JP7161598B2 - ブラシレス永久磁石モータを制御する方法 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレス永久磁石モータを制御する方法に関する。

異なる国では、幹線電源電圧が異なり、例えば、英国では、２３０Ｖの幹線電源電圧であり、アメリカ合衆国では、１２０Ｖの幹線電源電圧である。

国際公開第ＷＯ２０１３／１３２２４７号

異なる幹線電源電圧の観点から、異なる国で作動させることが可能なブラシレス永久磁石モータを提供することは困難である。

本発明によれば、ブラシレス永久磁石モータを制御する方法が提供され、かかる方法は、モータの幹線電源電圧を測定することと、幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定することと、幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、モータの巻線の整流を、逆起電力のゼロ交差に対して前進させることと、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させることを含む。

本発明による方法は、有益であり、その主な理由は、かかる方法が、幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定することと、幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることと、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させることを含むからである。

特に、幹線電源電圧が比較的低い、例えば、第１の範囲内にあるところにおいて、巻線内に駆動される相電流のレベルは、低速で上昇し、所望の出力電力を生じさせるために必要なトルクを達成するのに十分な相電流を電気半サイクルにわたって巻線内に駆動することを確保することは困難である。高い回転速度、例えば、６０ｋｒｐｍを超える速度において、巻線内に誘導される逆起電力は比較的高く、逆起電力はまた、所望の出力電力を達成するのに十分な相電流を巻線内に駆動する能力に影響を及ぼす。

巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることは、より多くの相電流を電気半サイクルの経過にわたって巻線内に駆動することを可能にし、かくして、モータが所望の出力電力で作動することを可能にする。更に、永久磁石モータにおいて、相電流の波形が逆起電力の波形と一致するとき、電流に対するトルクの比が最大になる。巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることによって、巻線内に駆動される相電流の波形は、巻線内に誘導される逆起電力の波形により近接して追従するように制御される。

幹線電源電圧が比較的高い、例えば、第２の範囲内にあるところにおいて、巻線内に駆動される相電流のレベルは、比較的低い幹線電源電圧によって供給される速度よりも高速で上昇する。本願の発明者は、巻線内に誘導される相電流のレベルが比較的高い幹線電源電圧のために比較的低い幹線電源電圧によって供給される速度よりも高速で上昇するとき、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させた場合であっても、所望の出力電力を達成するのに十分なレベルの電流が電気半サイクル内に巻線内に駆動されることを見出した。

比較的高い電圧のところで、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させたとすれば、相電流の波形は、巻線内に誘導される逆起電力の波形に近接して追従しないであろうし、相電流は、逆起電力を迅速に先導し、かくして、モータ性能をそれほど効率的にしない。幹線電源電圧が比較的高いところで、巻線の整流を遅延させることによって、巻線内に駆動される相電流のレベルが、必要とされる電力要求を発生させるのに十分に大きい速度で上昇し、巻線内に駆動される相電流は、巻線内に誘導される逆起電力とより近接して整列する。

かくして、本発明による方法は、モータの作動を行う国の幹線電源電圧のレベルに応じて、モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させたり遅延させたりすることによって、幹線電源電圧が異なる国におけるモータの効率的な作動を可能にする。

第１の範囲の電圧は、第２の範囲の電圧よりも低い。第１の範囲の電圧は、８５～１４０Ｖである。第２の範囲の電圧は、１８０～２６５Ｖである。関連する電圧範囲を、モータのスタートアップの前に決定する。例えば、プロセッサが、関連する電圧範囲をモータのスタートアップの前に決定する。幹線電源は、交流幹線電源であるのがよい。

本発明による方法は、定常状態のブラシレス永久磁石モータを制御する方法を含む。本発明による方法は、６０～１２０ｋｒｐｍの作動速度範囲内のブラシレス永久磁石モータを制御する方法を含む。

本発明による方法は、電気サイクルの各半部を、少なくとも１つの励起期間と少なくとも１つの非励起期間に分割することを含む。巻線は、少なくとも１つの励起期間の間、励起される。例えば、電流が、少なくとも１つの励起期間の間、相巻線内に駆動される。非励起期間の間、電流は、相巻線をそのままにしておくことを可能にする。例えば、相巻線は、非励起期間の間、フリーホイールされ、及び／又は、モータのインバータが、非励起期間の間、オフに切替えられる。非励起期間は、フリーホイール期間を含む。非励起期間は、励起期間の後にあってもよいし、励起期間の前にあってもよい。

幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、励起期間は、単一の励起期間を含み、非励起期間は、単一の非励起期間を含み、励起期間の後に生じる。このことが有利である理由は、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させ、巻線内の相電流のレベルは、比較的速い速度で増大するからである。かくして、相電流は、最初、巻線内に誘導される逆起電力に追従し、その後、励起期間の間、比較的迅速に上昇し、非励起期間の間、減少する。単一の励起期間と単一の非励起期間だけを使用することによって、スイッチングロスを、例えば、複数の励起期間及び非励起期間を各電気半サイクルに含む方法よりも減少させる。

幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、単一の励起期間と単一の非励起期間を含む電気半サイクルが、例えば、複数の励起期間及び／又は非励起期間を含む電気半サイクルよりも逆起電力に近接して追従する相電流を供給し、したがって、作動を更に効率的にすることが見出された。

それにもかかわらず、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところで、電気半サイクルが、第１の励起期間と、第１の非励起期間と、第２の励起期間と、第２の非励起期間とに分割され、第１の非励起期間が、第１の励起期間と第２の励起期間の間に起こり、第２の非励起期間が、第２の励起期間の後に起こることも考えられる。それにより、第１の非励起期間は、巻線内の相電流の上昇を阻止し、その結果、相電流は、巻線内に誘導される逆起電力に更に近接して追従する。

幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、電気半サイクルは、第１の励起期間と、第１の非励起期間と、第２の励起期間と、第２の非励起期間に分割され、第１の非励起期間は、第１の励起期間と第２の励起期間の間に生じ、第２の非励起期間は、第２の励起期間の後に生じる。幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、巻線内の相電流のレベルは、比較的遅い速度で増大する。それにもかかわらず、幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させるので、相電流は、巻線内に誘導される逆起電力を迅速に先導する。第１の非励起期間は、巻線内の相電流の上昇を阻止し、その結果、相電流は、巻線内に誘導される逆起電力に更に近接して追従し、それにより、モータの作動を更に効率的にする。

モータの幹線電源電圧を測定することは、モータの幹線電源電圧を間接的に測定することを含んでいてもよく、間接的な測定は、例えば、モータの直流リンク電圧を測定し、測定した直流リンク電圧を使用してモータの幹線電源電圧を決定することによって行ってもよい。幹線電源電圧を測定することは、モータの幹線電源電圧を直接的に測定することを含んでいてもよい。

本発明に更なる側面によれば、ブラシレス永久磁石モータのコントローラの１又は２以上のプロセッサの作動のための機械読取り可能な指示を含むデータキャリアを提供し、かかる指示は、ブラシレス永久磁石モータの幹線電源電圧を測定することと、幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定することと、幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、ブラシレス永久磁石モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることと、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させることと、を含む。

本発明の更なる側面によれば、ブラシレス永久磁石モータを提供し、かかるブラシレス永久磁石モータは、巻線と、コントローラと、を含み、コントローラは、ブラシレス永久磁石モータの幹線電源電圧を測定し、幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定し、幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させ、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させるように構成される。

本発明の上記側面の好ましい特徴は、適当であれば、本発明の他の側面に等しく適用可能である。

本発明を更によく理解するために、及び、本発明をどのように有効にするのかを示すために、以下、添付図面を参照して、本発明を例示として説明する。

本発明によるモータシステムのブロック図である。 図１のモータシステムの概略図である。 図１のモータシステムのコントローラにが発した制御信号に応答するときの図１のモータシステムのインバータの可能な状態の詳細を示す。 図１のモータシステムに使用される逆起電力センサの概略図である。 比較的低い幹線電圧を定常状態モードで使用して作動しているときの図１のモータシステムの種々の波形の図である。 比較的高い幹線電圧を定常状態モードで使用して作動しているときの図１のモータシステムの種々の波形の図である。 本発明による方法を示す流れ図である。

図１及び図２のモータシステム１０は、交流幹線電源１２によって電力が供給され、ブラシレスモータ１４と、制御システム１６を含む。

ブラシレスモータ１４は、４極ステータ２０に対して回転する４極永久磁石ロータ１８を含む。複数の導線がステータ２０の周りに巻かれ、単一の相巻線２２を形成するように（例えば、直列に又は並列に）互いに結合される。

制御システム１６は、整流器２４と、直流リンクフィルタ２６と、インバータ２８と、ゲートドライバモジュール３０と、幹線電源電圧センサ３２と、電流センサ３４と、逆起電力センサ３６と、コントローラ３８を含む。

整流器２４は、全波ブリッジＤ１～Ｄ４であり、交流幹線電源１２の出力を整流して、直流リンク電圧を供給する。

直流リンクフィルタ２６は、コンデンサＣ１を含み、コンデンサＣ１は、インバータ２８のスイッチングによって生じる比較的高い周波数のリップルを滑らかにする。

インバータ２８は、直流リンク電圧を相巻線２２に接続する４つの電力スイッチＱ１～Ｑ４のフルブリッジを含む。スイッチＱ１～Ｑ４の各々は、フリーホイールダイオードを含む。

ゲートドライバモジュール３０は、コントローラ３８から受信した制御信号に応答して、スイッチＱ１～Ｑ４の開閉を駆動する。

幹線電源電圧センサ３２は、信号Ｖ_DCをコントローラ３８に出力し、コントローラ３８は、後で詳細に説明するように、定常状態モードのモータシステム１０の作動条件を決定する。

電流センサ３４は、１対の感知抵抗Ｒ１、Ｒ２と、マルチプレクサ５０を含む。抵抗Ｒ１、Ｒ２の各々は、インバータ２８の低側のレッグに配置され、一方の抵抗Ｒ２は、左から右に励起されるときに相電流の測定を行い、他方の抵抗Ｒ１は、右から左に励起されるときに相電流の測定を行う。マルチプレクサ５０は、感知抵抗Ｒ１、Ｒ２による２つの信号出力の一方を選択する。電流センサ３４の前後の電圧は、逆起電力センサ３６とコントローラ３８に電流感知信号Ｉ＿ＳＥＮＳＥとして出力される。

逆起電力センサ３６は、コントローラ３８に出力されるデジタル信号ＢＥＭＦを発生させる。逆起電力センサ３６の更なる詳細な説明を後で行う。

コントローラ３８は、プロセッサを含むマイクロコントローラと、メモリ装置と、複数の周辺機器（例えば、ＡＤＣ、比較器、タイマー等）を含む。メモリ装置は、プロセッサによって実行される指示及び制御パラメータ（例えば、電流限界、上昇時間閾値、速度閾値、フリーホイール期間、前進期間、遅延期間、励起期間等）を、プロセッサが使用するために記憶する。コントローラ３８は、モータシステム１０の作動を制御する役割を有し、３つの制御信号ＤＩＲ１、ＤＩＲ２、ＦＷ♯を発生させる。これらの制御信号は、ゲートドライバモジュール３０に出力され、それに応答して、ゲートドライバモジュール３０は、インバータ２８のスイッチＱ１～Ｑ４の開閉を駆動する。

制御信号ＤＩＲ１、ＤＩＲ２は、インバータ２８の中を流れる電流、かくして、相巻線２２の中を流れる電流の方向を制御する。制御信号ＤＩＲ１が論理的高に引かれ、制御信号ＤＩＲ２が論理的低に引かれるとき、ゲートドライバモジュール３０は、スイッチＱ１、Ｑ４を閉じ、スイッチＱ２、Ｑ３を開き、かくして、電流が相巻線２２の中を左から右に駆動される。これとは逆に、制御信号ＤＩＲ２が論理的高に引かれ、制御信号ＤＩＲ１が論理的低に引かれるとき、ゲートドライバモジュール３０は、スイッチＱ２、Ｑ３を閉じ、スイッチＱ１、Ｑ４を開き、かくして、電流が相巻線２２の中を右から左に駆動される。したがって、制御信号ＤＩＲ１、ＤＩＲ２を逆にすることによって、相巻線２２内の電流を整流させる。もしも制御信号ＤＩＲ１、ＤＩＲ２が両方とも論理的低に引かれたら、ゲートドライバモジュール３０は、全てのスイッチＱ１～Ｑ４を開く。

制御信号ＦＷ♯は、巻線２２と直流リンク電圧との接続を切って、相巻線２２内の電流をインバータ２８の低側のループ内で回るようにフリーホイールさせるのに使用される。したがって、論理的低に引かれる制御信号ＦＷ♯に応答して、ゲートドライバモジュール３０は、高側の両方のスイッチＱ１、Ｑ３を開く。しかしながら、フリーホイールを、スイッチの種々の組合せを使用することによって、例えば、１又は２以上のスイッチを開くことによって、達成してもよいことを認識すべきである。変形例として相巻線の非励起を、インバータ２８を完全にオフにすることによって達成してもよいことを認識すべきである。

電力スイッチＱ１～Ｑ４の各々は、単一の方向だけに導通する。結果として、電流は、低側のスイッチＱ２、Ｑ４のうちの一方のフリーホイールダイオードと、低側のスイッチＱ２、Ｑ４の他方のフリーホイールダイオードの中を通ってフリーホイールする。幾つかの種類の電力スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）は、両方向に導通することが可能である。従って、フリーホイールダイオードの中を通るフリーホイールではなく、低側のスイッチＱ２、Ｑ４を両方とも閉じて、電流が、低側のスイッチＱ２、Ｑ４の両方の中を通るようにフリーホイールしてもよく、即ち、論理的低の制御信号ＦＷ♯に応答して、高側のスイッチＱ１、Ｑ３の両方を開くことに加えて、低側のスイッチＱ２、Ｑ４を両方とも閉じてもよい。

図３は、コントローラ３８の制御信号に応答したスイッチＱ１～Ｑ４の可能な状態の概要を示す。以下、用語「セット」及び「クリア」をそれぞれ、信号が論理的高及び論理的低に引かれることを指示するのに使用する。

コントローラ３８は、ロータ１８の速度に応じて、３つのモードのうちの１つで作動する。ロータ１８が静止しているとき、コントローラ３８は、スタートアップモードで作動し、スタートアップモードは、ロータ１８を前進方向に単に移動させ始めるのに採用される。いったんロータ１８が前進方向に移動したら、コントローラ３８は、加速モードに切替わる。コントローラ３８は、ロータ１８の速度が速度閾値を越えるまで、加速モードで作動し、その後、コントローラ３８は、定常状態モードに切替わる。各作動モード内において、コントローラ３８は、異なる構想を採用して、専用のロータセンサを必要とすることなしに、モータ１４を制御する。

コントローラ３８のスタートアップモードと加速モードの詳細は、本発明に関係せず、したがって、簡潔さのために本明細書に含まれていない。コントローラ３８の適当なスタートアップモード及び加速モードの詳細は、出願人のＰＣＴ出願の国際公開である特許文献１で見ることができる。

定常状態モードで作動するとき、コントローラ３８は、逆起電力センサ３６を使用して、ロータ１８の位置を決定する。ここで説明するように、逆起電力センサ３６は、デジタル信号を出力し、その幾つかのエッジは、ロータ１８の整列位置に一致する。

任意の著しい飽和又はサリエンシー（ロータの位置によるモータのインダクタンスの変化）がなければ、相巻線２２の電圧方程式は、
Ｖ_ph＝ｉ_phＲ_ph＋Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔ＋Ｅ_ph
のように表され、ここで、Ｖ_phは、相巻線２２の前後の電圧であり、ｉ_phは、相巻線２２内の電流であり、Ｒ_phは、相巻線２２の抵抗であり、Ｌ_phоは、相巻線２２のインダクタンスであり、Ｅ_phは、ロータ１８によって相巻線２２内に誘導された逆起電力である。

ロータ１８が整列位置にあるとき、相巻線２２内に誘導される逆起電力はゼロである。逆起電力の各ゼロ交差において、電圧方程式は、
Ｖ_ph＝ｉ_phＲ_ph＋Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔ
のようになり、ｉ_phＲ_phの項は、逆起電力のゼロ交差付近では無視できる。その結果、ロータ１８の各整列位置において、電圧方程式は、
Ｖ_ph＝Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔ
のように簡略化される。逆起電力センサ３６は、この方程式を利用して、ロータ１８の整列位置に一致するエッジを有する出力信号を発生させる。

図４に示すように、逆起電力センサ３６は、電圧センサ４０と、増幅器４２と、微分器４４と、ローパスフィルタ４６と、比較器４８を含む。逆起電力センサ３６は、電流感知信号Ｉ＿ＳＥＮＳＥを電流センサ３４から受信する。

電流センサ３４は、１対の感知抵抗Ｒ１、Ｒ２と、マルチプレクサ５０を含む。抵抗Ｒ１、Ｒ２の各々は、インバータ２８の低側のレッグに配置され、一方の抵抗Ｒ２は、左から右に励起させたときの相電流の測定を行い、他方の抵抗Ｒ１は、右から左に励起させたときの相電流の測定を行う。マルチプレクサ５０は、感知抵抗Ｒ１、Ｒ２による２つの信号出力の一方を選択する。

電圧センサ４０は、１対の電位分割器Ｒ５、Ｒ６及びＲ７、Ｒ８と、１対の差動増幅器５２、５４と、マルチプレクサ５６を含む。電位分割器Ｒ５、Ｒ６及びＲ７、Ｒ８は、相巻線２２の両側に配置され、電位分割器Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８の出力は、両方の差動増幅器５２、５４に供給される。一方の差動増幅器５２による信号出力は、左から右に励起させたときの相電圧の測定を行い、他方の差動増幅器５４による信号出力は、右から左に励起させたときの相電圧の測定を行う。マルチプレクサ５６は、差動増幅器５２、５４による２つの信号出力のうちの一方を選択する。電圧センサ４０は、直流リンク電圧Ｖ_DCに比例する電圧を有する第１の信号を出力する。相巻線２２を励起させたとき、相巻線の前後の電圧Ｖ_phは、直流リンク電圧Ｖ_DCから電力スイッチＱ１～Ｑ４の前後の電圧降下を引き算した電圧に一致する。その結果、電圧センサ４０による第１の信号出力は、励起の間、相巻線の前後の電圧Ｖ_phと比例した電圧を有する。

コントローラ３８による信号出力ＤＩＲ１は、両方のマルチプレクサ５０、５６のためのセレクタ入力として使用される。したがって、マルチプレクサ５０、５６は、相巻線２２の中を流れる電流の方向に従って、差動増幅器５２、５４の一方と、感知抵抗Ｒ１、Ｒ２の一方を選択する。電位分割器Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８を相巻線２２の両側に配置することによって、及び、感知抵抗Ｒ１、Ｒ２をインバータ２８の両側のレッグに配置することによって、相電流を、フリーホイールの間及び励起の間感知することができる。

増幅器４２は、電流センサ３４による信号出力Ｉ＿ＳＥＮＳＥに作用する。次いで、微分器４４は、増幅器４２の信号出力に作用し、ローパスフィルタ４６は、微分器４４による信号出力に作用する。電流センサ３４は、相巻線２２内の電流に比例する電圧を有する第２の信号を出力すると言える。次いで、微分器４４は、それに応答して、第２の信号を微分し、相巻線内の電流の変化速度ｄｉ_ph／ｄｔに比例した電圧を有する第３の信号を発生させる。相巻線２２のインダクタンスが一定であると仮定すると（これは、モータのサリエンシーがなく又は少ししかなく且つ飽和効果が最小であるときに有効である。）、第３の信号の電圧は、Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔに比例する。

ローパスフィルタ４６は、微分器４４による第３の信号に導入されてしまうことがある任意のノイズを単に抑制するために採用される。もしもノイズを問題なしとみなすならば、ローパスフィルタ４６を省略してもよい。図４では、ローパスフィルタ４６及び微分器４４を２つの別の構成要素として示している。変形例として、ローパスフィルタ４６は、微分器４４の一部分として実施され、かくして、追加の作動増幅器の必要を回避してもよい。

増幅器４２は、相巻線２２内に誘導される逆起電力がゼロであるとき、即ち、Ｖ_ph＝Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔであるときに、第１の信号及び第３の信号の電圧が一致するように、これら２つの信号の電圧が適当にスケール合せされることを確保する。

比較器４８は、第１の信号の電圧と第３の信号の電圧を比較し、比較に応じて、デジタル出力信号を発生させる。出力信号は、第１の信号の電圧が第３の信号の電圧よりも高いとき（Ｖ_ph＞Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔ）、論理的に高く（又は、変形例として、論理的に低く）、第１の信号の電圧が第３の信号の電圧よりも低いとき（Ｖ_ph＜Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔ）、論理的に高い（又は、変形例として、論理的に高い）。したがって、２つの信号の電圧が一致するとき、即ち、Ｖ_ph＝Ｌ_phо×ｄｉ_ph／ｄｔであるときはいつでも、エッジを出力信号内に発生させる。この条件を満たすのは、相巻線２２内に誘導される逆起電力がゼロのときである。その結果、ロータ１８が整列位置にあるとき、エッジを出力信号内に発生させる。

信号ＢＥＭＦ内の下降エッジに応答して、コントローラ３８は、電気半サイクルの期間Ｔ＿ＨＣから相の期間Ｔ＿ＰＨＡＳＥを引き算して、整流期間Ｔ＿ＣＯＭを得る。
Ｔ＿ＣＯＭ＝Ｔ＿ＨＣ－Ｔ＿ＰＨＡＳＥ
次いで、コントローラ３８は、下降エッジの後の時間Ｔ＿ＣＯＭのところで、相巻線２２を整流する。結果として、コントローラ３８は、次のロータ整列位置に対して相期間Ｔ＿ＰＨＡＳＥだけ相巻線２２を整流する。もしも相期間が正であれば、整流は、ロータ整列位置の前に起こる（前進させた整流）。もしも相期間がゼロであれば、整流は、ロータ整列位置のとこで起こる（同期している整流）。そして、もしも相期間が負であれば、整流は、ロータ整列位置の後に起こる（遅延させた整流）。

定常状態モードでは、相巻線２２の整流は、モータ１４に使用される交流幹線電源１２の電圧に応じて、ロータ整列位置の前に起こったり（前進させた整流）、ロータ整列位置の後に起こったりする（遅延させた整流）。

上述したように、幹線電源電圧センサ３２は、信号Ｖ_DCをコントローラ３８に出力する。スタートアップの前、コントローラ３８は、信号Ｖ_DCを使用して、モータに供給される交流幹線電源電圧を決定し、決定した交流幹線電源電圧を、記憶されている予め決められた電圧範囲と比較し、かかる電圧範囲は、異なる国の交流幹線電源の電圧を包含する電圧に一致する。例えば、コントローラ３８は、決定した交流幹線電源電圧を、予め決められた第１の電圧範囲８５Ｖ～１４０Ｖ及び予め決められた第２の電圧範囲１８０Ｖ～２６５Ｖと比較する。決定した交流幹線電源電圧（Ｖ_DCに基づく）が予め決められた第１の電圧範囲内にあるとき、コントローラ３８は、定常状態作動の間、前進させた整流を行うように作用すると共に、決定した交流幹線電源電圧（Ｖ_DCに基づく）が予め決められた第２の電圧範囲内にあるとき、コントローラ３８は、定常状態作動の間、遅延させた整流を行うように作用し、その理由を後で説明する。かくして、コントローラ３８は、モータに使用すべき交流幹線電源電圧及びモータを使用すべき国に関わらず、モータ１４の効率的な作動を達成するように作用することができる。

交流幹線電源電圧が、前進させた整流又は遅延させた整流のための許容可能な電圧範囲のいずれにもない場合、モータは、始動せず、システムは、指定されたスタンバイモードに入る。

比較的低い交流幹線電源電圧が交流幹線電源１２によって供給されるところでは、定常状態モードにおいて、前進させた整流を行う。特に、幹線電源電圧が比較的低いところでは、相巻線２２の中に駆動される相電流のレベルは、低速で上昇し、所望の出力を達成するのに十分な相電流を電気半サイクルにわたって巻線２２内に駆動するのを確保することは難しい。高回転速度、例えば、６０ｋｒｐｍを超える速度では、巻線内に誘導される逆起電力は、比較的高く、また、所望の出力を達成するのに十分な相電流を相巻線２２内に駆動する性能に影響を及ぼす。

相巻線２２の整流を、相巻線２２における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることにより、更に多くの相電流を電気半サイクルの経過にわたって相巻線２２内に駆動することを可能にし、かくして、モータが所望の出力で作動することを可能にする。更に、永久磁石モータについて、電流に対するトルクの比は、相電流の波形が逆起電力の波形に一致するときに最大になる。巻線２２の整流を、巻線２２における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることによって、巻線内に駆動される相電流の波形は、巻線内に誘導される逆起電力の波形により近接して追従するように制御される。

比較的低い幹線電源電圧のところで、前進させた整流の間の相電流８０、逆起電力８２、及び印加電圧８４の例示の波形を、図５に見ることができる。

交流幹線電源１２によって供給される交流幹線電源電圧が比較的高いところでは、定常状態モードにおいて、遅延させた整流を行う。特に、幹線電源電圧が比較的高いところでは、線の中に駆動される相電流のレベルは、比較的低い幹線電源電圧によって供給される速度よりも速い速度で上昇する。かかる比較的高い電圧のところで、相巻線２２の整流を、巻線２２における逆起電力のゼロ交差に対して前進させると、相電流の波形は、巻線内に誘導される逆起電力の波形２２に近接するように追従せず、相電流は、逆起電力を迅速に先導し、かくして、モータの性能の効率は低くなる。

本願の発明者が見出したことは、比較的高い幹線電源電圧では、相巻線に誘導される相電流のレベルは、比較的低い幹線電源電圧によって供給される速度よりも速い速度で増大するので、巻線の整流２２を、巻線２２における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させたとしても、所望の出力電力を達成するのに十分なレベルの電流が、電気半サイクル内に巻線２２内に駆動される。更に、幹線電源電圧が比較的高いところでは、巻線の整流２２を遅延させることによって、巻線内に駆動される相電流２２のレベルが比較的速い速度で上昇し、巻線内に駆動される相電流は、巻線内に誘導される逆起電力２２に更に近接して追従するように制御される。

比較的高い幹線電圧のところで遅延させた整流の間における相電流８０、逆起電力８２、及び印加電圧８４の例示の波形を図６に見ることができる。

かくして、コントローラ３８は、異なる幹線電源電圧を有する国において、モータ１４の作動が行われる国の幹線電源電圧のレベルに応じて、モータの相巻線２２の整流を、相巻線２２における逆起電力のゼロ交差に対して前進させたり遅延させたりすることによって、モータ１４の効率的な作動を可能にする。

モータ１４を制御する方法１００を図７に概略的に示し、かかる方法１００は、モータ１４の幹線電源電圧を測定すること１０２と、幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定すること１０４と、幹線電源電圧が第１の範囲内にあるところでは、モータ１４の巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させること１０６と、幹線電源電圧が第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させること１０８と、を含む。

上述したように、永久磁石モータにおいて、電流に対するトルクの比は、相電流の波形が逆起電力の波形に一致するときに最大になる。コントローラ３８はまた、励起期間、即ち、相電流を相巻線２２内に駆動する期間及び、非励起期間、即ち、電流が相巻線２２をそのままにしておくことを可能にする期間の持続期間及び形態を制御することができ、それにより、効率を改善するために、巻線２２における相電流の波形を逆起電力の波形に最もよく一致させることを試みる。

図５から分かるように、図５では、コントローラ３８は、逆起電力のゼロ交差に対して前進させた整流を使用して作動し、即ち、交流の幹線電源電圧は比較的低く、電気サイクルの各半部を第１の励起期間６２と、第１の非励起期間６４と、第２の励起期間６６と、第２の非励起期間６０に分割する。ここで、非励起期間６４、６０は、フリーホイール期間であり、それに従ってそのように参照することがある。第１のフリーホイール期間６４は、第１の励起期間６２と第２の励起期間６６の間に起こり、第２のフリーホイール期間６０は、第２の励起期間６６の後に起こる。

幹線電源電圧が比較的低いところでは、相巻線２２における相電流のレベルは比較的低速で増大する。それにもかかわらず、巻線２２の整流を、巻線２２における逆起電力のゼロ交差に対して前進させるので、相電流は、巻線内に誘導される逆起電力２２を迅速に先導する。第１のフリーホイール期間６４は、巻線２２内の相電流の上昇を阻止し、その結果、相電流は、巻線内に誘導される逆起電力２２により近接して追従し、それにより、モータの作動を更に効率的にする。第２のフリーホイール期間６０は、所定のレベルの電流に対してより小さいトルクしか達成できない逆起電力低下領域で起こる。したがって、この領域内でのフリーホイールによって、更に効率的なモータを実現することができる。

図６から分かるように、図６では、コントローラ３８は、逆起電力のゼロ交差に対して遅延させた整流を使用して作動し、即ち、交流の幹線電源電圧は比較的高く、電気サイクルの各半部を単一の励起期間６８と、それに続く単一の非励起期間７０に分割する。ここで、単一の非励起期間７０は、単一のフリーホイール期間であり、それに従って今後そのように参照する。単一のフリーホイール期間７０は、単一の励起期間６８の後に起こる。

幹線電源電圧が比較的高いところでは、相巻線２２における相電流のレベルは、比較的高速で増大する。比較的高い電圧で整流を遅延させている間、最初、相電流は、巻線内に誘導される逆起電力２２の後を追い、その後、励起期間の間比較的高速で上昇し、非励起期間の間減少する。単一の励起期間６８と単一のフリーホイール期間７０だけを使用することによって、スイッチングロスを、例えば、多数の励起期間及びフリーホイール期間を各電気半サイクルに含む方法よりも減少させる。幹線電源電圧が比較的高いところでは、単一の励起期間６８と単一のフリーホイール期間７０を含む電気半サイクルが、例えば、多数の励起期間及び／又はフリーホイール期間を含む電気半サイクルよりも逆起電力に近接して追従する相電流を供給し、したがって、更に効率的な作動を提供することが見出された。

しかしながら、比較的低い電圧のときに前進させた整流を使用する作動に関連して上述したように、幹線電源電圧が比較的高いところでは、電気半サイクルを異なる励起期間及び非励起期間に分割することも考えられる。

Claims (5)

1. ブラシレス永久磁石モータを制御する方法であって、
   モータの幹線電源電圧を測定することと、
   幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定することと、
   幹線電源電圧が前記第２の範囲内の電圧より低い前記第１の範囲内にあるところでは、モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることと、
   幹線電源電圧が前記第１の範囲内の電圧より高い前記第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させることと、を含む方法。
2. 更に、電気サイクルの各半部を、少なくとも１つの励起期間と少なくとも１つの非励起期間とに分割することを含み、
   幹線電源電圧が前記第２の範囲内にあるところでは、前記励起期間は、単一の励起期間を含み、前記非励起期間は、単一の非励起期間を含み、前記非励起期間は、前記励起期間の後に起こる、請求項１に記載の方法。
3. 更に、電気半サイクルの各半部を、少なくとも１つの励起期間と少なくとも１つの非励起期間とに分割することを含み、
   幹線電源電圧が前記第１の範囲内にあるところでは、電気サイクルの各半部は、第１の励起期間と、第１の非励起期間と、第２の励起期間と、第２の非励起期間とに分割され、第１の非励起期間は、第１の励起期間かと第２の励起期間の間に起こり、第２の非励起期間は、第２の励起期間の後に起こる、請求項１又は２に記載の方法。
4. ブラシレス永久磁石モータのコントローラの１又は２以上のプロセッサの作動のための機械読取り可能な指示を含むデータキャリアであって、かかる指示は、
   ブラシレス永久磁石モータの幹線電源電圧を測定することと、
   幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定することと、
   幹線電源電圧が前記第２の範囲内の電圧より低い前記第１の範囲内にあるところでは、ブラシレス永久磁石モータの巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させることと、
   幹線電源電圧が前記第１の範囲内の電圧より高い前記第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させることと、を含む、データキャリア。
5. ブラシレス永久磁石モータであって、
   巻線と、コントローラと、を含み、
   前記コントローラは、
   ブラシレス永久磁石モータの幹線電源電圧を測定し、
   幹線電源電圧が、第１の国の幹線電源を表す第１の範囲内にあるか、第２の国の幹線電源を表す第２の範囲内にあるかを決定し、
   幹線電源電圧が前記第２の範囲内の電圧より低い前記第１の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して前進させ、
   幹線電源電圧が前記第１の範囲内の電圧より高い前記第２の範囲内にあるところでは、巻線の整流を、巻線における逆起電力のゼロ交差に対して遅延させる、ブラシレス永久磁石モータ。

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