Note that the characteristic impedances Z02ia and Z02ib in the above expressions (10a) and (10b) are the mutual inductances Lmia and Lmib of the
また、各相のイミタンス変換回路部224a,224bを構成するインダクタL2a,L2bのインダクタンスの値およびコンデンサC2a,C2bのキャパシタンスの値は、上式(9a),(9b)から求めることができる。
The inductance values of the inductors L2a and L2b and the capacitance values of the capacitors C2a and C2b that constitute the immittance
以上説明したように、第2実施形態においても、第1実施形態と同様に、整流回路226Bから出力される直流電力に発生する電力脈動、すなわち、電力の変動を低減することができる。また、DC/DCコンバータ回路228において、整流回路226Bから出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置100から非接触受電装置205Bに非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。
As described above, in the second embodiment, similarly to the first embodiment, it is possible to reduce power pulsation generated in the DC power output from the
なお、第2実施形態においても、第1実施形態と同様に、各相の特性インピーダンスZ02の誤差が±30%以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Rpls以下とすることが可能である。また、各相の特性インピーダンスZ02の誤差が±10%以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。 Also in the second embodiment, as in the first embodiment, if the error of the characteristic impedance Z02 of each phase is within ±30%, the increase in power loss can be kept below the allowable increase rate Rpls. is. Also, if the error of the characteristic impedance Z02 of each phase is within ±10%, it can be treated as equivalent to the power loss when there is no error.
C.第3実施形態:
第1実施形態では3相の受電コイル212u,212v,212wを備える非接触受電装置205(図2参照)において、3相の受電コイルによる受電電力の不平衡によって発生する電力脈動の低減、および、DC/DCコンバータ回路228の電力損失の増加の低減を可能とする構成について説明した。また、第2実施形態では2相の受電コイル212a,212bを備える非接触受電装置205B(図8参照)において、2相の受電コイルによる受電電力の不平衡によって発生する電力脈動の低減、および、DC/DCコンバータ回路228の電力損失の増加の低減を可能とする構成について説明した。非接触受電装置としては、2相あるいは3相の受電コイルを備える非接触受電装置205,205Bに限定されるものではない。4相以上の複数相の受電コイルを備える非接触受電装置であってもよい。このような非接触受電装置においても、同様に、非接触給電装置の送電回路のインバータ回路から後段を見た各相の伝達特性を示すインピーダンス特性の差が小さくなり、等しくなるように、非接触受電装置の各相のイミタンス変換回路部の特性インピーダンスを設定すればよい。このようにすれば、各相のイミタンス変換回路部から出力される交流電力の不平衡を低減することができ、整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減することができる。また、DC/DCコンバータ回路において、整流回路から出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電装置から非接触受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。
C. Third embodiment:
In the first embodiment, in the non-contact power receiving device 205 (see FIG. 2) including three-phase power receiving coils 212u, 212v, and 212w, power pulsation caused by unbalanced power received by the three-phase power receiving coils is reduced, and A configuration has been described that enables a reduction in the increase in power loss in the DC/
なお、第3実施形態においても、第1実施形態と同様に、各相の特性インピーダンスZ02の誤差が±30%以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Rpls以下とすることが可能である。また、各相の特性インピーダンスZ02の誤差が±10%以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。 Also in the third embodiment, as in the first embodiment, if the error of the characteristic impedance Z02 of each phase is within ±30%, the increase in power loss can be kept below the allowable increase rate Rpls. is. Also, if the error of the characteristic impedance Z02 of each phase is within ±10%, it can be treated as equivalent to the power loss when there is no error.
D.第4実施形態:
第1~第3実施形態では、非接触給電装置100(図1,図2,図8参照)の各セグメントSegn(nはセグメントの番号、例えば、1,・・・i,・・・を示す)は、インバータ回路122nの後段の伝達特性を示すインピーダンス特性Z1n(Z1nは、Z11,・・・Z1i,・・・を示す)が同じであることを前提として説明した。具体的には、i番目のセグメントSegiと非接触受電装置205,205Bについて説明した。
D. Fourth embodiment:
In the first to third embodiments, each segment Segn (n is the segment number, for example, 1, . . . i, . . . ) has been described on the premise that the impedance characteristics Z1n (Z1n indicates Z11, . . . Z1i, . Specifically, the i-th segment Segi and the non-contact
ここで、図9は、i番目のセグメントSegi(図2参照)のインバータ回路122iの出力端に相当する端子対P1i-P1i*から送電共振回路110iまでの回路について、配線を考慮した回路図を示している。イミタンス変換回路124iは、T-LCL型の回路であり、2つのインダクタンスL1i,L11iと1つのコンデンサC1iとで構成される。なお、2つのインダクタンスL1i,L11iは、通常、図2に示すように、同じインダクタンスの値に設定されるが、本実施形態では、後述するように、イミタンス変換回路124iの特性インピーダンスZ01iの調整を明確にするため、異なる符号で示している。インバータ回路122iとイミタンス変換回路124iとの間、および、イミタンス変換回路124iと送電共振回路110iとの間は、実際には、それぞれの間を繋ぐ配線によって接続されている。そして、これらの配線はインダクタンス成分Lwp1i,Lwp2iおよび抵抗成分Rwp1i,Rwp2iを有している。また、送電共振回路110iの直列に接続された共振コンデンサCr1iと送電コイルLr1iの間の配線および送電コイルLr1iの巻線は抵抗成分R2iを有している。
Here, FIG. 9 is a circuit diagram in consideration of wiring for the circuit from the terminal pair P1i-P1i* corresponding to the output end of the
上記配線等のインダクタンス成分および抵抗成分を考慮した場合における端子対P1i-P1i*から後段の伝達特性を示すインピーダンス特性Z1iは、下式(11)で表される。
Z1i=(Rwp1i2+Rwp1i(Rwp2i+R2i)+Z01i2)/(Rwp1i+Rwp2i+R2i) ・・・(11)
Z01iは、i番目のセグメントSegiのイミタンス変換回路124iの特性インピーダンスであり、下式(12)で表される。
Z01i=ω0(L1i+Lwp1i)=ω0(L11i+Lwp2i)=1/(ω0・C1i) ・・・(12)
Impedance characteristic Z1i indicating the transfer characteristic of the subsequent stage from the terminal pair P1i-P1i* when the inductance component and resistance component of the wiring etc. are taken into consideration is expressed by the following equation (11).
Z1i=( Rwp1i2 +Rwp1i(Rwp2i+R2i)+ Z01i2 )/(Rwp1i+Rwp2i+R2i) (11)
Z01i is the characteristic impedance of the
Z01i=ω0(L1i+Lwp1i)=ω0(L11i+Lwp2i)=1/(ω0·C1i) (12)
なお、図示は省略するが他のセグメントも同様である。 Although illustration is omitted, the same applies to other segments.
各セグメントSegnの配線等のインダクタンス成分および抵抗成分が同じである場合、あるいは、小さい場合には、各セグメントSegnのインピーダンス特性Z1nは同じ、あるいは、同じとして扱ってもよい。 When the inductance component and resistance component of wiring of each segment Segn are the same or small, the impedance characteristics Z1n of each segment Segn are the same or may be treated as the same.
しかしながら、道路RS(図1参照)に配置される各セグメントSegnは、それぞれの送電能力を高めるためには、送電回路120nが大型化する傾向にある。各セグメントSegnの送電回路120nが大型化した場合、配線の長さや太さ配置環境に依存して、配線に有するインダクタンス成分および抵抗成分が大きくなるとともに、セグメント間でのインダクタンス成分および抵抗成分のばらつきが無視できないほど大きくなる可能性が高い。このセグメント間でのインダクタンス成分および抵抗成分のばらつきは、各セグメントSegnのインピーダンス特性Z1nにばらつきを発生させる。各セグメントSegnのインピーダンス特性Z1nのばらつきは、第1~第3実施形態で説明したように、非接触受電装置の受電コイルによる不平衡を抑制したとしても、送電するセグメントの違いによって、受電コイルの不平衡の場合と同様な受電電力の変動を招くことになる。 However, each segment Segn arranged on the road RS (see FIG. 1) tends to increase the size of the power transmission circuit 120n in order to increase the power transmission capacity of each. When the size of the power transmission circuit 120n of each segment Segn increases, the inductance component and resistance component of the wiring increases depending on the length and thickness of the wiring, and the inductance component and resistance component vary between segments. is likely to be too large to ignore. Variations in the inductance component and the resistance component among the segments cause variations in the impedance characteristic Z1n of each segment Segn. Even if the imbalance due to the power receiving coil of the non-contact power receiving device is suppressed as described in the first to third embodiments, the variation in the impedance characteristic Z1n of each segment Segn is This will lead to fluctuations in received power similar to those in the unbalanced case.
そこで、各セグメントSegnのインピーダンス特性Z1nの差が小さくなって、等しくなるように、各セグメントSegnのイミタンス変換回路124nの特性インピーダンスZ01nを、それぞれ、設定することが好ましい。このようにすれば、送電するセグメントの違いによる受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触受電装置の整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減することができる。また、DC/DCコンバータ回路において、整流回路から出力される直流電力の変動を吸収するための制御によって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。 Therefore, it is preferable to set the characteristic impedance Z01n of the immittance conversion circuit 124n of each segment Segn so that the difference between the impedance characteristics Z1n of each segment Segn becomes small and equal. By doing so, it is possible to reduce fluctuations in received power due to differences in the segments to which power is transmitted. As a result, it is possible to reduce power pulsation generated in the DC power output from the rectifier circuit of the non-contact power receiving device. Also, in the DC/DC converter circuit, it is possible to reduce an increase in power loss caused by control for absorbing fluctuations in the DC power output from the rectifier circuit. As a result, it is possible to improve power supply efficiency in the contactless power supply system.
なお、第1~第3実施形態で説明した各相の特性インピーダンスZ02の誤差の条件は、第4実施形態の各セグメントのインピーダンス特性Z1nの誤差にも同様に適用可能である。すなわち、各セグメントのインピーダンス特性Z1nの誤差が±30%以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Rpls以下とすることが可能である。また、各セグメントのインピーダンス特性Z1nの誤差が±10%以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。 The conditions for the error in the characteristic impedance Z02 of each phase described in the first to third embodiments are similarly applicable to the error in the impedance characteristic Z1n of each segment in the fourth embodiment. That is, if the error of the impedance characteristic Z1n of each segment is within ±30%, the increase in power loss can be kept below the allowable increase rate Rpls. Also, if the error of the impedance characteristic Z1n of each segment is within ±10%, it can be treated as equivalent to the power loss when there is no error.
E.第5実施形態:
上記第4実施形態は、上記第1実施形態(図2参照)と同様に、各セグメントSegnが単相の送電コイルを有する構成において、各セグメントSegnのインピーダンス特性Z1nの差が小さくなるように、各イミタンス変換回路124nの特性インピーダンスZ01nを設定する構成について説明した。これに対して、各セグメントSegnが複数相の送電コイルを有する構成の場合も考えられる。例えば、図10は、U,V,Wの3相の送電コイル112ui,112vi,112wiを有する構成のi番目のセグメントSegiの回路構成の例を示している。セグメントSegiは、3相の送電共振回路部110ui,110vi,110wiを有する送電共振回路110Eiと、3相のイミタンス変換回路部124ui,124vi,124wiを有するイミタンス変換回路124Eiと、3相の交流電力を出力する整流回路122Eiと、を備えている。
E. Fifth embodiment:
In the fourth embodiment, as in the first embodiment (see FIG. 2), each segment Segn has a single-phase power transmission coil. The configuration for setting the characteristic impedance Z01n of each immittance conversion circuit 124n has been described. On the other hand, a configuration in which each segment Segn has a power transmission coil of multiple phases is also conceivable. For example, FIG. 10 shows an example of the circuit configuration of the i-th segment Segi having U, V, and W three-phase power transmission coils 112ui, 112vi, and 112wi. The segment Segi includes a power transmission resonance circuit 110Ei having three-phase power transmission resonance circuit units 110ui, 110vi, and 110wi, an immittance conversion circuit 124Ei having three-phase immittance conversion circuit units 124ui, 124vi, and 124wi, and three-phase AC power. and a rectifier circuit 122Ei for outputting.
各相の送電共振回路部110ui,110vi,110wiは、直列に接続される送電コイル112ui,112vi,112wiと共振コンデンサ116ui,116vi,116wiとを有している。送電コイル112ui,112vi,112wiのインダクタンスはLr1ui,Lr1vi,Lr1wiで表され、共振コンデンサ116ui,116vi,116wiのキャパシタンスはCr1ui,Cr1vi,Cr1wiで表されている。 The power transmission resonance circuit units 110ui, 110vi, 110wi of each phase have power transmission coils 112ui, 112vi, 112wi and resonance capacitors 116ui, 116vi, 116wi connected in series. The inductances of the power transmission coils 112ui, 112vi and 112wi are represented by Lr1ui, Lr1vi and Lr1wi, and the capacitances of the resonance capacitors 116ui, 116vi and 116wi are represented by Cr1ui, Cr1vi and Cr1wi.
各相のイミタンス変換回路部124ui,124wi,124viは、2つのインダクタ124Lui,124Lvi,124Lwiと1つのコンデンサ124Cui,124Cvi,124Cwiとを有している。インダクタ124Lui,124Lvi,124LwiのインダクタンスはL1ui,L1vi,L1wiで表され、コンデンサ124Cui,124Cvi,124CwiのキャパシタンスはC1ui,C1vi,C1wiで表されている。 Each phase immittance conversion circuit unit 124ui, 124wi, 124vi has two inductors 124Lui, 124Lvi, 124Lwi and one capacitor 124Cui, 124Cvi, 124Cwi. Inductances of inductors 124Lui, 124Lvi, 124Lwi are represented by L1ui, L1vi, L1wi, and capacitances of capacitors 124Cui, 124Cvi, 124Cwi are represented by C1ui, C1vi, C1wi.
なお、図10に示した回路図は、配線のインダクンス成分および抵抗成分は省略して示しており、実際には、各相の配線等には、図9と同様のインダクタンス成分および抵抗成分が存在する。 In the circuit diagram shown in FIG. 10, the inductance component and resistance component of the wiring are omitted. Actually, the wiring of each phase has the same inductance component and resistance component as in FIG. do.
このように複数相の送電コイルを備える構成の場合も、第4実施形態の各セグメントと同様に、例えば、i番目のセグメントSegiの各相のインピーダンス特性Z1ui,Z1vi,Z1vwについて、ずれが発生する可能性が高く、これによっても、受電コイルの不平衡の場合と同様に受電電力の変動を招くことになる。 Even in the case of the configuration including the power transmission coils of multiple phases in this way, as with each segment in the fourth embodiment, for example, deviations occur in the impedance characteristics Z1ui, Z1vi, and Z1vw of each phase of the i-th segment Segi. It is highly probable that this will also lead to fluctuations in the received power in the same manner as a receive coil imbalance.
そこで、各セグメントSegnの各相のインピーダンス特性Z1un,Z1vn,Z1wnの差が小さくなり、各相の送電共振回路部110un,110vn,110wnが非接触受電装置に供給する交流電力の特性の差が小さくなるように、各セグメントSegnの各相のイミタンス変換回路部124un,124vn,124wnの特性インピーダンスZ01un,Z01vn,Z01wnを、それぞれ設定することが好ましい。このようにすれば、送電するセグメントの違いおよび相の違いによる受電電力の変動を低減することができる。これにより、非接触受電装置の整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減することができる。また、DC/DCコンバータ回路において、入力側の電圧の変動を吸収することによって発生する電力損失の増加を低減することができる。この結果、非接触給電システムにおける給電効率の向上が可能である。 Therefore, the difference between the impedance characteristics Z1un, Z1vn, and Z1wn of each phase of each segment Segn becomes small, and the difference between the characteristics of the AC power supplied to the contactless power receiving device by the power transmission resonance circuit units 110un, 110vn, and 110wn of each phase becomes small. It is preferable to set the characteristic impedances Z01un, Z01vn, Z01wn of the immittance conversion circuit units 124un, 124vn, 124wn of each phase of each segment Segn so that By doing so, it is possible to reduce fluctuations in the received power due to differences in the segments and phases in which power is transmitted. As a result, it is possible to reduce power pulsation generated in the DC power output from the rectifier circuit of the non-contact power receiving device. Also, in the DC/DC converter circuit, it is possible to reduce an increase in power loss that occurs due to absorption of voltage fluctuations on the input side. As a result, it is possible to improve power supply efficiency in the contactless power supply system.
なお、第1~第3実施形態で説明した各相の特性インピーダンスZ02の誤差の条件は、第5実施形態の各セグメントの各相のインピーダンス特性Z1un,Z1vn,Z1wnの誤差にも同様に適用可能である。すなわち、各セグメントの各相のインピーダンス特性Z1un,Z1vn,Z1wnの誤差が±30%以内であれば、電力損失の増加を、許容増加率Rpls以下とすることが可能である。また、各セグメントの各相のインピーダンス特性Z1un,Z1vn,Z1wnの誤差が±10%以内であれば、誤差が無い場合の電力損失と同等として扱うことが可能である。 The error conditions of the characteristic impedance Z02 of each phase described in the first to third embodiments can be similarly applied to the errors of the impedance characteristics Z1un, Z1vn, and Z1wn of each phase of each segment in the fifth embodiment. is. That is, if the errors in the impedance characteristics Z1un, Z1vn, and Z1wn of each phase of each segment are within ±30%, the increase in power loss can be kept below the allowable increase rate Rpls. Also, if the error of the impedance characteristics Z1un, Z1vn, and Z1wn of each phase of each segment is within ±10%, it can be treated as equivalent to the power loss when there is no error.
また、上記説明では、3相の送電コイルの場合例に説明したが、これに限定されるものではなく、2相あるいは4相以上の送電コイルを備える構成においても同様に適用可能である。 Also, in the above description, the case of a three-phase power transmission coil has been described as an example, but the present invention is not limited to this, and can be similarly applied to a configuration including two-phase or four-phase or more power transmission coils.
F.他の実施形態:
(1)上記第1~第3実施形態では、非接触給電システムを構成する非接触受電装置の複数相の受電コイルによる受電電力の不平衡を低減する構成について説明した。また、第4~第5実施形態では、非接触給電システムを構成する非接触給電装置の複数のセグメントの間の伝達特性としてのインピーダンス特性のずれにより、非接触受電装置において発生する受電電力の変動を低減する構成について説明した。さらに第5実施形態では、各セグメントにおいて複数相の送電コイルを備え構成によって、それぞれの相の伝達特性のインピーダンス特性のずれにより、非接触受電装置において発生する受電電力の変動を低減する構成について説明した。第1~第3実施形態の非接触受電装置と、第4~第5実施形態の非接触給電装置とを組み合わせて構成される非接触給電システムとして適用するようにしてもよい。なお、第4~第5実施形態の非接触給電装置に組み合わせる非接触受電装置としては、第1~第3実施形態の非接触受電装置だけでなく、単相の受電コイルを備える非接触受電装置であってもよい。
F. Other embodiments:
(1) In the above-described first to third embodiments, the configuration for reducing the imbalance of the power received by the multi-phase power receiving coils of the non-contact power receiving device that constitutes the non-contact power supply system has been described. Further, in the fourth and fifth embodiments, fluctuations in received power generated in the contactless power receiving device due to deviations in impedance characteristics as transfer characteristics between a plurality of segments of the contactless power feeding device constituting the contactless power feeding system has been described. Furthermore, in the fifth embodiment, a configuration in which multiple-phase power transmission coils are provided in each segment to reduce fluctuations in received power generated in the contactless power receiving device due to differences in impedance characteristics of the transfer characteristics of the respective phases will be described. bottom. The contactless power receiving device of the first to third embodiments and the contactless power feeding device of the fourth to fifth embodiments may be combined and applied as a contactless power supply system. As a non-contact power receiving device to be combined with the non-contact power feeding device of the fourth and fifth embodiments, not only the non-contact power receiving device of the first to third embodiments but also a non-contact power receiving device having a single-phase power receiving coil may be
(2)上記第1~第3実施形態では、非接触受電装置のフィルタ回路を構成する各相のフィルタ回路部としてT-LCL型のイミタンス変換回路を用いた場合を例に説明した。しかしながら、これに限定されるものではない。例えば、各相のフィルタ回路部としてT-CLC型のイミタンス変換回路や、他のローパスフィルタ回路、バンドパスフィルタ回路を用いてもよい。また、第4~第5実施形態でも、各セグメントのフィルタ回路あるいは各相のフィルタ回路部としてT-LCL型のイミタンス変換回路を用いた場合を例に説明したが、同様に、各相のフィルタ回路部としてT-CLC型のイミタンス変換回路や、他のローパスフィルタ回路、バンドパスフィルタ回路を用いてもよい。 (2) In the above-described first to third embodiments, the T-LCL type immittance conversion circuit is used as the filter circuit section of each phase constituting the filter circuit of the non-contact power receiving device. However, it is not limited to this. For example, a T-CLC type immittance conversion circuit, other low-pass filter circuit, or band-pass filter circuit may be used as the filter circuit section for each phase. Also, in the fourth and fifth embodiments, the case where the T-LCL type immittance conversion circuit is used as the filter circuit for each segment or the filter circuit for each phase has been described as an example. A T-CLC type immittance conversion circuit, other low-pass filter circuits, or band-pass filter circuits may be used as the circuit section.
(3)上記実施形態では、直列共振を利用した送電共振回路および受電共振回路を例に説明したが、これに限定されるものではなく、並列共振を利用した送電共振回路および受電共振回路としてもよく、いずれか一方は直列共振で他方は並列共振を利用した共振回路としてもよい。 (3) In the above embodiment, the power transmitting resonant circuit and the power receiving resonant circuit using series resonance have been described as examples, but the present invention is not limited to this, and the power transmitting resonant circuit and power receiving resonant circuit using parallel resonance can also be used. Well, one of them may be a resonant circuit using series resonance and the other using parallel resonance.
本開示は、上述の実施形態に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。 The present disclosure is not limited to the embodiments described above, and can be implemented in various configurations without departing from the scope of the present disclosure. For example, the technical features in the embodiments corresponding to the technical features in the respective modes described in the Summary of the Invention column may be used to solve some or all of the above problems, or Substitutions and combinations may be made as appropriate to achieve part or all. Also, if the technical features are not described as essential in this specification, they can be deleted as appropriate.
100…非接触給電装置、110…送電共振回路、120…送電回路、122…インバータ回路、124…イミタンス変換回路、130…電源回路、205,205B…非接触受電装置、210,210B…受電共振回路、210u,210v,210w,210a,210b…受電共振回路部、220,220B…受電回路、224,224B…イミタンス変換回路、224u,224v,224w,224a,224b…イミタンス変換回路部、226,226B…整流回路、228…DC/DCコンバータ回路、Seg…非接触給電セグメント
DESCRIPTION OF
Claims (18)
複数相の受電共振回路部(210u,210v,210w,210a,210b)を有する受電共振回路(210,210B)と、
前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路(220,220B)と、
を備え、
前記受電回路は、
各相の受電共振回路部から入力される交流電力を調整する複数相の受電側フィルタ回路部(224u,224v,224w,224a,224b)を有する受電側フィルタ回路(224,224B)と、
各相の受電側フィルタ回路部から入力される各相の交流電力を1つの直流電力に変換する整流回路(226,226B)と、
前記整流回路から入力される直流電力を、前記負荷に供給される電力に変換する電力変換回路(228)と、
を備え、
前記複数相の受電側フィルタ回路部のうちの少なくとも2つは、互いに異なるインピーダンス特性を有し、
前記各相の受電側フィルタ回路部は、それぞれ、前記各相の受電側フィルタ回路部から前記整流回路に入力される前記各相の交流電力の特性が互いに平衡になるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触受電装置。 A contactless power receiving device (205, 205B) that receives power contactlessly supplied from a contactless power supply device,
power receiving resonance circuits (210, 210B) having multi-phase power receiving resonance circuit units (210u, 210v, 210w, 210a, 210b);
a power receiving circuit (220, 220B) that converts the AC power received by the power receiving resonance circuit into DC power and supplies it to a load;
with
The power receiving circuit is
Power receiving side filter circuits (224, 224B) having power receiving side filter circuit units (224u, 224v, 224w, 224a, 224b) of multiple phases for adjusting AC power input from the power receiving resonant circuit units of respective phases;
a rectifier circuit (226, 226B) for converting AC power of each phase input from the power receiving side filter circuit unit of each phase into one DC power;
a power conversion circuit (228) that converts the DC power input from the rectifier circuit into power to be supplied to the load;
with
at least two of the power receiving side filter circuit units of the plurality of phases have impedance characteristics different from each other;
The power-receiving-side filter circuit units of the respective phases have impedance characteristics set so that the characteristics of the AC power of the respective phases input to the rectifier circuit from the power-receiving-side filter circuit units of the respective phases are balanced with each other. A contactless power receiving device.
前記各相の受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記非接触給電装置側から前記非接触受電装置の前記各相の受電共振回路部側を見た各相のインピーダンス特性のそれぞれが同じ特性になるように設定される、非接触受電装置。 The contactless power receiving device according to claim 1,
The impedance characteristics of the power receiving side filter circuit units of the respective phases are the same as the impedance characteristics of the respective phases when the power receiving resonance circuit units of the respective phases of the wireless power receiving device are viewed from the side of the wireless power supply device. A contactless powered device that is configured to be characteristic.
前記各相の受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相のインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±30%以下となるように調整されている、非接触受電装置。 The contactless power receiving device according to claim 2,
The non-contact power receiving device, wherein the impedance characteristics of the power receiving side filter circuit section of each phase are adjusted so that the deviation of the impedance value obtained from the impedance characteristics of each phase is ±30% or less.
前記各相の受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相のインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±10%以下となるように調整されている、非接触受電装置。 The contactless power receiving device according to claim 2,
The non-contact power receiving device, wherein the impedance characteristics of the power receiving side filter circuit section of each phase are adjusted so that the deviation of the impedance value obtained from the impedance characteristics of each phase is ±10% or less.
前記受電側フィルタ回路部はイミタンス変換回路であり、前記受電側フィルタ回路部のインピーダンス特性として前記イミタンス変換回路の特性インピーダンスが利用される、非接触受電装置。 The contactless power receiving device according to any one of claims 1 to 4,
The non-contact power receiving device, wherein the power receiving side filter circuit section is an immittance conversion circuit, and the characteristic impedance of the immittance conversion circuit is used as the impedance characteristic of the power receiving side filter circuit section.
前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路(110,110E)と、
電源回路(130)から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路(120,120E)と、
を有する複数の非接触給電セグメント(Seg)を備え、
前記送電回路は、
前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路(122,122E)と、
前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路(124,124E)と、
を備え、
前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも2つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、
各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電装置。 A contactless power supply device (100) for contactlessly supplying power to a contactless power receiving device,
a power transmitting resonant circuit (110, 110E) for transmitting AC power to the power receiving resonant circuit of the contactless power receiving device;
a power transmission circuit (120, 120E) that converts DC power supplied from a power supply circuit (130) into AC power and supplies it to the power transmission resonance circuit;
a plurality of contactless powering segments (Seg) having
The power transmission circuit is
an inverter circuit (122, 122E) that converts the DC power of the power supply circuit into AC power;
a power transmission side filter circuit (124, 124E) that adjusts the AC power of the inverter circuit and supplies it to the power transmission resonance circuit;
with
at least two of the plurality of contactless power supply segments have different impedance characteristics of the power transmission filter circuit;
The power transmission side filter circuit of each wireless power supply segment has an impedance characteristic set so as to reduce a difference in characteristics of AC power supplied to the wireless power receiving device by the power transmission resonance circuit of each wireless power supply segment. A contactless power supply device.
前記各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路のインピーダンス特性は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントにおける前記インバータ回路から前記送電側フィルタ回路を見たインピーダンス特性の差が低減されるように、設定される、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to claim 6,
The impedance characteristics of the power transmission side filter circuits of the respective wireless power supply segments are set so as to reduce the difference in the impedance characteristics of the power transmission side filter circuits viewed from the inverter circuit in each of the wireless power supply segments. A contactless power supply device.
前記各非接触給電セグメントの前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性は、前記各非接触給電セグメントのインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±30%以下となるように調整されている、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to claim 7,
The contactless power supply device, wherein the impedance characteristics of the power transmission side filter circuit of each of the contactless power supply segments are adjusted so that the deviation of the impedance value obtained from the impedance characteristics of each of the contactless power supply segments is ±30% or less. .
前記各非接触給電セグメントの前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性は、前記各非接触給電セグメントのインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±10%以下となるように調整されている、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to claim 7,
The contactless power supply device, wherein the impedance characteristics of the power transmission side filter circuit of each of the contactless power supply segments are adjusted so that the deviation of the impedance value obtained from the impedance characteristics of each of the contactless power supply segments is ±10% or less. .
前記送電側フィルタ回路はイミタンス変換回路であり、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性として前記イミタンス変換回路の特性インピーダンスが利用される、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to any one of claims 6 to 9,
The contactless power supply device, wherein the power transmission filter circuit is an immittance conversion circuit, and the characteristic impedance of the immittance conversion circuit is used as the impedance characteristic of the power transmission filter circuit.
前記送電共振回路(110E)は、複数相の送電共振回路部(110u,110v,110w)を有し、
前記インバータ回路(122E)は、前記電源回路の直流電力を複数相の交流電力に変換する回路であり、
前記送電側フィルタ回路(124E)は、前記インバータ回路から入力される前記複数相の交流電力を調整して前記複数相の送電共振回路部に供給する複数相の送電側フィルタ回路部(124u,124v,124w)を有し、
各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの各相の送電共振回路部が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to any one of claims 6 to 9,
The power transmission resonance circuit (110E) has multi-phase power transmission resonance circuit units (110u, 110v, 110w),
The inverter circuit (122E) is a circuit that converts the DC power of the power supply circuit into multi-phase AC power,
The power transmission filter circuit (124E) adjusts the multi-phase AC power input from the inverter circuit and supplies the power to the multi-phase power transmission resonant circuit units (124u, 124v). , 124w),
The impedance characteristics of the power transmission side filter circuit units of the respective phases are such that the difference in the characteristics of the AC power supplied to the wireless power receiving device by the power transmission resonance circuit units of the respective phases of the wireless power supply segments is reduced. A contactless power supply device having set impedance characteristics.
前記各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記インバータ回路から前記各相の送電側フィルタ回路部を見たインピーダンス特性の差が低減されるように設定される、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to claim 11,
The contactless power supply device, wherein the impedance characteristics of the power transmission side filter circuit units of the respective phases are set so as to reduce the difference in the impedance characteristics of the power transmission side filter circuit units of the respective phases viewed from the inverter circuit. .
前記各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相の送電側フィルタ回路部を見たインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±30%以下となるように調整されている、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to claim 12,
The impedance characteristics of the power transmission side filter circuit portion of each phase are adjusted so that the deviation of the impedance value obtained from the impedance characteristics of the power transmission side filter circuit portion of each phase is ±30% or less. Power supply.
前記各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、前記各相の送電側フィルタ回路部を見たインピーダンス特性から求まるインピーダンス値のずれが±10%以下となるように調整されている、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to claim 12,
The impedance characteristics of the power transmission side filter circuit portion of each phase are adjusted so that the deviation of the impedance value obtained from the impedance characteristics of the power transmission side filter circuit portion of each phase is ±10% or less. Power supply.
前記送電側フィルタ回路部はイミタンス変換回路であり、前記送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性として前記イミタンス変換回路の特性インピーダンスが利用される、非接触給電装置。 The contactless power supply device according to any one of claims 11 to 14,
The contactless power supply device, wherein the power transmission side filter circuit section is an immittance conversion circuit, and the characteristic impedance of the immittance conversion circuit is used as the impedance characteristic of the power transmission side filter circuit section.
前記非接触受電装置は、
受電共振回路(210,210B)と、
前記受電共振回路で受電された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する受電回路(220,220B)と、
を備え、
前記非接触給電装置は、
前記非接触受電装置の受電共振回路に交流電力を送電する送電共振回路(110,110E)と、
電源回路(130)から供給される直流電力を交流電力に変換して前記送電共振回路に供給する送電回路(120,120E)と、
を有する複数の非接触給電セグメント(Seg)を備え、
前記送電回路は、
前記電源回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路(122,122E)と、
前記インバータ回路の交流電力を調整して前記送電共振回路に供給する送電側フィルタ回路(124,124E)と、
を備え、
前記複数の非接触給電セグメントのうちの少なくとも2つは、前記送電側フィルタ回路のインピーダンス特性が互いに異なり、
各非接触給電セグメントの送電側フィルタ回路は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの送電共振回路が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電システム。 A contactless power supply system for contactlessly supplying power from a contactless power supply device (100) to a contactless power receiving device (205, 205B),
The contactless power receiving device
a power receiving resonance circuit (210, 210B);
a power receiving circuit (220, 220B) that converts the AC power received by the power receiving resonance circuit into DC power and supplies it to a load;
with
The contactless power supply device
a power transmitting resonant circuit (110, 110E) for transmitting AC power to the power receiving resonant circuit of the contactless power receiving device;
a power transmission circuit (120, 120E) that converts DC power supplied from a power supply circuit (130) into AC power and supplies it to the power transmission resonance circuit;
a plurality of contactless powering segments (Seg) having
The power transmission circuit is
an inverter circuit (122, 122E) that converts the DC power of the power supply circuit into AC power;
a power transmission side filter circuit (124, 124E) that adjusts the AC power of the inverter circuit and supplies it to the power transmission resonance circuit;
with
at least two of the plurality of contactless power supply segments have different impedance characteristics of the power transmission filter circuit;
The power transmission side filter circuit of each wireless power supply segment has an impedance characteristic set so as to reduce a difference in characteristics of AC power supplied to the wireless power receiving device by the power transmission resonant circuit of each wireless power supply segment. A contactless power supply system.
前記受電共振回路は、複数相の受電共振回路部(210u,210v,210w,210a,210b)を有し、
前記受電回路は、
各相の受電共振回路部から入力される交流電力を調整する複数相の受電側フィルタ回路部(224u,224v,224w,224a,224b)を有する受電側フィルタ回路(224,224B)と、
前記受電側フィルタ回路から入力される交流電力を直流電力に変換する整流回路(226,226B)と、
前記整流回路から入力される直流電力を、前記負荷に供給される電力に変換する電力変換回路(228)と、
を備え、
前記各相の受電側フィルタ回路部は、それぞれ、前記整流回路から出力される直流電力に発生する電力脈動を低減するように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電システム。 The contactless power supply system according to claim 16,
The power receiving resonance circuit has a multi-phase power receiving resonance circuit section (210u, 210v, 210w, 210a, 210b),
The power receiving circuit is
Power receiving side filter circuits (224, 224B) having power receiving side filter circuit units (224u, 224v, 224w, 224a, 224b) of multiple phases for adjusting AC power input from the power receiving resonant circuit units of respective phases;
a rectifier circuit (226, 226B) that converts AC power input from the power receiving filter circuit into DC power;
a power conversion circuit (228) that converts the DC power input from the rectifier circuit into power to be supplied to the load;
with
The contactless power supply system, wherein the power receiving side filter circuit units of the respective phases have impedance characteristics set to reduce power pulsation generated in the DC power output from the rectifier circuit.
前記送電共振回路(110E)は、複数相の送電共振回路部(110u,110v,110w)を有し、
前記インバータ回路(122E)は、前記電源回路の直流電力を複数相の交流電力に変換する回路であり、
前記送電側フィルタ回路(124E)は、前記インバータ回路から入力される前記複数相の交流電力を調整して前記複数相の送電共振回路部に供給する複数相の送電側フィルタ回路部(124u,124v,124w)を有し、
各相の送電側フィルタ回路部のインピーダンス特性は、それぞれ、前記各非接触給電セグメントの各相の送電共振回路部が前記非接触受電装置に給電する交流電力の特性の差が低減されるように設定されたインピーダンス特性を有する、非接触給電システム。 The contactless power supply system according to claim 16 or 17,
The power transmission resonance circuit (110E) has multi-phase power transmission resonance circuit units (110u, 110v, 110w),
The inverter circuit (122E) is a circuit that converts the DC power of the power supply circuit into multi-phase AC power,
The power transmission filter circuit (124E) adjusts the multi-phase AC power input from the inverter circuit and supplies the power to the multi-phase power transmission resonant circuit units (124u, 124v). , 124w),
The impedance characteristics of the power transmission side filter circuit units of the respective phases are such that the difference in the characteristics of the AC power supplied to the wireless power receiving device by the power transmission resonance circuit units of the respective phases of the wireless power supply segments is reduced. A contactless power supply system with set impedance characteristics.
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