JP5353522B2 - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.
スイッチングモジュールのスイッチング制御により直流を交流に変換して外部抵抗に電力を供給する電力変換装置において、電流容量が大きい場合にスイッチングモジュールを直流電源に対して並列に接続し、各スイッチングモジュールに加わる負荷を低減する手法が知られている（特許文献１参照）。 In a power conversion device that converts direct current to alternating current by switching control of the switching module and supplies power to an external resistor, when the current capacity is large, the switching module is connected in parallel to the direct current power source and the load applied to each switching module A technique for reducing the above is known (see Patent Document 1).
この特許文献１に記載される従来技術では、並列に接続された各スイッチングモジュールの間に同一静電容量のコンデンサを配置してリプル電流を発生させ、電流の脈動を低減する構成としている。 In the prior art described in Patent Document 1, a capacitor having the same capacitance is arranged between switching modules connected in parallel to generate a ripple current, thereby reducing current pulsation.
上記構成において、この電流の脈動を低減させるために必要な静電容量を確保するために複数のコンデンサを並列に接続する場合を考える。 In the above configuration, consider a case where a plurality of capacitors are connected in parallel in order to ensure the capacitance necessary to reduce the pulsation of this current.
この場合、スイッチング位相が同一に制御される各スイッチングモジュールとコンデンサとで構成される複数の各閉ループ回路に通流する電流量が電流通流方向毎に異なると、コンデンサを通流する電流量により定まるコンデンサに発生する電位差は、コンデンサ毎に異なることになる。すると、この電位差によりコンデンサ間で構成される閉ループ回路における電流の授受により循環電流が発生する。そして、このコンデンサ間で構成される閉ループ回路の持つ共振周波数に基づいて電流が共振する。そして、この電流の共振によりノイズが生じる。 In this case, if the amount of current flowing through each of the plurality of closed loop circuits composed of the switching modules and capacitors whose switching phases are controlled to be the same varies depending on the current flow direction, the amount of current flowing through the capacitors The potential difference generated in the determined capacitor differs for each capacitor. Then, a circulating current is generated by the exchange of current in the closed loop circuit formed between the capacitors by this potential difference. The current resonates based on the resonance frequency of the closed loop circuit formed between the capacitors. And noise arises by resonance of this electric current.
本件は、上記に鑑み発明されたもので、コンデンサ間で構成される閉ループ回路で授受される循環電流を抑制することでこの電流に起因するノイズの抑制を図る電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been invented in view of the above, and an object thereof is to provide a power conversion device that suppresses noise caused by this current by suppressing a circulating current transmitted and received by a closed loop circuit formed between capacitors. And
本発明に係る電力変換装置は、スイッチング動作により電流の通流可否および通流方向を切り替える複数のスイッチングモジュールと、この複数のスイッチングモジュールのスイッチング動作の位相を制御するスイッチング制御手段と、スイッチング動作によって通流する電流の高周波振動を抑制するそれぞれ略同一の静電容量を有する複数のコンデンサと、抵抗および自己インダクタンスが全長にわたって略同一となって外部直流電源と接続される正極側導電体および負極側導電体とを有する。そして、正極側導電体および負極側導電体との間で複数のスイッチングモジュールと複数のコンデンサとを並列に接続すると共に、複数のスイッチングモジュールのそれぞれが外部抵抗に接続する。また、スイッチング制御手段は、複数のスイッチングモジュールのうち少なくとも２つのスイッチングモジュールのスイッチング位相を同一に制御することで、外部直流電源からの直流電流を交流電流に変換して外部抵抗に供給する。 The power conversion device according to the present invention includes a plurality of switching modules that switch whether or not a current flows and a direction of current flow through a switching operation, a switching control unit that controls a phase of the switching operation of the plurality of switching modules, and a switching operation. A plurality of capacitors each having substantially the same capacitance that suppresses high-frequency vibration of the flowing current, and a positive-side conductor and a negative-side connected to the external DC power source with substantially the same resistance and self-inductance over the entire length A conductor. A plurality of switching modules and a plurality of capacitors are connected in parallel between the positive electrode side conductor and the negative electrode side conductor, and each of the plurality of switching modules is connected to an external resistor. The switching control means controls the switching phase of at least two switching modules among the plurality of switching modules to be the same, thereby converting the direct current from the external direct current power source into an alternating current and supplying the alternating current to the external resistor.
この電力変換装置は、正極側導電体および負極側導電体は環状であるとともに、それぞれ前記外部電源と接続される電源接続点を有し、複数のスイッチングモジュールを接続する複数のスイッチングモジュール接続点を、正極側導電体上および負極側導電体上にそれぞれ等間隔に配する。また、各スイッチングモジュール接続点間のそれぞれに同一数ずつ等間隔に複数のコンデンサを接続する複数のコンデンサ接続点を配する。さらに、スイッチング位相を同一に制御する前記少なくとも２つのスイッチングモジュールが接続された前記スイッチングモジュール接続点は、それぞれ等間隔であることにその特徴がある。 In this power converter, the positive electrode side conductor and the negative electrode side conductor are annular, and each has a power source connection point connected to the external power source, and includes a plurality of switching module connection points for connecting a plurality of switching modules. These are arranged at equal intervals on the positive electrode side conductor and the negative electrode side conductor, respectively. In addition, a plurality of capacitor connection points for connecting a plurality of capacitors at equal intervals are arranged between the switching module connection points. Further, the switching module connection points to which the at least two switching modules for controlling the switching phase to be the same are connected are equally spaced.
上記構成では、本電力変換装置に構成されるスイッチング制御手段により少なくとも２のスイッチングモジュールが同一位相でスイッチング位相制御される。さらに、上記構成により、これらスイッチングモジュールのそれぞれがコンデンサ側に供給する電流が通流する回路の合成コンデンサ容量および正極側・負極側導電体の抵抗および自己インダクタンスが略同一となる。そのため、これらスイッチングモジュールのそれぞれがコンデンサ側に供給する電流が通流する回路インピーダンスが略同一となるため、電流量は電流通流方向毎に略同一となる。したがって、少なくとも２のスイッチングモジュールが供給する電流によりコンデンサに発生する電位差の差を略０とすることができ、並列に接続されているコンデンサ間で構成される閉ループ回路を通流する循環電流を略０とすることができる。その結果、この循環電流に起因して生じるノイズを抑制することができる。 In the above configuration, at least two switching modules are subjected to switching phase control in the same phase by the switching control means configured in the power converter. Furthermore, with the above configuration, the combined capacitor capacity of the circuit through which the current supplied from each of these switching modules to the capacitor side flows, and the resistance and self-inductance of the positive and negative electrode conductors are substantially the same. For this reason, since the circuit impedances through which the currents supplied to the capacitors by each of these switching modules flow are substantially the same, the amount of current is substantially the same for each current flow direction. Accordingly, the difference in potential difference generated in the capacitor by the current supplied by the at least two switching modules can be made substantially zero, and the circulating current flowing through the closed loop circuit formed between the capacitors connected in parallel can be made substantially. It can be set to zero. As a result, noise caused by this circulating current can be suppressed.
−第一の実施形態−
図１は、本実施の形態におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相で出力が制御される交流同期モータとしての３相交流同期モータ１０を示す図である。この３相交流同期モータ１０は、電気自動車の駆動方式の一つとして提案されているインホイールモータとして用いられるものである。
-First embodiment-
FIG. 1 is a diagram showing a three-phase AC synchronous motor 10 as an AC synchronous motor whose output is controlled in three phases of U phase, V phase, and W phase in the present embodiment. The three-phase AC synchronous motor 10 is used as an in-wheel motor that has been proposed as one of driving methods for electric vehicles.
この３相交流同期モータ１０は、ロータ部１１とステータ部１２を有し、ステータ部１２は、３相交流同期モータ１０を制御する電力変換装置としてのインバータと一体になっている。インバータは、ステータ部１１に有する電磁要素である外部抵抗としてのコイルをＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相で制御する。このコイル２２とロータ部１２に有する永久磁石とを対峙させて配置し、これらコイル２２とロータ部１２の相互作用により、ロータ１２に回転力を発生させる。 The three-phase AC synchronous motor 10 includes a rotor portion 11 and a stator portion 12, and the stator portion 12 is integrated with an inverter as a power conversion device that controls the three-phase AC synchronous motor 10. The inverter controls a coil as an external resistance, which is an electromagnetic element in the stator unit 11, with three phases of U phase, V phase, and W phase. The coil 22 and the permanent magnet included in the rotor portion 12 are arranged to face each other, and a rotational force is generated in the rotor 12 by the interaction between the coil 22 and the rotor portion 12.
図２は、図１に示す３相交流同期モータ１０のロータ部１１を説明する図である。ロータ部１１は、回転力を出力するモータ回転軸１３と、このモータ回転軸１３と一体となっている円板状のマグネットホルダー１４とを有し、マグネットホルダー１４の外周側で円周方向に永久磁石１５が等間隔に２４個保持されている。永久磁石１５は、円周方向に隣り合う永久磁石１５同士でマグネットホルダー１４の径方向の磁極が互いに異なるように配置される。 FIG. 2 is a diagram illustrating the rotor portion 11 of the three-phase AC synchronous motor 10 shown in FIG. The rotor unit 11 includes a motor rotation shaft 13 that outputs a rotational force and a disk-shaped magnet holder 14 that is integrated with the motor rotation shaft 13, and is arranged in a circumferential direction on the outer peripheral side of the magnet holder 14. Twenty-four permanent magnets 15 are held at equal intervals. The permanent magnets 15 are arranged so that the permanent magnets 15 adjacent to each other in the circumferential direction have different magnetic poles in the radial direction of the magnet holder 14.
図３は、図１に示す３相交流同期モータ１０のステータ部１２を説明する図である。ステータ部１２には、モータ回転軸方向端面にスイッチングモジュール２が放射状に配置される。このスイッチングモジュール２は、３相交流同期モータ１０を制御するインバータの構成要素であり、Ｕ相でスイッチング位相制御されるスイッチングモジュール，Ｖ相でスイッチング位相制御されるスイッチングモジュール，Ｗ相でスイッチング位相制御されるスイッチングモジュールの各相５個ずつ合計１５個配置される。このスイッチングモジュール２をＵ相→Ｖ相→Ｗ相の配列順序を冷却器１６の円周方向に繰り返して放射状に配置されている。 FIG. 3 is a diagram illustrating the stator portion 12 of the three-phase AC synchronous motor 10 shown in FIG. In the stator portion 12, the switching modules 2 are radially arranged on the end surface in the motor rotation axis direction. The switching module 2 is a component of an inverter that controls the three-phase AC synchronous motor 10. The switching module is controlled by the U phase, the switching phase is controlled by the V phase, the switching module is controlled by the V phase, and the switching phase is controlled by the W phase. A total of 15 switching modules are arranged, 5 for each phase. The switching modules 2 are arranged radially by repeating the arrangement sequence of U phase → V phase → W phase in the circumferential direction of the cooler 16.
各スイッチングモジュール２は、一対のスイッチング素子を直列に接続することにより構成される。この各スイッチングモジュール２の一対のスイッチング素子同士の接続部には、ＡＣ端子２１が接続されている。このＡＣ端子２１は、３相交流同期モータ１０の電磁要素である外部抵抗としてのコイル２２の一方端と接続される。このコイル２２は、Ｕ相→Ｖ相→Ｗ相の配列順序をモータ円周方向に繰り返すことで各位相５個ずつ合計１５個配置されている。また、コイル２２の他端は、３相交流同期モータ１０の中性点で互いに接続されている。 Each switching module 2 is configured by connecting a pair of switching elements in series. An AC terminal 21 is connected to a connection portion between the pair of switching elements of each switching module 2. The AC terminal 21 is connected to one end of a coil 22 serving as an external resistor that is an electromagnetic element of the three-phase AC synchronous motor 10. A total of 15 coils 22 are arranged by repeating the arrangement sequence of the U phase → the V phase → the W phase in the circumferential direction of the motor. The other ends of the coils 22 are connected to each other at the neutral point of the three-phase AC synchronous motor 10.
正極側導電体としての正極側電極部材１８および負極側導電体としての負極側電極部材１９は、円周方向に等間隔に配置されたスイッチングモジュール接続点としてのスイッチングモジュール接続端子１８ａおよび１９ａおよびコンデンサ接続点としてのコンデンサ接続端子１８ｂ（不図示）および１９ｂ（不図示）をそれぞれ有し、この各接続端子は、各スイッチングモジュール２あるいは各コンデンサ３と各々接続する。 The positive electrode side electrode member 18 as the positive electrode side conductor and the negative electrode side electrode member 19 as the negative electrode side conductor are switching module connection terminals 18a and 19a as switching module connection points arranged at equal intervals in the circumferential direction, and capacitors Capacitor connection terminals 18b (not shown) and 19b (not shown) as connection points are provided, and each connection terminal is connected to each switching module 2 or each capacitor 3.
各スイッチングモジュール２の一方端部は正極側電極部材１８のスイッチングモジュール接続端子１８ａと、他端部は負極側電極部材１９のスイッチングモジュール接続端子１９ａと、それぞれ接続されている。また、隣り合うスイッチングモジュール２の各間にはコンデンサ３を２個ずつ配し、一方端部を正極側電極部材１８のコンデンサ接続端子１８ｂと接続し、負極側接続部間においても、他端部を負極側電極部材１９のコンデンサ接続端子１９ｂと接続する。正極側電極部材１８と負極側電極部材１９は各々電源接続点としての電源接続部１８ｃおよび１９ｃで外部直流電源８の正極，負極と接続される。 One end of each switching module 2 is connected to the switching module connection terminal 18 a of the positive electrode member 18, and the other end is connected to the switching module connection terminal 19 a of the negative electrode member 19. Two capacitors 3 are arranged between each adjacent switching module 2, one end is connected to the capacitor connection terminal 18 b of the positive electrode member 18, and the other end also between the negative electrode connections. Is connected to the capacitor connection terminal 19 b of the negative electrode member 19. The positive electrode member 18 and the negative electrode member 19 are connected to the positive electrode and the negative electrode of the external DC power supply 8 at power connection portions 18c and 19c as power connection points, respectively.
また、３相交流同期モータ１０の外部には、スイッチング制御手段としてのスイッチングモジュール駆動用の駆動基板が配置されている。同じ位相のコイル２２に接続されるスイッチングモジュール２は、このスイッチングモジュール駆動用の駆動基板の指令に基づき、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相毎に同期してスイッチング動作する。 A driving board for driving a switching module as a switching control means is disposed outside the three-phase AC synchronous motor 10. The switching module 2 connected to the coil 22 having the same phase performs a switching operation in synchronism with each of the U phase, the V phase, and the W phase based on the command of the driving substrate for driving the switching module.
図４は、図３のＡ−Ａ部の断面を示したものである。スイッチングモジュール２の上面には、円環状の正極側電極部材１８と絶縁層を介してモータ回転軸方向から見て円環状の負極側導電体としての負極側電極部材１９とが積層されて配置され、さらにその上面に同一静電容量のコンデンサ３がモータ円周方向に放射状に３０個配置されている。このコンデンサ３は電流の脈動を低減するリプルコンデンサである。このコンデンサ３は絶縁体を介して複数の積層セラミックコンデンサを積層している。 FIG. 4 shows a cross section taken along line AA of FIG. On the upper surface of the switching module 2, an annular positive electrode member 18 and a negative electrode member 19 as an annular negative conductor as viewed from the motor rotation axis direction are laminated and disposed via an insulating layer. Further, 30 capacitors 3 having the same capacitance are arranged radially on the upper surface thereof in the circumferential direction of the motor. The capacitor 3 is a ripple capacitor that reduces current pulsation. The capacitor 3 is formed by laminating a plurality of multilayer ceramic capacitors via an insulator.
このインホイールモータとともに用いられるインバータのリプルコンデンサは、このインバータに要求される大きな電流容量のために、その通流電流に応じて発生する電流の脈動を抑えるために大きな静電容量であることが求められる。 The ripple capacitor of the inverter used with this in-wheel motor has a large capacitance to suppress the pulsation of the current generated according to the flowing current because of the large current capacity required for this inverter. Desired.
また、冷却器１６内部には冷媒が流れ、スイッチングモジュール２を冷却する。 Further, the refrigerant flows inside the cooler 16 to cool the switching module 2.
本実施形態におけるインバータ３０の回路構成を図５を用いて説明する。図５において、外部直流電源８から、インバータ３０を介して３相交流同期モータ１０内部のコイル２２に電力が供給される。尚、図３の説明において不図示であった正極側電極部材１８のコンデンサ接続端子１８ｂおよび負極側電極部材１９のコンデンサ接続端子１９ｂを図５にて示している。 The circuit configuration of the inverter 30 in this embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 5, electric power is supplied from the external DC power supply 8 to the coil 22 inside the three-phase AC synchronous motor 10 via the inverter 30. In addition, the capacitor connection terminal 18b of the positive electrode member 18 and the capacitor connection terminal 19b of the negative electrode member 19 which are not shown in the description of FIG. 3 are shown in FIG.
本実施形態の構成によりインバータ３０で発生する放射ノイズの発生を低減できる。以下に、その理由を図６及び図７の一般的な回路図を用いて説明する。 With the configuration of the present embodiment, the generation of radiation noise generated in the inverter 30 can be reduced. The reason will be described below with reference to the general circuit diagrams of FIGS.
図６は、直流電源４６と接続した正極側電極部材４４および負極側電極部材４５間に接続した２個の同一静電容量のコンデンサ４１，４２間に並列に１個のスイッチングモジュール４３を接続した回路４０を示している。尚、本回路に構成されるコンデンサは同一の静電容量を有する。スイッチングモジュール４３から出力されて正極側電極部材４４に供給される電流は、図６で示す矢印ＩａおよびＩｂの互いに異なる方向に通流し、回路を通流後、スイッチングモジュール４３に戻る。 In FIG. 6, one switching module 43 is connected in parallel between two capacitors 41 and 42 having the same capacitance connected between the positive electrode member 44 and the negative electrode member 45 connected to the DC power source 46. A circuit 40 is shown. In addition, the capacitor | condenser comprised in this circuit has the same electrostatic capacitance. The currents output from the switching module 43 and supplied to the positive electrode member 44 flow in different directions indicated by arrows Ia and Ib shown in FIG. 6, flow through the circuit, and then return to the switching module 43.
このとき、電流ＩａおよびＩｂの大きさは、下記式で算出できる。
（数１）Ｉａ＝Ｖ／Ｚａ
（数２）Ｉｂ＝Ｖ／Ｚｂ
Ｖ：スイッチング素子６供給電圧 Ｚａ：スイッチングモジュール４３からみた電流Ｉａが通流する回路の総インピーダンス Ｚｂ：スイッチングモジュール４３からみた電流Ｉｂが通流する回路の総インピーダンス
At this time, the magnitudes of the currents Ia and Ib can be calculated by the following formula.
(Expression 1) Ia = V / Za
(Expression 2) Ib = V / Zb
V: switching element 6 supply voltage Za: total impedance of the circuit through which the current Ia viewed from the switching module 43 flows Zb: total impedance of the circuit through which the current Ib viewed from the switching module 43 flows
また、コンデンサで発生する電位差Ｖは、下記式で算出できる。
（数３）Ｖ＝Ｉｔ／Ｃ
Ｉ：コンデンサ電流 ｔ：時間 Ｃ：コンデンサ静電容量
Further, the potential difference V generated in the capacitor can be calculated by the following equation.
(Expression 3) V = It / C
I: Capacitor current t: Time C: Capacitor capacitance
数３より、コンデンサ静電容量が同じ場合には、コンデンサに発生する電位差は、コンデンサ電流の大きさに比例することがわかる。したがって、ここでＩａ＜Ｉｂとなる場合、コンデンサ４１に発生する電位差がコンデンサ４２に発生する電位差に対して大きくなる。この２個のコンデンサにおける電位差の違いに起因して、コンデンサ４１とコンデンサ４２間での電流の授受が生じる。コンデンサ４１およびコンデンサ４２間で構成される閉ループ回路のインダクタンスＬおよびコンデンサ静電容量Ｃにより、下記式であらわされる共振周波数で電流の授受がなされる。
（数４）ｆ＝１／(２π（ＬＣ）^1/2)
この共振電流により放射ノイズが生じる。
From Equation 3, it can be seen that when the capacitor capacitance is the same, the potential difference generated in the capacitor is proportional to the magnitude of the capacitor current. Therefore, when Ia <Ib, the potential difference generated in the capacitor 41 is larger than the potential difference generated in the capacitor 42. Due to the difference in potential difference between the two capacitors, current is transferred between the capacitor 41 and the capacitor 42. Current is transferred at a resonance frequency expressed by the following equation by the inductance L and the capacitor capacitance C of the closed loop circuit formed between the capacitor 41 and the capacitor 42.
(Expression 4) f = 1 / (2π (LC) ^ 1/2 )
This resonance current causes radiation noise.
したがって、この共振電流を生じさせないためには、Ｉａ＝Ｉｂの関係とする必要がある。そのためには、数１および数２より、Ｚａ＝Ｚｂの関係とする必要がある。 Therefore, in order not to generate this resonance current, it is necessary to have a relationship of Ia = Ib. For this purpose, the relationship of Za = Zb needs to be established based on Equations 1 and 2.
図７は、図６で示した回路４０の構成に対して、構成要素を追加した回路５０を示している。コンデンサ４２のスイッチングモジュール４３の反対側にスイッチングモジュール４３と同一位相でスイッチング制御されるスイッチングモジュール５１を配置し、正極側電極部材４４および負極側電極部材４５間で並列に接続する。また、コンデンサ４１のスイッチングモジュール４３の反対側からＩａと同じ大きさの電流Ｉｚが供給されている。尚、図６で説明した内容と重複する内容については、説明を省略する。 FIG. 7 shows a circuit 50 in which components are added to the configuration of the circuit 40 shown in FIG. A switching module 51 that is switched and controlled in the same phase as the switching module 43 is disposed on the opposite side of the switching module 43 of the capacitor 42, and is connected in parallel between the positive electrode member 44 and the negative electrode member 45. Further, a current Iz having the same magnitude as Ia is supplied from the opposite side of the switching module 43 of the capacitor 41. Note that the description overlapping with the content described in FIG. 6 is omitted.
スイッチングモジュール５１から出力された電流は、矢印Ｉｅ方向に通流し、コンデンサ４２を経由して再度スイッチングモジュール５１に戻る。 The current output from the switching module 51 flows in the direction of the arrow Ie and returns to the switching module 51 again via the capacitor 42.
ここでコンデンサ４１に通流する電流Ｉ４１の大きさよび、コンデンサ４２に通流する電流Ｉ４２の大きさは、下記式で算出できる。
（数５）Ｉ４１＝Ｉｂ＋Ｉｚ＝２＊Ｉａ
（Ｉｂ＝ＩａおよびＩｚ＝Ｉａであるため。）
（数６）Ｉ４２＝Ｉａ＋Ｉｅ
したがって、Ｉａ＜Ｉｅとなる場合、Ｉ４１に対してＩ４２が大きくなるため、数３より、コンデンサ４１に発生する電位差に対してコンデンサ４２に発生する電位差が大きくなることがわかる。このコンデンサ間の電位差の違いにより、コンデンサ４１とコンデンサ４２間での共振電流の授受が生じる。
Here, the magnitude of the current I 41 flowing through the capacitor 41 and the magnitude of the current I 42 flowing through the capacitor 42 can be calculated by the following equations.
(Equation 5) I 41 = Ib + Iz = 2 * Ia
(Because Ib = Ia and Iz = Ia.)
(Expression 6) I 42 = Ia + Ie
Therefore, when Ia <Ie, I 42 increases with respect to I 41 , and from Equation 3, it can be seen that the potential difference generated in the capacitor 42 increases with respect to the potential difference generated in the capacitor 41. Due to the difference in potential difference between the capacitors, the resonance current is transferred between the capacitors 41 and 42.
したがって、この共振電流を生じさせないためには、Ｉａ＝Ｉｅの関係とする必要がある。そのためには、スイッチングモジュール４３からみた電流Ｉａが通流する回路の総インピーダンス：Ｚａ＝スイッチングモジュール５１からみた電流Ｉｅが通流する回路の総インピーダンス：Ｚｅの関係とする必要がある。 Therefore, in order not to generate this resonance current, it is necessary to have a relationship of Ia = Ie. For that purpose, it is necessary to satisfy the relationship of the total impedance of the circuit through which the current Ia viewed from the switching module 43: Za = the total impedance of the circuit through which the current Ie viewed from the switching module 51: Ze.
以上より、同一のスイッチング位相で制御される複数のスイッチングモジュールから供給される電流の通流方向ごとの回路インピーダンスは、同一のスイッチング位相で制御される各スイッチングモジュールから見て同一であれば、コンデンサ間で授受される電流を低減することができる。そのため、この電流に起因した放射ノイズの発生を低減することができる。 From the above, if the circuit impedance for each flow direction of the current supplied from a plurality of switching modules controlled by the same switching phase is the same as viewed from each switching module controlled by the same switching phase, the capacitor It is possible to reduce the current exchanged between the two. Therefore, the generation of radiation noise due to this current can be reduced.
ところで、回路のインピーダンスＺは、
（数７）Ｚ＝(Ｒ2＋（ωＬ）2)^1/2
Ｒ：回路抵抗[Ω] ω：スイッチングモジュールスイッチング周波数［Ｈｚ］ Ｌ：回路インダクタンス［Ω］
で算出される。
By the way, the impedance Z of the circuit is
(Formula 7) Z = (R 2 + (ωL) 2 ) ^ 1/2
R: Circuit resistance [Ω] ω: Switching module switching frequency [Hz] L: Circuit inductance [Ω]
Is calculated by
ここで、図５で示した本実施形態におけるインバータ３０の回路構成に着目する。インバータ３０の回路の同一位相で制御される各スイッチングモジュールからみて、各スイッチングモジュールと接続される複数のコンデンサとの回路による結合関係は、各スイッチングモジュールが供給する電流通流方向ごとに同一である。したがって、各スイッチングモジュールが供給した電流が通流する方向毎の回路の合成抵抗Ｒおよび合成自己インダクタンスＬが同一であるため、この回路のインピーダンスは、数７より同一値をとることが分かる。そのため、同一位相間での電流干渉に起因したコンデンサ間での電流のやりとりがなくなり、この電流のやりとりに起因して生じる放射ノイズの発生を抑制することで、コンデンサ間で授受される電流共振による放射ノイズの発生を低減できる。 Here, attention is focused on the circuit configuration of the inverter 30 in the present embodiment shown in FIG. As seen from each switching module controlled by the same phase of the circuit of the inverter 30, the coupling relationship by the circuit with a plurality of capacitors connected to each switching module is the same for each current flow direction supplied by each switching module. . Therefore, since the combined resistance R and the combined self-inductance L of the circuit for each direction through which the current supplied by each switching module flows are the same, it can be seen from Equation 7 that the impedance of this circuit takes the same value. For this reason, current exchange between capacitors due to current interference between the same phase is eliminated, and by suppressing the generation of radiation noise caused by this current exchange, current resonance between the capacitors causes current resonance. Generation of radiation noise can be reduced.
上記構成により、本電力変換装置に構成されるスイッチング制御手段により同一位相でスイッチング位相が制御される各スイッチングモジュールが供給するコンデンサに通流する電流通流方向毎の回路の合成抵抗Ｒおよび合成自己インダクタンスＬを同一として、方向毎の回路インピーダンスを同じとした。インピーダンスを同一としたことで、同一位相でスイッチング位相が制御される各スイッチングモジュールが供給する電流による干渉に起因したコンデンサ３間での電流のやりとりがなくなる。そのため、この電流のやりとりに起因して生じる放射ノイズの発生を抑制できる。 With the above configuration, the combined resistance R and the combined self of the circuit for each current flow direction flowing through the capacitor supplied by each switching module whose switching phase is controlled in the same phase by the switching control means configured in the power converter. The inductance L was the same, and the circuit impedance for each direction was the same. By making the impedances the same, current exchange between the capacitors 3 due to interference caused by the currents supplied by the switching modules whose switching phases are controlled in the same phase is eliminated. Therefore, it is possible to suppress the generation of radiation noise caused by this current exchange.
さらに、本実施形態により、スイッチングモジュール２は、モータ１０の円周方向にＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順序を繰り返して正極側電極部材１８および負極側電極部材１９に等間隔に接続した。さらに、各スイッチングモジュール２間で正極側電極部材１８および負極側電極部材１９のモータ１０円周方向に等間隔で同一の静電容量のコンデンサ３を２個ずつ接続した。そのため、同一位相に制御されるスイッチングモジュールから見た互いに異なる方向の回路のインピーダンスは同一となる。そのため、この電流のやりとりに起因して生じる放射ノイズの発生を抑制することで、コンデンサ間で授受される電流共振による放射ノイズの発生を低減できる。 Further, according to the present embodiment, the switching module 2 is connected to the positive electrode member 18 and the negative electrode member 19 at equal intervals by repeating the order of U phase → V phase → W phase in the circumferential direction of the motor 10. Further, two capacitors 3 having the same capacitance are connected at equal intervals in the circumferential direction of the motor 10 of the positive electrode member 18 and the negative electrode member 19 between the switching modules 2. Therefore, the impedances of the circuits in different directions as seen from the switching modules controlled to the same phase are the same. Therefore, by suppressing the generation of radiation noise caused by the exchange of current, the generation of radiation noise due to current resonance exchanged between capacitors can be reduced.
さらに、本実施の形態により、インバータ３０の構成要素であるコンデンサ３を３相交流同期モータ１０と一体とし、ステータ１２端面に配置した。そのため、発生するノイズを低減させつつ、インバータ３０の構成要素であるコンデンサ３と３相交流同期モータ１０とを一体とした小型なモータを提供することができる。 Further, according to the present embodiment, the capacitor 3 which is a component of the inverter 30 is integrated with the three-phase AC synchronous motor 10 and disposed on the end face of the stator 12. Therefore, it is possible to provide a small motor in which the capacitor 3 that is a component of the inverter 30 and the three-phase AC synchronous motor 10 are integrated while reducing generated noise.
尚、インバータ３０の構成要素であるコンデンサ３をステータ１２端部に配置しているため、コンデンサ３の冷却効率を向上させることができることも、付随的な効果である。 In addition, since the capacitor 3 which is a constituent element of the inverter 30 is arranged at the end of the stator 12, it is an accompanying effect that the cooling efficiency of the capacitor 3 can be improved.
さらに、本実施の形態により、スイッチングモジュール２を３相交流同期モータ１０と一体とし、ステータ１２端面に配置した。そのため、発生するノイズを低減させつつ、３相交流同期モータ１０とインバータ３０の構成要素であるスイッチングモジュール２とを一体とした小型なモータを提供することができる。 Further, according to the present embodiment, the switching module 2 is integrated with the three-phase AC synchronous motor 10 and disposed on the end face of the stator 12. Therefore, it is possible to provide a small motor in which the three-phase AC synchronous motor 10 and the switching module 2 that is a component of the inverter 30 are integrated while reducing generated noise.
尚、インバータ３０の構成要素であるスイッチングモジュール２をステータ１２端部に配置しているため、スイッチングモジュール２の冷却効率を向上させることができることも、付随的な効果である。 In addition, since the switching module 2 which is a component of the inverter 30 is disposed at the end of the stator 12, it is an incidental effect that the cooling efficiency of the switching module 2 can be improved.
尚、図６および図７において説明したように、各スイッチングモジュールが供給した電流が通流する方向毎の回路インピーダンスが同一であれば上記記載の効果を奏する。したがって、インバータ３０に構成されるコンデンサの数やスイッチングモジュールの数は、図６に記載の数に限定されることなく同様の効果を奏する。 As described with reference to FIGS. 6 and 7, the effects described above can be obtained if the circuit impedances in the directions in which the currents supplied by the switching modules flow are the same. Therefore, the number of capacitors and the number of switching modules configured in the inverter 30 are not limited to the numbers described in FIG.
また、本実施形態において正極側電極部材１８および負極側電極部材１９は、円環状であるものとして説明したが、必ずしも円形状に限定されるものではなく、他の形状であっても環状のものであれば同様の効果を奏する。 In the present embodiment, the positive electrode side electrode member 18 and the negative electrode side electrode member 19 have been described as having an annular shape. However, the present invention is not necessarily limited to a circular shape, and other shapes may be annular. If so, the same effect is produced.
また、本実施形態では、スイッチングモジュールの数がコンデンサの数に対して少ない電力変換装置について述べたが、スイッチングモジュールの数がコンデンサの数に対して多い場合にも同様の効果を奏する。 In the present embodiment, the power conversion device in which the number of switching modules is smaller than the number of capacitors has been described. However, the same effect can be obtained when the number of switching modules is larger than the number of capacitors.
さらに、この電力変換装置は、インホイールモータとともに用いられるものに限定されず、あらゆる用途の電力変換装置において同様の効果を奏する。また、この電力変換装置の位相数は必ずしも３相に限定されず、あらゆる位相数の電力変換装置においても同様の効果を奏する。 Furthermore, this power converter is not limited to that used with an in-wheel motor, and has the same effect in power converters for all uses. Further, the number of phases of the power conversion device is not necessarily limited to three phases, and the same effect can be achieved in power conversion devices having any number of phases.
２，４３，５１…スイッチングモジュール
３，４１，４２…コンデンサ
７…スイッチング制御手段
８…外部直流電源
１８，４４…正極側電極部材（正極側導電体）
１９，４５…負極側電極部材（負極側導電体）
１８ａ…正極側電極部材のスイッチングモジュール接続部（スイッチングモジュール接続点）
１８ｂ…正極側電極部材のコンデンサ接続部（コンデンサ接続点）
１８ｃ…正極側電極部材（正極側導電体）の電源接続部（電源接続点）
１９ａ…負極側電極部材のスイッチングモジュール接続部（スイッチングモジュール接続点）
１９ｂ…負極側電極部材のコンデンサ接続部（コンデンサ接続点）
１９ｃ…負極側電極部材（負極側導電体）の電源接続部（電源接続点）
２２…コイル（外部抵抗）
３０…インバータ（電力変換装置）
2, 43, 51 ... switching modules 3, 41, 42 ... capacitor 7 ... switching control means 8 ... external DC power supply 18, 44 ... positive electrode member (positive electrode conductor)
19, 45 ... negative electrode member (negative electrode conductor)
18a ... Positive electrode member switching module connection part (switching module connection point)
18b: Capacitor connection portion of the positive electrode member (capacitor connection point)
18c ... Power supply connection part (power supply connection point) of positive electrode side electrode member (positive electrode side conductor)
19a: Switching module connecting portion of the negative electrode member (switching module connecting point)
19b: Capacitor connection portion of the negative electrode member (capacitor connection point)
19c ... Power supply connection part (power supply connection point) of negative electrode side electrode member (negative electrode side conductor)
22 ... Coil (external resistance)
30 ... Inverter (power converter)
Claims (1)
当該複数のスイッチングモジュールのスイッチング動作の位相を制御するスイッチング制御手段と、
スイッチング動作によって通流する電流の高周波振動を抑制するそれぞれ略同一の静電容量を有する複数のコンデンサと、
抵抗および自己インダクタンスが全長にわたって略同一となり、外部直流電源と接続される正極側導電体および負極側導電体と、を有し、
前記正極側導電体および前記負極側導電体との間で前記複数のスイッチングモジュールと前記複数のコンデンサとを並列に接続すると共に、前記複数のスイッチングモジュールのそれぞれが外部抵抗に接続し、
前記スイッチング制御手段は、前記複数のスイッチングモジュールのうち少なくとも２つのスイッチングモジュールのスイッチング位相を同一に制御することで、外部直流電源からの直流電流を交流電流に変換して前記外部抵抗に供給する電力変換装置において、
前記正極側導電体および前記負極側導電体は環状であるとともに、それぞれ前記外部電源と接続される電源接続点を有し、
前記複数のスイッチングモジュールを接続する複数のスイッチングモジュール接続点を、前記正極側導電体上および前記負極側導電体上にそれぞれ等間隔に配し、
さらに各前記スイッチングモジュール接続点間のそれぞれに同一数ずつ等間隔に前記複数のコンデンサを接続する複数のコンデンサ接続点を配し、
スイッチング位相を同一に制御する前記少なくとも２つのスイッチングモジュールが接続された前記スイッチングモジュール接続点は、それぞれ等間隔である、
電力変換装置。 A plurality of switching modules for controlling whether or not a current flows and a flow direction by switching operation;
Switching control means for controlling the phase of the switching operation of the plurality of switching modules;
A plurality of capacitors each having substantially the same capacitance, each of which suppresses high-frequency vibrations of current flowing through the switching operation;
The resistance and self-inductance are substantially the same over the entire length, and have a positive electrode side conductor and a negative electrode side conductor connected to an external DC power source,
The plurality of switching modules and the plurality of capacitors are connected in parallel between the positive electrode side conductor and the negative electrode side conductor, and each of the plurality of switching modules is connected to an external resistor,
The switching control means controls the switching phase of at least two switching modules of the plurality of switching modules to be the same, thereby converting a direct current from an external direct current power source into an alternating current to be supplied to the external resistor. In the conversion device,
The positive electrode side conductor and the negative electrode side conductor are annular, and each has a power connection point connected to the external power source,
A plurality of switching module connection points for connecting the plurality of switching modules are arranged at equal intervals on the positive electrode side conductor and the negative electrode side conductor, respectively.
Furthermore, a plurality of capacitor connection points for connecting the plurality of capacitors at equal intervals are arranged between the switching module connection points, respectively.
The switching module connection points to which the at least two switching modules for controlling the switching phase to be the same are connected are equally spaced, respectively.
Power conversion device.
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