JP7223520B2 - 無線中継装置および無線中継方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線中継装置および無線中継方法に関する。

無線ＬＡＮの利用拡大や無線監視カメラなど通信機能を有する機器の増加により無線通信のトラヒックが急激に増大しており、周波数利用効率を向上させて、限りある無線リソースにより多くのトラヒックを収容することが求められている。

すなわち、近年、無線ローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)が密に配置され、かつ、ＩｏＴならびにＭ２Ｍ通信に対するそれらの需要のために、周波数資源の不足が急速に進行している。そして、一般には、このような無線通信トラヒックの収容先として、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）帯のような免許不要帯域の複数システム共用周波数帯域が使用されることが多い。

また、このような無線通信方式においては、誤り訂正を目的として、符号化方式に畳込み符号が使用され、復号方式にはビタビ復号が用いられる場合がある。

ビタビ復号は、畳込み符号に対して最尤復号を容易に実現できる復号法として実用上重要であり，また，軟判定復号を容易に適用することができるので優れた誤り性能を得ることができることが知られている。

そして、このようなビタビ復号については、たとえば、特許文献１に、加算比較選択演算（Add， Compare， Select演算、以下ＡＣＳ演算と称す）を、ＡＣＳ演算済みの入力データが「打ち切り長」に達するまで繰り返し、トレースバック演算器によってトレースバック処理を行い復号結果の取得を行う構成が開示されている。特許文献１では、誤り訂正能力を十分に向上させることを目的として、ＡＣＳ演算器が、復号データに誤りがある場合に再度、受信データに対して加算比較選択演算を実行する構成が開示されている。

また、特許文献２には、消費電力の削減を図ることを目的として、以下のような構成が開示されている。すなわち、特許文献２に開示の受信装置は、畳み込み符号化されたデータを復号化するビタビ復号器と、受信データフレームのヘッダ内に記述されたデータからビタビ復号器で用いられるパラメータのトレースバック長を制御するトレースバック長制御手段と、復号データのヘッダを用いてその中の情報を読み取るヘッダ解析手段で構成される。受信装置は、畳み込み符号化されたデータを受信し、その後、複数のメモリを備えた並列処理のできるビタビ復号器によって最尤復号化が行われる際、受信したデータのヘッダ内の情報を用いてトレースバック長を制御し、複数ある並列メモリについて使用か不使用かを設定し、不使用となる並列メモリがある場合には、それらを静止してスタンバイモードにする。

ただし、あくまで、これらのビタビ復号についての従来技術は、個々の受信機において、誤り訂正能力の向上や、ビタビ復号器の構成が複雑化した場合の消費電力の低減などを目的としたものである。

このような畳み込み符号において、デジタルデータは、「０」か「１」のビット情報を持つため、復号器において情報を０か１の２値で判定したもの（これを「硬判定値」と呼ぶ）とする方法と、２値ではなく０または１となる確率、尤度、あるいは対数尤度として表した軟判定値を生成する方法とがある。特に、後者の方法は、軟判定復号と呼ばれ、ターボ復号などの復号方法との親和性が高く、前者の方法（これを硬判定復号と呼ぶ）に比べ、高い誤り訂正効果を発揮する（たとえば、特許文献３を参照）。

また、このような畳み込み符号においては、その誤り訂正能力が高いことから、符号化率を制御し、データの冗長性を押さえる技術として受信側での誤り訂正を期待して、定期的にデータを間引きするパンクチャリング処理が行われることが一般的である（たとえば、特許文献４を参照）。

ところで、各送信機の最大送信電力を増加させることなく、カバーエリアを拡大する方法として、中継方式（リレー方式）があり、たとえば、IEEE 802.11sなどで規格化されている。

従来のリレー方式には、主として、以下の２種類がある（たとえば、特許文献５を参照）。

すなわち、Decode-and-Forward（ＤＦ）と呼ばれるリレー方式と、Amplify-and-Forward（ＡＦ）と呼ばれる方式である。

ＤＦ方式では、リレー対象となるフレームの復号処理を行い、受信フレームに誤りがないことを確認してから、誤り訂正後のビット列について再符号化/変調を施してリレー送信を行う。このＤＦ方式では、リレー装置において誤り訂正を行うことで、転送先への誤り伝搬を防ぐことができるが、復号処理が完了するまで、リレー送信を開始できないため、大きな遅延が生じてしまう。特に、誤り訂正が不要となるような良い通信状況の場合には、復号完了までの遅延時間は大きなロスとなる。

一方、ＡＦ方式では、復調/復号などを行わず受信して即座に転送を開始するが、受信信号に含まれているノイズもそのまま増幅して送信するため、受信信号電力が高いにも関わらずＳ／Ｎ比が劣化することがある。また、受信フレームが転送必要かどうかを確認せずにリレーを行ってしまう。そのため不要なフレーム送信が発生し、リソースの浪費や干渉の増加を招く恐れがある。

すなわち、従来のリレー方式では、変動しうる通信状況下において、誤り率の抑制と遅延時間の短縮を両立させることが困難であるという問題があった。

言い換えると、Ｓ／Ｎ比が変動しうる通信状況下において、中継機における復号処理や、符号化および変調処理をどのように制御すれば、遅延時間の短縮が可能かが必ずしも明らかではない。

このような問題に対処するために、送信元からの受信を行いつつ、復調後に復号処理・誤り検出処理の途中で、中継処理が必要であると判断されたフレームについては、中継装置において、符号化処理および変調処理を行って、送信を行い、伝送遅延を短縮するということも可能である。

特開２００９－１５９４８２号明細書

特開２０１１－３５５６８号明細書

再公表特許ＷＯ２０１２／０７０３６９号明細書

特開２０００－４２１５号明細書

特開２０１３－１７５８１７号明細書

しかしながら、このような中継方式では、受信フレームに誤りがないことを確認する前にリレー送信を始めることになるため、受信フレームに誤りがあると、誤り伝搬が発生してしまう。このとき再送によって大きな伝送遅延が生じてしまうことになる。

そのため、たとえ、中継ノードで誤りが発生したとしても、宛先ノードで復元できるように中継処理を実行する技術が望ましい。

本発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、伝送遅延を抑制しつつ、宛先ノードでの受信フレームの誤りの発生を抑制することが可能な無線中継装置および無線中継方法を提供することである。

この発明の１つの局面に従うと、全二重通信が可能な無線通信方式で通信し、送信元ノードからトレリス符号により符号化され多値変調されて送信される第１のフレーム信号を中継し宛先ノードに第２のフレーム信号として転送するための無線中継装置であって、送信元ノードからの信号を受信する受信手段と、受信手段で受信した第１のフレーム信号を復調し、トレリス符号についての軟判定復号において符号語ビットについて第１の尤度を算出するとともに、所定の打切り長で軟判定復号を打ち切ることで第１のフレーム信号の少なくともヘッダの情報を復号する復調復号手段と、ヘッダの情報に基づいて、第１のフレーム信号を中継することが必要と判断されることに応じて中継処理を制御するための中継制御手段と、中継制御手段の制御に応じて、第１のフレーム信号の受信期間と少なくとも一部で重複する期間において、復調復号手段からのデータを再符号化して符号語ビットを生成し、第１の尤度に基づき再符号化の後の符号語ビットについて第２の尤度を計算し、所定の条件により第２の尤度が低いと判定される符号語ビットについては当該符号語ビットに対応する変調シンボルの振幅値をゼロとして変調し、第２のフレーム信号を生成するための符号化・変調手段と、符号化・変調手段の出力を宛先ノードに向けて送信するための送信手段とを備える。

好ましくは、復調復号手段は、多値変調に対する復調処理を実行して復調シンボル列を生成するための復調手段と、復調シンボル列に基づき、トレリス符号に対する軟判定復号処理を実行するための復号手段と、トレリス符号の軟判定復号処理において符号語ビットについて第１の尤度を算出する第１の尤度算出手段と、復号手段の出力に対して誤り検知を実行するための誤り検知手段とを含み、符号化・変調手段は、中継制御手段の制御に応じて、誤り検知手段による誤り検知処理を行う前に所定の打切り長での前記軟判定復号を打ち切ることで前記復号手段から出力されるデータを受けた場合に、前記所定の条件により前記第２の尤度が低いと判定される符号語ビットについては当該符号語ビットについて変調シンボルの振幅値をゼロとして変調し、前記第２のフレーム信号を生成する。

好ましくは、符号化・変調手段は、符号化後の符号語ビットの期待値から、第２の尤度を算出する第２の尤度算出手段を含み、符号化・変調手段は、第２の尤度の絶対値が、所定値よりも低いときに、対応する符号語ビットについて変調シンボルの振幅値をゼロとして変調する。

好ましくは、符号化・変調手段は、符号化後の符号語ビットの期待値から、第２の尤度を算出する第２の尤度算出手段を含み、符号化・変調手段は、第１の尤度と第２の尤度の符号が異なり、かつ、第２の尤度が所定値よりも低いときに、対応する符号語ビットについて変調シンボルの振幅値をゼロとして変調する。

好ましくは、符号化・変調手段は、中継制御手段の制御に応じて、復調復号手段での復調および復号の方式とは独立に制御される符号化および変調の方式により、第２のフレーム信号を生成する。

好ましくは、全二重通信が可能な無線通信方式は、互いに分離した複数の周波数帯のそれぞれの無線チャネルを利用して無線通信する方式である。

好ましくは、復号手段は、トレリス符号に対する復号処理に対してトレリス上での打切り長を、複数の所定の打切り長のうちから可変に設定可能であり、中継制御手段は、第１のフレーム信号に基づき、送信元ノードと無線中継装置との間の通信品質を推定する通信品質推定手段と、推定された通信品質に基づいて、第２のフレーム信号の転送に要する時間の期待値を小さくするように、打切り長を設定する中継条件設定手段とを含む。

好ましくは、通信品質推定手段は、第１のフレーム信号に基づき、伝搬路推定値や雑音電力推定値を取得して、通信品質としてフレームエラーレートを推定するエラーレート推定手段を含む。

この発明の他の局面に従うと、全二重通信が可能な無線通信方式で通信し、送信元ノードからトレリス符号により符号化され多値変調されて送信される第１のフレーム信号を中継し宛先ノードに第２のフレーム信号として転送するための無線中継方法であって、送信元ノードからの信号を受信するステップと、受信した第１のフレーム信号を復調し、トレリス符号についての軟判定復号において符号語ビットについて第１の尤度を算出するとともに、所定の打切り長で軟判定復号を打ち切ることで第１のフレーム信号の少なくともヘッダの情報を復号する復調復号ステップと、ヘッダの情報に基づいて、第１のフレーム信号を中継することが必要と判断されることに応じて中継処理を制御するステップと、中継処理の制御に応じて、第１のフレーム信号の受信期間と少なくとも一部で重複する期間において、復調復号ステップでの処理中のデータを途中で受けて、再符号化して符号語ビットを生成し、第１の尤度に基づき再符号化の後の符号語ビットについて第２の尤度を計算し、所定の条件により第２の尤度が低いと判定される符号語ビットについては当該符号語ビットに対応する変調シンボルの振幅値をゼロとして変調し、第２のフレーム信号を生成するステップと、変調後の第２のフレーム信号を宛先ノードに向けて送信するステップとを備える。

この発明によれば、伝送遅延を抑制しつつ、宛先ノードでの受信フレームの誤りの発生を抑制することが可能である。

本実施の形態の無線中継装置１０００の中継動作の概念を説明するための図である。 本実施の形態の無線中継装置１０００の構成を説明するための機能ブロック図である。 無線中継装置１０００が、送信元ノードから受信するフレーム信号の構成を説明するための概念図である。 復調／復号部１１０、リレー制御部１１２、符号化／変調部１２０の構成を説明するためのブロック図である。 本実施の形態におけるビット消失の処理を説明するための図である。 従来のＤＦ方式において、中継ノードで実行される処理を説明する概念図である。 ＴＤＦ方式において、中継ノードで実行される処理を説明する概念図である。 中継方式における伝送の時間経過を示す図である。 再送制御を説明するためのフローチャートである。 シミュレーション・パラメータを示す図である。 ＴＤＦ方式において、フレーム内のビット数をパラメータとして変化させた場合のシミュレーション結果を示す図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムおよび無線中継装置の構成を説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。

なお、以下では、本発明の無線中継装置は、「全二重通信」が可能な無線通信方式で動作するものとして説明する。その場合、本発明の無線中継装置を説明する一例として、互いに大きく分離した複数の既存の免許不要帯域（たとえば、ＩｏＴなどに使用される９２０ＭＨｚ帯、無線ＬＡＮに使用される２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯）において、複数の周波数帯を同時に利用し、送信元モードから中継機までの伝送と中継機から宛先ノードまでの伝送とを互いに異なる周波数帯で同時並行して実行する無線中継装置を例とする実施の形態を説明する。

ただし、全二重通信を実現する方式としては、必ずしも、このような複数の周波数帯を使用する方式に限られず、たとえば、同一の周波数帯であっても、いわゆる空間分割により、全二重通信が可能な方式であってもよい。

このような同一の周波数帯において、全二重通信を実現する方式を実現する方式として、以下の文献に開示がある。

文献 ： Jung Il Choiy， Mayank Jainy， Kannan Srinivasany， Philip Levis， Sachin Katti、”Achieving Single Channel， Full Duplex Wireless Communication”，pp.1-12， Proc. of the 16th Annual International Conference on Mobile Computing and Networking (Mobicom 2010).
以下の説明では、上述とおり、異なる周波数帯を同時に使用するものとして、説明する。
［実施の形態］
図１は、本実施の形態の無線中継装置１０００の中継動作の概念を説明するための図である。

なお、以下では、説明の簡単のために、送信元ノードと宛先ノードとの間に、無線中継装置１０００が１台介在するものとして説明する。ただし、無線中継装置１０００の構成および動作は、必ずしも、このような場合に限定されず、複数台の中継装置が介在するようなマルチホップの場合にも適用可能である。

図１に示されるように、無線中継装置１０００は、送信元ノード１０１０からの信号を受信して、宛先ノード１０２０に対して、信号を中継する。

ここで、後に詳しく説明するように、無線中継装置１０００は、受信処理中に，部分的に復号が完了した信号のリレー送信を、受信とは異なる周波数帯において開始することで低遅延のリレーを実現する。

また、無線中継装置１０００は、受信信号の復号処理方法を、受信フレームの誤り率予測結果に応じて適応的に選択する。たとえば、畳込み符号に対する復号処理の打ち切り長を打ち切りなしも含めて選択することで，復号処理での遅延を最小化して低遅延なリレーを可能にする構成を有する。

なお、以下では、上述したような複数の周波数帯の各周波数帯における変調方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency-division multiplexing）を例とし、誤り訂正のための通信路符号化の方式としては、畳込み符号を使用し、復号方式としては、ビタビ復号を用いるものを一例として説明する。ただし、後述するように、本発明は、このような例に限定されるものではない。

図２は、本実施の形態の無線中継装置１０００の構成を説明するための機能ブロック図である。

図２を参照して、無線中継装置１０００は、第１の周波数帯において伝送される送信元ノードからのフレーム信号を受信するための受信アンテナ１００と、受信アンテナからのフレーム信号に対して、低雑音増幅などの高周波処理を実行するためのＲＦ部１０２と、ＲＦ部１０２で受信される信号のプリアンブル信号を利用して同期処理を実行する同期処理部１０４と、同期処理部１０４からの同期信号に同期して、ＲＦ部１０２からの信号に対して、ＯＦＤＭ復調処理を実行するためのＯＦＤＭ復調部１０６と、ＯＦＤＭ復調部１０６からのパイロット信号に基づいて、伝送路推定値および雑音電力推定値を算出する伝搬路推定部１０８とを備える。

無線中継装置１０００において、後述するように、復調／復号部１１０は、ＯＦＤＭ復調部１０６からのフレーム信号（ヘッダおよびフレーム本体データの信号）を受けて、受信したフレーム信号のうち、少なくともヘッダ部分の情報を復号する。リレー制御部１１２は、復号されたヘッダ情報に基づき、受信したフレーム信号が中継処理を要するものであるかを判断し、中継処理を要するものである場合、伝搬路推定部１０８からの伝送路推定値および雑音電力推定値に基づいて、受信フレームの誤り率を予測し、予測結果に応じて、受信したフレーム信号に対する復号処理方法を適応的に選択する。

特に限定されないが、たとえば、リレー制御部１１２は、受信フレームの誤り率の予測結果について事前に設定されているランクに応じて、以下のように、フレーム本体のデータに対する復号方式を切換えるものとする。

ｉ）ビタビ復号における打ち切りなし
ｉｉ）ビタビ復号において打切り長Ｌで復号を実行し、実行結果を転送する。

この場合、打切り長Ｌについても、予測結果の複数のランクにそれぞれ応じて、複数の値が事前に設定されていてもよい。

ｉｉｉ）ビタビ復号処理を実行せず、復調結果を転送する。

この場合、ビタビ復号において、打ち切り処理を行わないことは、無線中継装置１０００において、誤り訂正能力が最も高くなることに相当するので、これは、受信フレームの誤り率の予測が、誤り率が最も高いとされるランクに相当する場合に選択される。ただし、この場合、復号を誤り訂正等に要する処理時間が最も長くなるため、無線中継装置１０００における遅延は、最も大きくなる。

打切り長Ｌが長いほど、誤り訂正能力が高くなることから、受信フレームの誤り率の予測において、誤り率が低くなるほど、打切り長Ｌを短く設定することができる。この場合は、打切り長Ｌが短いほど、無線中継装置１０００における遅延は、小さくなる。

さらに、ビタビ復号処理を実行せず、復調結果を転送するということは、受信フレームの誤り率の予測が、誤り率が最も低いとされるランクに相当する場合に選択される。この場合、誤り率が低いので、無線中継装置１０００において、誤り訂正を行わなくとも、宛先ノードにおける誤り率は、低く抑えられると期待されるからである。そして、この場合は、無線中継装置１０００における遅延は、最小となる。

図２に戻って、無線中継装置１０００において、リレー制御部１１２は、中継処理を要するものである場合、伝搬路推定部１０８からの伝送路推定値および雑音電力推定値に基づいて予測した受信フレームの誤り率に応じて、受信時の変調方式/符号化率に対して、独立に転送するフレーム信号に対する変調方式／符号化率を変更することができるものとする。

ここで、変調方式および符号化率は、事前に、ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）として、インデックス化しておくことができる。

このようにして、変調方式および符号化率を変更することで、後述するように、送信元ノードから無線中継装置１０００に対して送信されるフレーム信号のフレーム期間に対して、無線中継装置１０００から宛先ノードへのフレーム信号のフレーム期間を変更することができ、リレー制御部１１２が、中継する信号の送信タイミングを調整することが可能となる。

符号化／変調部１２０は、リレー制御部１１２の制御の下で、復調／復号部１１０から受け取ったデータに対して、選択された変調方式および符号化率で、符号化および変調処理を実行する。

ＯＦＤＭ変調部１２２は、符号化／変調部１２０からの信号に対して、ＯＦＤＭ変調処理を実行し、ＲＦ部１２４は、第１の周波数帯とは異なる第２の周波数帯で、中継されるフレーム信号を送出するための電力増幅などの高調波処理を実行して、送信アンテナ１３０から中継波が送信される。

なお、以上の説明では、通信路符号化の符号化方式としては、「畳み込み符号化」とし、復号処理としては、「ビタビ復号」であるものとしている。ただし、本実施の形態の無線中継装置１０００では、より一般に、通信路符号化の符号化方式として、「トレリス符号」を用いることが可能である。

ここで、「トレリス符号」とは、トレリス線図上で定義できるツリー符号であり、トレリス線図とは、入力されるビット系列に従って、有限状態マシンである符号器が状態を変化させていく過程で生成する符号列を表すものである。言い換えると、トレリス線図では、ラベル付きグラフの始点から終点に至るパスが符号語系列に対応する。したがって、トレリス符号では、符号系列が符号器から出力される時点の情報系列だけでなく、それ以前の情報系列にも依存して定まることになる。

そして、トレリス符号では、符号化器の状態数がそれほど大きくない場合においては、トレリスの特性を利用したビタビ復号法による最尤復号が可能である。ただし、トレリス符号の復号方法としては、ビタビ復号法に限られるものではない。

ここで、「畳み込み符号」とは、「トレリス符号」のうち、符号系列が符号器から出力される時点の情報系列だけでなく，それ以前の情報系列も依存して定まる「線形符号」のことをいう。

また、ビタビ復号において、「打ち切り長」について説明した。通常、ビタビ復号する際には、打切り長により復号を打切り、トレリス上において、打ち切った時点で最も尤度の高いステートメトリックを持つステートからトレースバックを開始する。そしてトレースバックを行った結果、得られたデータが復号結果になる。尤度の高いステートメトリックを持つステートとは、ビタビアルゴリズムの実行を打ち切ったトレリス線図上の時点に存在する状態（ステート）のうち、最小のステートメトリック値を有する状態のことをいう。

ただし、復号処理において、「打ち切り長」を考慮することが可能な復号方法としては、ビタビ復号の他にも、たとえば、SW-BCJRアルゴリズムやSOVA（soft output Viterbi algorithm）などがある。SW-BCJRアルゴリズムについては、たとえば、以下の文献に開示がある。

文献 ： 特開２０１０－７３２６４号公報
また、SOVAについては、以下の文献に開示がある。

文献 ： 特開２００２－２１７７４８号公報
文献 ： L. Lin and R. S. Cheng， “Improvements in SOVA-based decoding for turbo codes，” Proc. IEEE ICC 97， pp. 1473-1478， June， 1997.
なお、以上のような復号法においては、時点ｊにおける送信情報ｕ_jの判定には、対数尤度比（ＬＬＲ：log-likelihood ratio）が用いられる。

時点ｊにおける受信シンボルをｙ_j、長さＮの受信シンボル系列ｙ＝ｙ₁ｙ₂…ｙ_Nとしたときの時点ｊにおける２元送信情報ｕ_j∈｛＋１，－１｝の事後確率Ｐ（ｕ_j｜ｙ）を考える。トレリス線図では、ｕ_jは、時点（ｊ－１）の状態ｓ_j-1から時点ｊの状態ｓ_j，ｓ_j∈｛Ｓ0，…，Ｓ2^L-1｝に遷移する枝に割り当てられるため、ｕ_jを（ｓ_j-1，ｓ_j）に対応付けると以下のように表すことができる。

ここで、Ｕ（ｓ_j-1，ｓ_j）は、状態ｓ_j-1から状態ｓ_jに遷移する枝に割り当てられているブランチワードを表す。

上述した対数尤度比は、以下のように表される。

したがって、各時点ｊにおいてＬＬＲ（ｕ_j｜ｙ）が正の値であれば、ｕ_j＝＋１に、負の値であれば、ｕ_j＝－１と判定でき、この絶対値｜ＬＬＲ（ｕ_j｜ｙ）｜は、復号結果に対する信頼度情報となる。対数尤度比は、復号結果ｕ_jを出力するだけでなく、その信頼度情報を与えるので軟出力と呼ばれる。

一般には、軟出力を得るためには、トレリス線図について前方向および後方向の処理を行う反復演算が必要になる。

これに対して、ビタビ復号と同様に、前方向演算のみで軟出力を得るのが、上述した軟出力ビタビアルゴリズム（ＳＯＶＡ:soft output Viterbi algorithm）である。以下では、一例として、復号処理の方式として、ＳＯＶＡを用いるものとして説明を行う。
図３は、無線中継装置１０００が、送信元ノードから受信するフレーム信号の構成を説明するための概念図である。

図３（ａ）に示すように、フレーム信号は、プリアンブルと、ヘッダおよびフレーム本体とを含み、この順序で受信される。

ここで、プリアンブルは、畳込み符号化はされておらず、この部分の信号により、上述のとおり、同期処理が実行される。

ヘッダおよびフレーム本体データは、畳込み符号化されている。上述のとおり、復調／復号部１１０は、まず、ヘッダについて、ビタビ復号化し、リレー制御部１１２が、このヘッダの内容を解析して、受信フレームが、中継対象のフレームであるか否かを判断する。

図３（ｂ）は、現状のIEEE 802.11に準拠する場合のＭＡＣヘッダの構成を説明する図である。

ＭＡＣヘッダのうち、Address1～Address3の情報により、リレー送信の必要/不要の判断を行うことができる。すなわち、リレーの対象となる宛先/送り元のアドレスが，事前に指示されているため、アドレスを確認することで，リレーの必要/不要を判断することができる。

なお、この場合は、アドレスを確認するためには、物理層のデータフレーム構造中において、データ本体に存在するＰＳＤＵ（Physical Layer convergence protocol Service Data Unit）部分まで復号することが必要となるため、上述したような「復調のみ」を選択する利点は小さくなる。

図３（ｃ）は、現状のIEEE 802.11aに準拠する場合の物理ヘッダの構成を説明する図である。

そこで、ＭＡＣヘッダではなく、物理ヘッダの情報を利用して、中継の要否を指定することも可能である。すなわち、図３（ｃ）に示すように、物理ヘッダには、リザーブビットrsvが１ビット割り当てられている。したがって、このリザーブビットを利用して、リレーの必要/不要を指示する構成とすることができる。中継が必要の指示が示されている場合は、予め決められた送り先へリレー送信を行う構成とすることができる。

この場合は、物理ヘッダの復号は必要となるが，ＰＳＤＵ部分までの復号は必須ではなく、復調のみを行う場合は処理遅延は、物理ヘッダを読むまでとなり、より遅延の小さい中継をすることが可能となる。

なお、IEEE 802.11n，IEEE 802.11acなどでも物理ヘッダにリザーブビットがあるため、同様に、このリザーブビットを利用することで、中継処理の要不要を指示することができる。

図４は、図２で説明した復調／復号部１１０、リレー制御部１１２、符号化／変調部１２０の構成を説明するためのブロック図である。

図４を参照して、リレー制御部１１２は、上述のとおり、伝搬路推定部１０８からの伝送路推定値および雑音電力推定値により受信フレームについてのフレームエラーレートを予測するフレームエラーレート予測部１１２２と、復調／復号部１１０からのヘッダ情報に基づいて、中継処理の要否を判断するヘッダ解析部１１２４と、ヘッダ解析部１１２４により中継処理が必要であると判断された場合、フレームエラーレートの予測結果に応じて、上述したような復号処理の条件や、変調方式や符号化率の条件を設定する中継条件設定部１１２６とを含む。

復調／復号部１１０は、ＯＦＤＭ復調部１０６からの信号に対して、たとえば多値変調に対する復調処理を実行する復調処理部１１０１と、復調されたビット列に対して、デインターリーブ処理を実行するデインターリーブ処理部１１０２と、デインターリーブされた信号に対してデパンクチャリング処理を実行するためのデパンクチャリング部１１０３とを含む。デパンクチャリング部１１０３は、デパンクチャリング処理を実行するための内部メモリ１１０３．２と、デパンクチャリング処理を実行するデパンクチャ処理部１１０３．１とを含む。

さらに、復調／復号部１１０は、デパンクチャリング処理された信号に対して、上述した軟出力ビタビアルゴリズムによる復号を実行するための軟出力ビタビ復号部１１０４を含む。軟出力ビタビ復号部１１０４は、軟出力ビタビ復号処理を実行するための内部メモリ１１０４．２と、軟出力ビタビ復号処理を実行する軟出力ビタビ復号処理部１１０４．１とを含む。軟出力ビタビ復号処理部１１０４．１は、上述したような軟出力ビタビアルゴリズム処理を実行する。このとき、中継条件設定部１１２６の設定により、打切り長が設定される。

さらに、復調／復号部１１０は、ビタビ復号された信号に対して、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）などの誤り検出符号により、誤り検出を行うための誤り検出部１１０５を含む。

誤り検出部１１０５の出力は、メモリ１１１に一旦格納される。

次に、符号化／変調部１２０は、メモリ１１１に格納されたデータに対して、ＣＲＣなどの誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加部１２０１と、畳込み符号化を実行するための畳込み符号化部１２０２とを含む。

メモリ１１１に格納されたデータが誤り検出符号付加部１２０１に送られる場合は、上述した「ビタビ復号における打ち切りなし」に相当する。

後述するように、中継条件設定部１１２６の設定により、軟出力ビタビ復号部１１０４内の内部メモリ１１０４．２に格納されたデータが、直接、畳込み符号化部１２０２に入力される場合もある。これは、上述した「ビタビ復号において打切り長Ｌで復号を実行し、実行結果を転送」に相当する。

なお、後述するように、本実施の形態では、このようにして、軟出力ビタビアルゴリズムにより復号後の対数尤度比が、信頼度情報として生成され、誤り検出符号付加部１２０１による誤り検出処理を行うことなく、内部メモリ１１０４．２に格納されたデータが、直接、畳込み符号化部１２０２に入力される場合について、特徴となる処理を実行することになる。

軟出力ビタビ復号処理部１１０４．１による復号後のｉ番目のビットについての対数尤度比をΛxとし、復号後に、畳込み符号化部１２０２において再符号化処理を行った後の符号語ビットの対数尤度比をλ´yとする。

また、軟出力ビタビ復号処理部１１０４．１に入力される前の復調信号に対する対数尤度比λyを以下のように規定する。すなわち、ターボ復号(BCJR)やＳＯＶＡでは、復号器は、一般的には対数尤度比を入力として、対数尤度比を出力する。これら復号器に入力される対数尤度比は、復調シンボルが送信信号点からどのくらい離れているかで算出される。例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）の場合、ｄ_j（ｕ_j＝－１）をｕ_j＝－１に対応する複素シンボル、ｄ_j（ｕ_j＝＋１）をｕ_j＝＋１に対応する複素シンボルとすると、以下の式で対数尤度比を算出する。

復調したシンボルｙ_jが原点に近い場合は、右辺の第一項および第二項の値はほぼ同等となり、対数尤度比の絶対値は小さくなる。一方、振幅－１や１等の送信信号点に近い場合は、第一項と第二項のどちらが大きな値となりもう一方が小さい値となるため、算出される対数尤度比の絶対値は大きくなる。

すなわち、「復号処理前の対数尤度比」とは、復号器に入力する、復調シンボルから算出された対数尤度比を指す。

さらに、符号化／変調部１２０は、畳込み符号化された信号について、パンクチャリング処理を実行するパンクチャリング部１２０３を含む。後述するように、中継条件設定部１１２６の設定により、デパンクチャリング部１１０３内の内部メモリ１１０３．２に格納されたデータが、直接、パンクチャリング部１２０３に入力される場合もある。これは、上述した「ビタビ復号処理を実行せず、復調結果を転送」に相当する。

さらに、符号化／変調部１２０は、パンクチャリング処理された信号に対して、インターリーブ処理を実行するインターリーブ処理部１２０４と、インターリーブ処理された信号に対して、変調処理を実行する変調処理部１２０５とを含む。

なお、変調処理部１２０５は、再符号化後の符号語ビットの対数尤度比が所定の条件を満たして、信頼度が低いと判定された場合は、当該ビットに対する変調シンボルの振幅値を０とすることで、そのビットを消失させる処理を行うものとする。

図５は、本実施の形態におけるビット消失の処理を説明するための図である。

図５においては、一例として、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調を行う場合を例として説明する。ただし、他の多値変調であっても同様である。

ＱＰＳＫ変調では、変調シンボルは、“１１”，“１０”，“０１”，“００”のいずれかである。このとき、「あるビットに対する変調シンボルの振幅値を０とする」とは、図５において、斜線の点の信号点を増やすことに相当する。

これによって、信頼度が低いビットがあることを受信側に通知することができる。

振幅０とされたビットについては、パンクチャ符号の考え方と同様にして、復号処理によって受信側で復元を行う。
（本実施の形態の中継伝送方式）
以下では、従来の中継伝送方式（ＤＦ方式）と本実施の形態の中継伝送方式とを対比して説明する。

表現を単純化するために、「S-Rフレーム」および「R-Dフレーム」との用語を定義する。前者は、送信元ノード（Ｓ）と中継ノード（Ｒ）の間のフレームを表し、後者は、中継ノード（Ｒ）と宛先ノード（Ｄ）の間のフレームを表す。

本実施の形態の無線中継装置１０００では、中継ノードは、ある周波数帯でのデータフレームを受信する一方で、別の周波数帯上でデータフレームを転送する。［従来中継伝送方式(ＤＦ方式)］
図６は、従来のＤＦ方式において、中継ノードで実行される処理を説明する概念図である。

図８は、各中継方式における伝送時間を示す図である。

図６に示すように、畳込み符号が使用されるものとし、ＤＦ方式の中継伝送方式による中継ノードは、復調処理、デインターリーブ処理、デパンクチャリング処理、ビタビ復号および、ＣＲＣ符号を使用するフレームエラーチェックを実行する。

受信フレームにフレームエラーが 検出されない場合、復号されたビット列は、誤り検出符号が付加された後、畳込み符号化処理、パンクチャリング処理、インターリーブ処理および変調処理の後に、送信される。

ここで、Ｔ_SRとＴ_RDは、それぞれS-RフレームとR-Dフレームのフレーム伝送期間であるものとする。

図８（ａ）に、ＤＦ方式の伝送時間が示される。

図８（ａ）から、ＤＦ方式では、中継の伝送時間（中継の遅延時間）Ｔ_DFはＴ_SRとＴ_RDの合計であることがわかる。［本実施の形態の中継伝送方式(ＴＤＦ方式)］
次に、遅延時間を縮小するための本実施の形態の中継伝送方式について以下説明する。

本実施の形態の中継方式は、復号処理を途中で打ち切ることによりフレーム受信の完了の前に、復号されたビット列を転送し始める。

ここでは、このような本実施の形態の中継方式を「打ち切りＤＦ (ＴＤＦ：Truncated- Decode-and-Forward) 方式」または単に「ＴＤＦ方式」と呼ぶことにする。

図７は、ＴＤＦ方式において、中継ノードで実行される処理を説明する概念図である。

図７（ａ）に示すように、「ビタビ復号処理を実行せず、復調結果を転送」の場合（Ｌ＝０に相当）は、復調／復号部１１０においてデパンクチャリング処理がされた結果が、符号化／変調部１２０に送られて、その後、インターリーブ処理および変調処理の後に、送信される。

一方、図７（ｂ）に示すように、「ビタビ復号において打切り長Ｌで復号を実行し、実行結果を転送」の場合は、復調／復号部１１０において、復調処理、デインターリーブ処理、デパンクチャリング処理、およびパス打ち切りを伴うビタビ復号処理が実行される。
パス打ち切りで復号されたビット列は、符号化／変調部１２０において、畳込み符号化、パンクチャリング処理、インターリーブ処理および変調処理の後に、送信される。
上述のとおり、本実施の形態では、この「ビタビ復号において打切り長Ｌで復号を実行し、実行結果を転送」の場合は、変調処理部１２０５は、再符号化後の符号語ビットの対数尤度比が所定の条件を満たして、信頼度が低いと判定された場合は、当該ビットに対する変調シンボルの振幅値を０とすることで、そのビットを消失させる処理を行う。

したがって、この場合のＴＤＦ方式は、打ち切り復号を行なうものの、中継伝送を始める前にＣＲＣによってS-Rフレームエラーのチェックを実行しない。

なお、本実施の形態の中継方式でも、「ビタビ復号における打ち切りなし」の場合は、図６の従来のＤＦ方式と同様の処理で、中継が実行されることになる。

図８を参照して、ＴＤＦ方式では、中継ノードは、ある周波数帯上で、フレームのヘッダを受信し、中継伝送が必要な場合、中継ノードは別の周波数帯上の中継伝送を始める一方で、中継ノードは、図８（ｂ）に示されるようなフレームの受信を行っている。

ＴＤＦ方式では、直交周波数分割多重(OFDM)シンボルの受信の完了からその中継伝送の開始までの期間が短いので、「処理遅延」の期間は無視できない。ここで、「処理遅延」とは、Ｌ個の復号されたビットを得るために、ビット列を受信する期間であると考える。また、Ｌはビタビ復号における打ち切りパスの長さである。

ＴＤＦ方式の遅延時間は、以下のように表現される。

ここで、Tpreは、プリアンブルの期間であり、Tsymは、ガードインターバル(GI)のあるＯＦＤＭシンボルの期間であり、NbをOFDMシンボルごとの情報ビットの数であるとするとき、Ｎは、以下の式で表される。

ここで、以下の関数は、一般に天井関数と呼ばれ、引数ｘに対して、ｘ以上の最小の整数を表す。

Ｔ_SR≦Ｔ_RDである場合、リレー制御部１１２は、S-Rフレームのヘッダの受信および復号の完了後、所定の処理遅延の時間後に、R-Dフレームの中継伝送が始められるように制御する。この場合、処理遅延の時間は、打ち切り長によって異なり、事前に設定されているものとする。

Ｔ_SR＞Ｔ_RDである場合、リレー制御部１１２は、中継伝送が、転送フレームを生成するための受信データのバッファリングの完了後に、始められるように制御する。このようにすることで、転送途中で転送すべきデータが不足することを避けることができる。

この場合、R-Dフレームの送信の終了は、式（１）のとおり、処理遅延を考慮して、S-Rフレームの終了から２Ｔsym後であると考える。

ただし、Ｌ＝０の場合は、式（１）の処理遅延を表わす項Ｎ・Ｔ_symは、ゼロになる。［適応的な中継伝送選択(ＡＲＴＳ：adaptive relay transmission selection)］ 上述したように、本実施の形態の中継伝送方式は遅延時間を縮小することができる。しかし、復号における誤り訂正能力が復号の打切りによって下がるので、そのフレームエラーレート（FER）は劣化する傾向にある。

これは、再送信の発生を招き、遅延時間をより増加させる結果となる可能性がある。

したがって、本実施の形態の中継方式では、送信元ノードと中継ノードの間の信号対雑音比（ＳＮＲ：signal-to-noise power ratio）のようなチャネル条件によって中継伝送を選択する。

適切な中継伝送方式を選択するために、フレームエラーレート予測部１１２２は、たとえば、相互情報に基づいた実効ＳＮＲマッピング(MIESM：mutual information based effective SNR mapping)技術を使用することにより、S-Rフレームのフレームエラーレート（ＦＥＲ）を推定する。

ここで、MIESMは、SNRから得られた相互情報を使用して、FERを評価する技術であり、たとえば、以下の文献に開示がある。

文献 ： L. Wan， S. Tsai， and M. Almgren， “A Fading－Insensitive Performance Metric for a Unified Link Quality Model，” Proc. IEEE WCNC2006， Apl. 2006.
以下、ＦＥＲの予測について、上記文献に従い、簡単に説明する。

Ｍ値変調(Ｍ＝２^B)に対して、SNRがγ_kであるｋ番目のサブキャリアについてのシンボル情報が算出される。

シンボル情報は、以下の式（２）で定義される。

ここで、xは、送信されたシンボルであり、yは、SNRがγ_kであるチャネルを通過した受信シンボルであり、P(x)はxの事前確率であり、P(y｜x，γ_k)は、条件付き確率密度関数である。

送信されたシンボルがそれぞれ同じ確率で生成されると考え、P(x)＝１／Ｍとする。

ここで、式（２）は、以下のように書き換えることができる。

ここで、zは、分散０．５γ_kで平均０の複素ガウス確率変数であり、Ｘは変調シンボルの集合である。

各サブキャリアのＳＮＲに対しては、SI(γ_k，M)は、式（３）によって計算される。

式（３）の計算は、一般には、計算量が多いため、各変調方式について式（３）の計算結果を含んでいるルックアップテーブルが事前に生成されており、式（３）をその都度計算する代わりに使用するものとする。

次に、受信ビット情報率(ＲＢＩＲ：received bit information rate)は、すべてのサブキャリアについてSI(γ_k，M)を平均することにより計算される。

したがって、ＲＢＩＲは以下の式（４）で与えられる。

ここで、Ｋはサブキャリアの数である。

フレームエラーレート予測部１１２２は、ＦＥＲを、ＲＢＩＲ値および符号化率に応じて、ＦＥＲ曲線を予めメモリに記憶しておき、その曲線を参照することにより推定する。

個々の利用可能な符号化率に関してのＦＥＲ曲線は、加法性白色ガウス雑音(AWGN)チャネルの下で予め測定されており、これらも参照テーブルに格納されているものとする。

予測される遅延時間は、推定されたＦＥＲを使用して計算される。
（再符号化後における対数尤度比の算出および変調処理）
以下、軟出力ビタビ復号処理部１１０４．１における軟出力の生成時の復号後の対数尤度比Λxに基づいて、畳込み符号化部１２０２において再符号化処理を行った後の符号語ビットの対数尤度比λ´yを畳込み符号化部１２０２が算出する処理について説明する。

対数尤度比Λxから、ビットが＋１である確率は、以下のように求めることができる。

このとき、ビットが－１である確率は、｛１－Ｐ（ｂx＝＋１）｝となる。

ビットが、＋１の確率、－１の確率を掛け合わせれば、トレリス図の各状態の生起確率は分かるので、符号語ビットの期待値が下記のように計算できる。

ここで、ｂ´_y=2x（チルダ）およびｂ´_y=2x+1（チルダ）は、符号語ビットの期待値であり、Ｓはトレリスの状態数を表す。なお、「ｘ（チルダ）」との表記は、文字「ｘ」の頭部に記号～が付されていることを示すものとする。

また、Ｐ（ｓ，ｘ）は、ｘ番目のビットが入力された時のトレリス状態ｓの生起確率であり、ｃ（ｓ，ｂ_x，０）、ｃ（ｓ，ｂ_x，１）は、状態ｓからビットｂ_xが入力された時のブランチワードを示す。

符号語ビットの期待値から、再符号化後の符号語ビットに対する対数尤度比は、以下の式で計算できる。

このようにして、再符号化後の各ビットに対する対数尤度比を算出することが可能である。
（符号化後の各ビットに対する対数尤度比に基づく低信頼度ビットの判断手法１）
トレリス図を用いた誤り訂正処理を伴う復号後のビットの対数尤度比の符号（正または負のいずれか）と、当該ビットに対応する再符号化後の符号語ビットの対数尤度比の符号とを比較し、符号が変化していないものは、変調処理部１２０５は、信頼度は高いものと判断する。

変調処理部１２０５は、また、復号後のビットの対数尤度比の符号と再符号化後の符号語ビットの対数尤度比の符号とが異なっており、かつ、再符号化後の符号語ビットの対数尤度比の絶対値が所定のしきい値以下であるときは、当該ビットは、誤っている確率が高いとして、低信頼度ビットであると判断し、当該ビットの値を０とすることで、そのビットを消失させる処理を行う。

たとえば、ＱＰＳＫ変調の場合は、以下の式のような変調を行うので、当該ビットａ_yの値を＋１でも－１でもなく、０とするということは、Nullビットを送信していることになる。

（符号化後の各ビットに対する対数尤度比に基づく低信頼度ビットの判断手法２）
なお、低信頼度ビットと判断する基準としては、別の基準を採用してもよい。

たとえば、変調処理部１２０５は、単に、再符号化後の符号語ビットの対数尤度比の絶対値が所定のしきい値以下であるときは、当該ビットは、誤っている確率が高いとして、低信頼度ビットであると判断し、当該ビットの値を０とすることで、そのビットを消失させる処理を行う構成としてもよい。
（パフォーマンス評価）
以下では、コンピューター・シミュレーションによってＴＤＦ方式のパフォーマンスの評価結果を説明する。

図１０は、シミュレーション・パラメータを示す図である。

図１０において、「初期ＭＣＳ」とあるのは、再送毎にＭＣＳを１つ落として、初送に戻ったら初期ＭＣＳをまた使用する、というようにＭＣＳを変更していることを示す。

図１１は、ＴＤＦ方式において、フレーム内のビット数をパラメータとして変化させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図１１（ａ）は、単純にＴＤＦ方式と比較した場合に、本実施の形態で説明したようなビットの消失処理を行ったときの再送回数の削減率を示し、図１１（ｂ）は遅延時間の削減率を示す。

本実施の形態のような「ビットの消失処理」を行うことで、単純なＴＤＦ方式と比べて、再送回数を削減し，遅延時間も削減できていることがわかる。

以上、実施の形態として、無線中継装置１０００の具体的な構成および動作として説明したように、ＴＤＦ方式は、受信の完了の前に、復号の打ち切りをすることにより得られるビット列を転送する。ＴＤＦ方式では、中継ノードは、ある周波数帯のフレームのヘッダを受信する。ヘッダ情報により中継伝送が必要な場合、中継ノードはある周波数帯上で中継伝送を始める一方で、中継ノードは、他の周波数帯上のフレームの受信を実行する。

すなわち、以上に説明したように、本実施の形態の無線中継装置１０００およびその実行する無線中継方法によれば、ヘッダを確認してから転送を行うことで不要なリレー送信を抑えることができる。

また、通信状況が良い場合は、遅延の少ないリレー方式とすることで低遅延でリレー送信を行うことができ、通信状況が悪い場合は、誤り率特性が優れるリレー方式とすることで、再送による遅延を回避し、最小限の遅延に抑えることができる。

さらに、単純なＴＤＦ方式では、たとえ少数であっても，リレーノードで発生した復号後ビット誤りが宛先ノードへ誤り伝搬して，再送が発生してしまうのに対して、本実施の形態のような変調処理における「ビットの消失処理」を採用することにより、リレーノードで復号を誤ったと想定されるビットを宛先ノードへ送らなくなるため、宛先ノードでビットを復元することにより、誤り伝搬を回避して再送を抑えることが可能となる。

今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

１００ 受信アンテナ １０２，１２４ ＲＦ部、１０４ 同期処理部、１０６ ＯＦＤＭ復調部、１０８ 伝搬路推定部、１１０ 復調／復号部、１１１ メモリ、１１２ リレー制御部、１２０ 符号化／変調部、１２２ ＯＦＤＭ変調部、１３０ 送信アンテナ、１０００ 無線中継装置、１０１０ 送信元ノード、１０２０ 宛先ノード、１１０１ 復調処理部、１１０２ デインターリーブ処理部、１１０３ デパンクチャリング部、１１０４ 軟出力ビタビ復号部、１１０５ 誤り検出部、１１２２ フレームエラーレート予測部、１１２４ ヘッダ解析部、１１２６ 中継条件設定部、１２０１ 誤り検出符号付加部、１２０２ 畳込み符号化処理部、１２０３ パンクチャリング部、１２０４ インターリーブ処理部、１２０５ 変調処理部。

Claims (9)

1. 全二重通信が可能な無線通信方式で通信し、送信元ノードからトレリス符号により符号化され多値変調されて送信される第１のフレーム信号を中継し宛先ノードに第２のフレーム信号として転送するための無線中継装置であって、
   前記送信元ノードからの信号を受信する受信手段と、
   前記受信手段で受信した前記第１のフレーム信号を復調し、前記トレリス符号についての軟判定復号において符号語ビットについて第１の尤度を算出するとともに、所定の打切り長で前記軟判定復号を打ち切ることで前記第１のフレーム信号の少なくともヘッダの情報を復号する復調復号手段と、
   前記ヘッダの情報に基づいて、前記第１のフレーム信号を中継することが必要と判断されることに応じて中継処理を制御するための中継制御手段と、
   前記中継制御手段の制御に応じて、前記第１のフレーム信号の受信期間と少なくとも一部で重複する期間において、前記復調復号手段からのデータを再符号化して符号語ビットを生成し、前記第１の尤度に基づき前記再符号化の後の符号語ビットについて第２の尤度を計算し、所定の条件により前記第２の尤度が低いと判定される符号語ビットについては当該符号語ビットに対応する変調シンボルの振幅値をゼロとして変調し、前記第２のフレーム信号を生成するための符号化・変調手段と、
   前記符号化・変調手段の出力を前記宛先ノードに向けて送信するための送信手段とを備える、無線中継装置。
2. 前記復調復号手段は、
   前記多値変調に対する復調処理を実行して復調シンボル列を生成するための復調手段と、
   前記復調シンボル列に基づき、前記トレリス符号に対する軟判定復号処理を実行するための復号手段と、
   前記トレリス符号の前記軟判定復号処理において符号語ビットについて前記第１の尤度を算出する第１の尤度算出手段と、
   前記復号手段の出力に対して誤り検知を実行するための誤り検知手段とを含み、
   前記符号化・変調手段は、前記中継制御手段の制御に応じて、前記誤り検知手段による誤り検知処理を行う前に所定の打切り長での前記軟判定復号を打ち切ることで前記復号手段から出力されるデータを受けた場合に、前記所定の条件により前記第２の尤度が低いと判定される符号語ビットについては当該符号語ビットについて変調シンボルの振幅値をゼロとして変調し、前記第２のフレーム信号を生成する、請求項１記載の無線中継装置。
3. 前記符号化・変調手段は、前記符号化後の符号語ビットの期待値から、前記第２の尤度を算出する第２の尤度算出手段を含み、
   前記符号化・変調手段は、前記第２の尤度の絶対値が、所定値よりも低いときに、対応する符号語ビットについて変調シンボルの振幅値をゼロとして変調する、請求項１または２に記載の無線中継装置。
4. 前記符号化・変調手段は、前記符号化後の符号語ビットの期待値から、前記第２の尤度を算出する第２の尤度算出手段を含み、
   前記符号化・変調手段は、前記第１の尤度と前記第２の尤度の符号が異なり、かつ、前記第２の尤度が所定値よりも低いときに、対応する符号語ビットについて変調シンボルの振幅値をゼロとして変調する、請求項１または２に記載の無線中継装置。
5. 前記符号化・変調手段は、前記中継制御手段の制御に応じて、前記復調復号手段での復調および復号の方式とは独立に制御される符号化および変調の方式により、前記第２のフレーム信号を生成する、請求項１～４のいずれか１項に記載の無線中継装置。
6. 前記全二重通信が可能な無線通信方式は、互いに分離した複数の周波数帯のそれぞれの無線チャネルを利用して無線通信する方式である、請求項５に記載の無線中継装置。
7. 前記復号手段は、前記トレリス符号に対する前記復号処理に対してトレリス上での打切り長を、複数の所定の打切り長のうちから可変に設定可能であり、
   前記中継制御手段は、
   前記第１のフレーム信号に基づき、前記送信元ノードと前記無線中継装置との間の通信品質を推定する通信品質推定手段と、
   前記推定された通信品質に基づいて、前記第２のフレーム信号の転送に要する時間の期待値を小さくするように、前記打切り長を設定する中継条件設定手段とを含む、請求項２に記載の無線中継装置。
8. 前記通信品質推定手段は、前記第１のフレーム信号に基づき、伝搬路推定値や雑音電力推定値を取得して、前記通信品質としてフレームエラーレートを推定するエラーレート推定手段を含む、請求項７記載の無線中継装置。
9. 全二重通信が可能な無線通信方式で通信し、送信元ノードからトレリス符号により符号化され多値変調されて送信される第１のフレーム信号を中継し宛先ノードに第２のフレーム信号として転送するための無線中継方法であって、
   前記送信元ノードからの信号を受信するステップと、
   前記受信した前記第１のフレーム信号を復調し、前記トレリス符号についての軟判定復号において符号語ビットについて第１の尤度を算出するとともに、所定の打切り長で前記軟判定復号を打ち切ることで前記第１のフレーム信号の少なくともヘッダの情報を復号する復調復号ステップと、
   前記ヘッダの情報に基づいて、前記第１のフレーム信号を中継することが必要と判断されることに応じて中継処理を制御するステップと、
   前記中継処理の制御に応じて、前記第１のフレーム信号の受信期間と少なくとも一部で重複する期間において、前記復調復号ステップでの処理中のデータを途中で受けて、再符号化して符号語ビットを生成し、前記第１の尤度に基づき前記再符号化の後の符号語ビットについて第２の尤度を計算し、所定の条件により前記第２の尤度が低いと判定される符号語ビットについては当該符号語ビットに対応する変調シンボルの振幅値をゼロとして変調し、前記第２のフレーム信号を生成するステップと、
   前記変調後の前記第２のフレーム信号を前記宛先ノードに向けて送信するステップとを備える、無線中継方法。

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