JP7132409B2 - current sensor - Google Patents

current sensor Download PDF

Info

Publication number
JP7132409B2
JP7132409B2 JP2021128265A JP2021128265A JP7132409B2 JP 7132409 B2 JP7132409 B2 JP 7132409B2 JP 2021128265 A JP2021128265 A JP 2021128265A JP 2021128265 A JP2021128265 A JP 2021128265A JP 7132409 B2 JP7132409 B2 JP 7132409B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
detection
drive
switch
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2021128265A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2021170041A (en
Inventor
賢史 森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tokin Corp
Original Assignee
Tokin Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tokin Corp filed Critical Tokin Corp
Publication of JP2021170041A publication Critical patent/JP2021170041A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP7132409B2 publication Critical patent/JP7132409B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)

Description

本発明は、外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な自励発振型の電流センサに関する。 The present invention relates to a self-oscillating current sensor capable of detecting leakage current flowing through an external conductor.

特許文献１には、このタイプの電流センサが開示されている。特許文献２には、自励発振型の磁気センサが開示されており、特許文献３には、特許文献２とは異なるタイプの磁気センサが開示されている。 Patent Document 1 discloses this type of current sensor. Patent Document 2 discloses a self-oscillating magnetic sensor, and Patent Document 3 discloses a different type of magnetic sensor.

特許文献１の図３に開示されたアース漏洩検出システムは、一次巻線（外部導体）を流れる漏洩電流を、磁気マルチバイブレータを使用して検出する電流センサである。磁気マルチバイブレータは、２つのスイッチ列を備えたＨブリッジ回路（駆動回路）と、鉄芯（磁気コア）と、二次巻線（検出コイル）と、検出抵抗とを備えている。検出コイル及び検出抵抗は、２つのスイッチ列の中点（駆動部）の間に、直列に接続されている。駆動回路は、磁気コアに巻回された検出コイルを駆動し、これにより検出コイルに励磁電流が流れる。検出抵抗の両端を差動増幅器に接続して差動増幅器の出力を測定することで漏洩電流を検出できる。 The ground leakage detection system disclosed in FIG. 3 of Patent Document 1 is a current sensor that detects leakage current flowing through a primary winding (outer conductor) using a magnetic multivibrator. A magnetic multivibrator includes an H-bridge circuit (drive circuit) with two rows of switches, an iron core (magnetic core), a secondary winding (detection coil), and a detection resistor. A detection coil and a detection resistor are connected in series between the midpoints (actuators) of the two switch strings. The drive circuit drives the detection coil wound around the magnetic core, thereby causing an exciting current to flow through the detection coil. Leakage current can be detected by connecting both ends of the sense resistor to a differential amplifier and measuring the output of the differential amplifier.

特許文献２の図４に開示された自励式磁気センサ（磁気センサ）は、磁場の大きさや向きを、自励発振回路を使用して検出する磁気センサである。磁気センサの自励発振回路は、２つのスイッチ列を備えた駆動回路からなる。駆動回路には、２つのスイッチ列に夫々対応する２つの検出抵抗が設けられている。検出抵抗の夫々は、対応するスイッチ列の接続点とグランドとの間に接続されている。駆動回路は、２つの接続点における電位に応じて発振する。 A self-excited magnetic sensor (magnetic sensor) disclosed in FIG. 4 of Patent Document 2 is a magnetic sensor that detects the magnitude and direction of a magnetic field using a self-oscillating circuit. The self-oscillating circuit of the magnetic sensor consists of a drive circuit with two switch rows. The drive circuit is provided with two detection resistors respectively corresponding to the two switch rows. Each of the detection resistors is connected between the connection point of the corresponding switch train and the ground. The drive circuit oscillates according to the potentials at the two connection points.

特許文献３のフラックスゲート磁界センサ（磁気センサ）は、磁場の大きさや向きを、駆動回路を使用して検出する磁気センサである。駆動回路は、磁性体（磁気コア）に巻回された検知コイル（検出コイル）を駆動し、これにより検出コイルに励磁電流が流れる。特許文献３の磁気センサは、駆動回路に加えて、駆動回路を発振させる発振器を備えている。発振器は、励磁電流による磁気コアの励磁とは独立に動作する。 The fluxgate magnetic field sensor (magnetic sensor) disclosed in Patent Document 3 is a magnetic sensor that detects the magnitude and direction of a magnetic field using a drive circuit. The drive circuit drives a detection coil (detection coil) wound around a magnetic material (magnetic core), thereby causing an exciting current to flow through the detection coil. The magnetic sensor of Patent Document 3 includes an oscillator for oscillating the drive circuit in addition to the drive circuit. The oscillator operates independently of the excitation of the magnetic core by the excitation current.

特開昭５３－３１１７６号公報JP-A-53-31176 特開平６－９４８１７号公報JP-A-6-94817 特開２００４－２３９８２８号公報JP-A-2004-239828

特許文献１の電流センサに特許文献２の回路構造を適用することで、新たな電流センサが得られる。例えば、新たな電流センサは、駆動部を夫々有する２つのスイッチ列と、スイッチ列に夫々対応する２つの検出抵抗を備えている。検出抵抗の夫々は、対応するスイッチ列の接続点とグランドとの間に接続される。検出コイルは、２つの駆動部の間に接続されて駆動される。 By applying the circuit structure of Patent Document 2 to the current sensor of Patent Document 1, a new current sensor can be obtained. For example, the new current sensor has two strings of switches each having a driver and two sense resistors corresponding to the strings of switches. Each of the sensing resistors is connected between the connection point of the corresponding switch train and the ground. The detection coil is connected and driven between the two drivers.

上述のように構成された２つのスイッチ列は、２つの検出抵抗の抵抗値の相違等により、非対称な特性を有するおそれがある。この場合、接続点における電位にオフセットが生じる。特許文献３によれば、発振器によって励磁電流が流れる方向を周期的に反転させることで、２つのスイッチ列の特性の非対称性に起因するオフセットの発生を防止できる。しかしながら、特許文献３の技術は、特許文献１の自励発振型の電流センサに適用できない。 The two switch arrays configured as described above may have asymmetrical characteristics due to, for example, the difference in the resistance values of the two detection resistors. In this case, an offset occurs in the potential at the connection point. According to Patent Document 3, by periodically reversing the direction in which the exciting current flows by the oscillator, it is possible to prevent the occurrence of the offset caused by the asymmetry of the characteristics of the two switch arrays. However, the technique of Patent Document 3 cannot be applied to the self-oscillating current sensor of Patent Document 1.

そこで、本発明は、自励発振型の電流センサであって、オフセットを抑制可能な新たな構造を有する電流センサを提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, it is an object of the present invention to provide a self-oscillating current sensor having a new structure capable of suppressing offset.

本発明は、第１の電流センサとして、
外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な自励発振型の電流センサであって、
前記電流センサは、磁気コアと、検出コイルと、駆動回路と、駆動スイッチ回路と、検出抵抗回路と、信号生成回路と、検出回路とを備えており、
前記磁気コアは、前記外部導体を囲むように配置可能であり、
前記検出コイルは、前記磁気コアに巻回されたコイル本体と、前記コイル本体の両端から夫々引き出された２つの端子とを有しており、
前記駆動回路は、２つの駆動部と、接続部とを有しており、
前記駆動スイッチ回路は、前記検出コイルの前記２つの端子と、前記駆動回路の前記２つの駆動部との間に接続されており、
前記検出抵抗回路は、前記駆動回路の前記接続部と、固定電位との間に接続されており、
前記検出コイルには、安定した発振状態において所定周波数の励磁電流が流れ、
前記励磁電流の少なくとも一部は、前記検出コイルから前記接続部を経由して前記固定電位まで流れ、
前記信号生成回路は、前記励磁電流の変化に応じて、切替信号及び反転信号を生成し、
前記駆動回路は、前記反転信号に応じて、前記２つの駆動部の間の電位を反転させ、
前記駆動スイッチ回路は、前記切替信号に応じて、前記駆動回路の前記駆動部と前記検出コイルの前記端子との間の接続関係を切り替え、
２つの前記駆動部の間の電位と、前記励磁電流の方向との間の組み合わせが４通りに変化することにより、前記接続部におけるオフセットが相殺され、
前記検出回路は、前記駆動回路の前記接続部に接続されており、
前記検出回路は、出力端を有しており、前記切替信号を使用して前記漏洩電流に応じた出力信号を生成し、生成した前記出力信号を、前記出力端から出力する
電流センサを提供する。 The present invention, as a first current sensor,
A self-oscillating current sensor capable of detecting leakage current flowing through an external conductor,
The current sensor includes a magnetic core, a detection coil, a drive circuit, a drive switch circuit, a detection resistor circuit, a signal generation circuit, and a detection circuit,
The magnetic core can be arranged to surround the outer conductor,
The detection coil has a coil body wound around the magnetic core and two terminals drawn out from both ends of the coil body,
The drive circuit has two drive units and a connection unit,
The drive switch circuit is connected between the two terminals of the detection coil and the two drive units of the drive circuit,
The detection resistor circuit is connected between the connection portion of the drive circuit and a fixed potential,
An excitation current of a predetermined frequency flows through the detection coil in a stable oscillation state,
at least a portion of the excitation current flows from the detection coil to the fixed potential via the connecting portion;
The signal generation circuit generates a switching signal and an inversion signal according to a change in the excitation current ,
The drive circuit inverts potentials between the two drive units according to the inversion signal,
The drive switch circuit switches a connection relationship between the drive unit of the drive circuit and the terminal of the detection coil according to the switching signal,
Offsets in the connecting portions are canceled by four different combinations between the potential between the two driving portions and the direction of the excitation current,
The detection circuit is connected to the connection portion of the drive circuit,
The detection circuit has an output terminal, generates an output signal corresponding to the leakage current using the switching signal, and provides a current sensor that outputs the generated output signal from the output terminal. .

また、本発明は、第２の電流センサとして、第１の電流センサであって、
前記接続部は、２つの接続点を有しており、
前記検出抵抗回路は、前記接続点に夫々対応する２つの検出抵抗を有しており、
前記検出抵抗の夫々は、対応する前記接続点と、前記固定電位との間に接続されており、
前記検出回路は、２つの入力端を有しており、
前記検出回路の前記２つの入力端は、前記駆動回路の前記２つの接続点に夫々接続されており、
前記検出回路は、前記切替信号に応じて、前記２つの入力端と前記出力端との間の接続関係を切り替える
電流センサを提供する。 Further, the present invention provides a first current sensor as a second current sensor,
The connection portion has two connection points,
The detection resistor circuit has two detection resistors respectively corresponding to the connection points,
each of the detection resistors is connected between the corresponding connection point and the fixed potential;
The detection circuit has two inputs,
the two input terminals of the detection circuit are respectively connected to the two connection points of the drive circuit;
The detection circuit provides a current sensor that switches the connection relationship between the two input terminals and the output terminal according to the switching signal.

また、本発明は、第３の電流センサとして、第１の電流センサであって、
前記接続部は、１つの接続点を有しており、
前記検出抵抗回路は、１つの検出抵抗を有しており、
前記検出抵抗は、前記接続点と、前記固定電位との間に接続されており、
前記検出回路は、１つの入力端を有しており、
前記検出回路の前記入力端は、前記駆動回路の前記接続点に接続されている
電流センサを提供する。 Further, the present invention provides a first current sensor as a third current sensor,
The connection part has one connection point,
The sensing resistor circuit has one sensing resistor,
The detection resistor is connected between the connection point and the fixed potential,
The detection circuit has one input,
The input of the detection circuit provides a current sensor connected to the junction of the drive circuit.

また、本発明は、第４の電流センサとして、第１から第３までのいずれかの電流センサであって、
前記固定電位は、グランド電位である
電流センサを提供する。 Further, according to the present invention, a fourth current sensor is any one of the first to third current sensors,
The fixed potential provides a current sensor that is at ground potential.

また、本発明は、第５の電流センサとして、第１から第４までのいずれかの電流センサであって、
前記駆動回路は、２つのスイッチ列を有するＨブリッジ回路を備えており、
前記２つのスイッチ列は、前記駆動回路の前記２つの駆動部に夫々対応しており、
前記駆動部の夫々は、対応する前記スイッチ列の中点であり、
前記駆動スイッチ回路は、前記２つの中点の間に接続されている
電流センサを提供する。 Further, according to the present invention, a fifth current sensor is any one of the first to fourth current sensors,
The drive circuit comprises an H-bridge circuit having two switch rows,
the two switch arrays respectively correspond to the two drive units of the drive circuit;
each of the drive units is a midpoint of the corresponding switch row;
The drive switch circuit provides a current sensor connected between the two midpoints.

また、本発明は、第６の電流センサとして、第５の電流センサであって、
前記駆動回路は、ドライブ回路を備えており、
前記スイッチ列の夫々は、２つのスイッチを有しており、
前記ドライブ回路は、前記反転信号に応じて、前記スイッチの夫々のオンオフ状態を切り替える
電流センサを提供する。 Further, the present invention provides a fifth current sensor as a sixth current sensor,
The drive circuit comprises a drive circuit,
each of the switch rows has two switches;
The drive circuit provides a current sensor that toggles the on/off state of each of the switches in response to the inverted signal.

また、本発明は、第７の電流センサとして、第１から第６までのいずれかの電流センサであって、
前記信号生成回路は、前記接続部に接続されており、前記接続部における前記励磁電流の変化に応じて、前記切替信号及び前記反転信号を生成する
電流センサを提供する。 Further, according to the present invention, a seventh current sensor is any one of the first to sixth current sensors,
The signal generation circuit is connected to the connection and provides a current sensor that generates the switching signal and the inversion signal in response to changes in the excitation current at the connection.

本発明によれば、駆動回路は、励磁電流の変化に応じて生成される反転信号に応じて、２つの駆動部の間の電位を反転させる。また、駆動回路の２つの駆動部と検出コイルの２つの端子との間の接続関係は、励磁電流の変化に応じて生成される切替信号に応じて、切り替わる。この構造により、励磁電流の連続する２周期において、２つの駆動部の間の電位と、検出コイルを流れる励磁電流の方向との間の組み合わせを４通りに変えることができる。この結果、励磁電流の連続する２周期においてオフセットが相殺される。即ち、本発明によれば、オフセットを抑制可能な新たな構造を有する電流センサが得られる。 According to the present invention, the driving circuit inverts the potential between the two driving sections according to the inverting signal generated according to the change of the excitation current . Also, the connection relationship between the two drive sections of the drive circuit and the two terminals of the detection coil is switched according to the switching signal generated according to the change of the exciting current . With this structure, in two consecutive cycles of the exciting current , four different combinations between the potential between the two driving parts and the direction of the exciting current flowing through the detection coil can be changed . As a result, the offset is canceled in two consecutive cycles of the excitation current. That is, according to the present invention, a current sensor having a new structure capable of suppressing offset can be obtained.

本発明の実施の形態による電流センサを示すブロック図である。外部導体の一部を破線で描画している。1 is a block diagram showing a current sensor according to an embodiment of the invention; FIG. A portion of the outer conductor is drawn with a dashed line. 図１の電流センサの駆動回路、接続部及び検出抵抗回路の一例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a drive circuit, a connection section, and a detection resistor circuit of the current sensor of FIG. 1; 図１の電流センサの信号生成回路の一例を示す回路図である。2 is a circuit diagram showing an example of a signal generation circuit of the current sensor of FIG. 1; FIG. 図３の信号生成回路が生成する制御信号を示す図である。4 is a diagram showing control signals generated by the signal generation circuit of FIG. 3; FIG. 図１の電流センサの駆動スイッチ回路の一例を示す回路図である。2 is a circuit diagram showing an example of a drive switch circuit of the current sensor of FIG. 1; FIG. 図１の電流センサの検出回路の一例を示す回路図である。2 is a circuit diagram showing an example of a detection circuit of the current sensor of FIG. 1; FIG. 図６の検出回路の検出スイッチ回路の一例を示す回路図である。7 is a circuit diagram showing an example of a detection switch circuit of the detection circuit of FIG. 6; FIG. 図６の検出回路の変形例を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a modification of the detection circuit of FIG. 6; 図１の電流センサの駆動回路、接続部及び検出抵抗回路の他の一例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another example of the drive circuit, connection section, and detection resistor circuit of the current sensor of FIG. 1; 図９の電流センサの信号生成回路及び検出回路の一例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a signal generation circuit and a detection circuit of the current sensor of FIG. 9; 図９の信号生成回路が生成する制御信号を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing control signals generated by the signal generation circuit of FIG. 9;

図１を参照すると、本発明の実施の形態による電流センサ１０は、外部導体８０からの地絡や漏電に起因して外部導体８０に流れる直流電流（漏洩電流Ｉｄ）を検出するための自励発振型の装置である。 Referring to FIG. 1, the current sensor 10 according to the embodiment of the present invention is a self-excited current sensor for detecting a direct current (leakage current Id) flowing through the outer conductor 80 due to a ground fault or electric leakage from the outer conductor 80. It is an oscillation type device.

外部導体８０を流れる漏洩電流Ｉｄは、従来から知られているように、様々な方法によって検出できる。本実施の形態による電流センサ１０は、磁気比例型フラックスゲート型の直流センサであり、後述する方法によって漏洩電流Ｉｄを検出できる。本実施の形態によれば、外部導体８０は、１本の導電線のみから構成されていてもよいし、２本以上の導電線から構成されていてもよい。 The leakage current Id flowing through the outer conductor 80 can be detected by various methods, as is conventionally known. The current sensor 10 according to the present embodiment is a magnetically proportional fluxgate DC sensor, and can detect a leakage current Id by a method described later. According to this embodiment, the outer conductor 80 may be composed of only one conductive wire, or may be composed of two or more conductive wires.

以下、電流センサ１０の基本的な回路構造及び機能について説明する。 The basic circuit structure and functions of the current sensor 10 will be described below.

図１に示されるように、電流センサ１０は、電源１２と、グランド部１８と、磁気マルチバイブレータ２０と、検出抵抗回路４０と、信号生成回路５０と、検出回路６０とを備えている。電流センサ１０の磁気マルチバイブレータ２０は、磁気コア２２と、駆動回路２４と、駆動スイッチ回路２６と、検出コイル２８とを備えている。 As shown in FIG. 1, the current sensor 10 includes a power supply 12, a ground section 18, a magnetic multivibrator 20, a detection resistor circuit 40, a signal generation circuit 50, and a detection circuit 60. The magnetic multivibrator 20 of the current sensor 10 includes a magnetic core 22, a drive circuit 24, a drive switch circuit 26, and a detection coil 28.

電源１２は、電源電位（固定電位）Ｖｐｐに固定されており、グランド部１８は、グランド電位（固定電位）ＧＮＤに固定されている。電源１２は、駆動回路２４に電源電流Ｉｐｐを供給し、電源電流Ｉｐｐは、グランド部１８にグランドされる。 The power supply 12 is fixed at the power supply potential (fixed potential) Vpp, and the ground section 18 is fixed at the ground potential (fixed potential) GND. The power supply 12 supplies a power supply current Ipp to the drive circuit 24 , and the power supply current Ipp is grounded to the ground section 18 .

駆動回路２４は、２つの駆動部２４８を有している。駆動回路２４の２つの駆動部２４８の間には、電源電流Ｉｐｐに起因して駆動電圧Ｖｅｘが生じる。駆動部２４８は、駆動電圧Ｖｅｘによって駆動スイッチ回路２６を介して検出コイル２８を駆動し、これにより検出コイル２８には、励磁電流Ｉｅｘが流れる。 The drive circuit 24 has two drive units 248 . A drive voltage Vex is generated between the two drive sections 248 of the drive circuit 24 due to the power supply current Ipp. The drive unit 248 drives the detection coil 28 with the drive voltage Vex via the drive switch circuit 26 , thereby causing the excitation current Iex to flow through the detection coil 28 .

検出コイル２８は、例えば絶縁体によって被覆された導電線である。検出コイル２８は、コイル本体２８２と、２つの端子２８８とを有している。コイル本体２８２は、磁気コア２２に巻回されている。２つの端子２８８は、コイル本体２８２の両端から夫々引き出されている。本実施の形態において、端子２８８の夫々は、コイル本体２８２を形成する導電線の端部である。即ち、端子２８８の夫々は、コイル本体２８２と一体に形成されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、端子２８８の夫々は、コイル本体２８２とは別体の部材であってもよい。この場合、端子２８８の夫々は、コイル本体２８２に半田付けや溶着等の方法で接続されていてもよい。 The detection coil 28 is, for example, a conductive wire covered with an insulator. The detection coil 28 has a coil body 282 and two terminals 288 . The coil body 282 is wound around the magnetic core 22 . Two terminals 288 are drawn out from both ends of the coil body 282 . In this embodiment, each of terminals 288 is the end of a conductive wire forming coil body 282 . That is, each of the terminals 288 is formed integrally with the coil body 282 . However, the present invention is not limited to this. For example, each of terminals 288 may be a separate member from coil body 282 . In this case, each of the terminals 288 may be connected to the coil body 282 by a method such as soldering or welding.

本実施の形態の磁気コア２２は、パーマロイ，コバルト基アモルファス，ナノ結晶合金等の高い角形比および低い飽和磁束密度を有する軟磁性材料からなる。即ち、磁気コア２２は、励磁電流Ｉｅｘによって磁気飽和し易い。本実施の形態の磁気コア２２は、トロイダル形状に形成されており、中心孔を有している。外部導体８０は、電流センサ１０の使用時に、磁気コア２２の中心孔を通過している。但し、本発明は、これに限られず、磁気コア２２は、外部導体８０が延びる方向と直交する平面において外部導体８０を囲むように配置可能である限り、様々な形状に形成可能である。 The magnetic core 22 of this embodiment is made of a soft magnetic material having a high squareness ratio and a low saturation magnetic flux density, such as permalloy, cobalt-based amorphous, and nanocrystalline alloy. That is, the magnetic core 22 is likely to be magnetically saturated by the exciting current Iex. The magnetic core 22 of this embodiment is formed in a toroidal shape and has a central hole. The outer conductor 80 passes through the central hole of the magnetic core 22 when the current sensor 10 is in use. However, the present invention is not limited to this, and the magnetic core 22 can be formed in various shapes as long as it can be arranged so as to surround the outer conductor 80 on a plane orthogonal to the direction in which the outer conductor 80 extends.

後述するように、電流センサ１０が安定的に動作しているとき、磁気コア２２は、励磁電流Ｉｅｘによって周期的に磁気飽和する。磁気コア２２の磁気飽和に起因して、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの向きが周期的に反転する。換言すれば、安定した発振状態において、検出コイル２８には、電源電流Ｉｐｐに応じて所定周波数の励磁電流Ｉｅｘが流れる。即ち、電流センサ１０は、自励発振する。 As will be described later, when the current sensor 10 operates stably, the magnetic core 22 is periodically magnetically saturated by the exciting current Iex. Due to magnetic saturation of the magnetic core 22, the direction of the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 is periodically reversed. In other words, in a stable oscillation state, an excitation current Iex having a predetermined frequency flows through the detection coil 28 according to the power supply current Ipp. That is, the current sensor 10 self-oscillates.

駆動回路２４は、接続部３０を有している。検出抵抗回路４０は、駆動回路２４の接続部３０と、固定電位ＧＮＤとの間に接続されている。即ち、検出抵抗回路４０が接続された固定電位は、グランド電位ＧＮＤである。検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの少なくとも一部は、検出コイル２８から接続部３０及び検出抵抗回路４０を経由して固定電位ＧＮＤまで流れる。このとき、接続部３０には、励磁電流Ｉｅｘに起因する電圧信号が生じる。 The drive circuit 24 has a connection portion 30 . The detection resistor circuit 40 is connected between the connection portion 30 of the drive circuit 24 and the fixed potential GND. That is, the fixed potential to which the detection resistor circuit 40 is connected is the ground potential GND. At least part of the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 flows from the detection coil 28 through the connection portion 30 and the detection resistance circuit 40 to the fixed potential GND. At this time, a voltage signal resulting from the excitation current Iex is generated at the connection portion 30 .

検出回路６０は、駆動回路２４の接続部３０に接続されている。接続部３０に生じた電圧信号は、検出回路６０に入力される。検出回路６０は、出力端６０２を有している。検出回路６０は、漏洩電流Ｉｄに応じた出力信号Ｖｏを出力端６０２から出力する。出力信号Ｖｏによって、外部導体８０を流れる漏洩電流Ｉｄを検出できる。 The detection circuit 60 is connected to the connection portion 30 of the drive circuit 24 . A voltage signal generated at the connection portion 30 is input to the detection circuit 60 . Detection circuit 60 has an output 602 . The detection circuit 60 outputs from the output terminal 602 an output signal Vo corresponding to the leakage current Id. A leakage current Id flowing through the outer conductor 80 can be detected from the output signal Vo.

以下、電流センサ１０における自励発振の基本的な仕組みについて説明する。 The basic mechanism of self-oscillation in the current sensor 10 will be described below.

図１及び図４を参照すると、励磁電流Ｉｅｘは、磁気コア２２の磁気飽和に応じて周期的に変化する。励磁電流Ｉｅｘの変化は、例えば、接続部３０において検出できる。信号生成回路５０は、励磁電流Ｉｅｘの変化に応じて、切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒを生成する。切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒの夫々は、クロック信号であり、励磁電流Ｉｅｘの所定周波数の１／２の周波数を有している。また、切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒは、互いに９０度ずれた位相を有している。 Referring to FIGS. 1 and 4, the exciting current Iex changes periodically according to the magnetic saturation of the magnetic core 22. FIG. A change in the excitation current Iex can be detected at the connection 30, for example. The signal generation circuit 50 generates a switching signal CKc and an inversion signal CKr according to changes in the excitation current Iex. Each of the switching signal CKc and the inverting signal CKr is a clock signal and has a frequency that is half the predetermined frequency of the excitation current Iex. Also, the switching signal CKc and the inverted signal CKr have phases that are 90 degrees out of phase with each other.

図１に示されるように、信号生成回路５０が生成した反転信号ＣＫｒは、駆動回路２４に印加される。駆動回路２４は、反転信号ＣＫｒに応じて、２つの駆動部２４８の間の電位を周期的に反転させる。信号生成回路５０が生成した切替信号ＣＫｃは、駆動スイッチ回路２６に印加される。駆動スイッチ回路２６は、検出コイル２８の２つの端子２８８と、駆動回路２４の２つの駆動部２４８との間に接続されている。駆動スイッチ回路２６は、切替信号ＣＫｃに応じて、駆動回路２４の駆動部２４８と検出コイル２８の端子２８８との間の接続関係を周期的に切り替える。上述の駆動回路２４及び駆動スイッチ回路２６の周期的な動作により、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの向きが周期的に反転する。即ち、電流センサ１０は、自励発振する。 As shown in FIG. 1 , the inverted signal CKr generated by the signal generation circuit 50 is applied to the drive circuit 24 . The drive circuit 24 periodically inverts the potential between the two drive sections 248 according to the inversion signal CKr. The switching signal CKc generated by the signal generation circuit 50 is applied to the drive switch circuit 26 . The drive switch circuit 26 is connected between the two terminals 288 of the detection coil 28 and the two drive sections 248 of the drive circuit 24 . The drive switch circuit 26 periodically switches the connection relationship between the drive section 248 of the drive circuit 24 and the terminal 288 of the detection coil 28 according to the switching signal CKc. Due to the periodic operations of the drive circuit 24 and the drive switch circuit 26 described above, the direction of the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 is periodically reversed. That is, the current sensor 10 self-oscillates.

信号生成回路５０が生成した切替信号ＣＫｃは、駆動スイッチ回路２６に加えて、検出回路６０に印加される。検出回路６０は、切替信号ＣＫｃを使用して出力信号Ｖｏを生成する。 The switching signal CKc generated by the signal generation circuit 50 is applied to the detection circuit 60 in addition to the drive switch circuit 26 . The detection circuit 60 uses the switching signal CKc to generate the output signal Vo.

以下、本実施の形態による磁気マルチバイブレータ２０、検出抵抗回路４０及び信号生成回路５０の回路構造及び機能について詳細に説明する。 The circuit structures and functions of the magnetic multivibrator 20, the detection resistor circuit 40, and the signal generation circuit 50 according to this embodiment will be described in detail below.

図２を参照すると、本実施の形態の駆動回路２４は、Ｈブリッジ回路２４０を備えている。本実施の形態によれば、検出コイル２８は、駆動スイッチ回路２６を経由して、Ｈブリッジ回路２４０に接続されており、電流センサ１０の使用時に、Ｈブリッジ回路２４０によって周期的に駆動される。但し、本発明は、これに限られない。例えば、検出コイル２８は、Ｈブリッジ回路２４０と異なる回路によって駆動してもよい。 Referring to FIG. 2, the drive circuit 24 of this embodiment comprises an H-bridge circuit 240 . According to this embodiment, the sensing coil 28 is connected to an H-bridge circuit 240 via the drive switch circuit 26 and is periodically driven by the H-bridge circuit 240 when the current sensor 10 is in use. . However, the present invention is not limited to this. For example, sensing coil 28 may be driven by a circuit different from H-bridge circuit 240 .

Ｈブリッジ回路２４０は、第１スイッチ列２４２及び第２スイッチ列２４４からなる２つのスイッチ列２４２，２４４を有している。第１スイッチ列２４２及び第２スイッチ列２４４は、互いに同じ回路構造を有している。より具体的には、スイッチ列２４２，２４４の夫々は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２からなる２つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２を有している。２つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、中点２４８において互いに直列に接続されている。 The H bridge circuit 240 has two switch trains 242 and 244 consisting of a first switch train 242 and a second switch train 244 . The first switch row 242 and the second switch row 244 have the same circuit structure. More specifically, each of the switch rows 242, 244 has two switches SW1, SW2 consisting of a first switch SW1 and a second switch SW2. The two switches SW 1 and SW 2 are connected in series with each other at midpoint 248 .

本実施の形態において、合計４つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２の夫々は、ＭＯＳトランジスタ（MOSFET：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であり、ゲートＧＴに印加された電圧とゲートＧＴの閾値との間の大小関係に応じて、ソース－ドレイン間を導通状態（オン状態）及び非導通状態（オフ状態）のいずれか一方の状態（オンオフ状態）に切り替える。スイッチ列２４２，２４４の夫々において、第１スイッチＳＷ１は、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタであり、第２スイッチＳＷ２は、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタである。スイッチ列２４２，２４４の夫々において、第１スイッチＳＷ１のゲートＧＴ及び第２スイッチＳＷ２のゲートＧＴに同電位の電圧を印加すると、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２は、互いに反対のオンオフ状態をとる。 In this embodiment, each of the total four switches SW1 and SW2 is a MOS transistor (MOSFET: metal-oxide-semiconductor field-effect transistor), and the voltage applied to the gate GT and the threshold of the gate GT Depending on the magnitude relationship, the source-drain is switched to either a conducting state (on state) or a non-conducting state (off state) (on/off state). In each of the switch rows 242 and 244, the first switch SW1 is a P-channel MOS transistor, and the second switch SW2 is an N-channel MOS transistor. In each of the switch rows 242 and 244, when the same potential voltage is applied to the gate GT of the first switch SW1 and the gate GT of the second switch SW2, the first switch SW1 and the second switch SW2 are turned on and off in opposite states. Take.

本実施の形態によれば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の夫々がＭＯＳトランジスタであるため、簡単な回路構成によって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ状態を切り替えることができる。但し、本発明は、これに限られない。スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ状態を、オン状態およびオフ状態の間で上述のように切り替え可能な限り、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、どのような電子部品であってもよい。 According to the present embodiment, since each of the switches SW1 and SW2 is a MOS transistor, the ON/OFF states of the switches SW1 and SW2 can be switched with a simple circuit configuration. However, the present invention is not limited to this. The switches SW1 and SW2 may be any electronic components as long as the on/off states of the switches SW1 and SW2 can be switched between the on state and the off state as described above.

本実施の形態の駆動回路２４は、Ｈブリッジ回路２４０に加えて、ドライブ回路２５０を備えている。ドライブ回路２５０は、電流センサ１０の使用時に、信号生成回路５０から反転信号ＣＫｒを受ける。ドライブ回路２５０は、反転信号ＣＫｒから、第１制御信号ＣＫ１と第２制御信号ＣＫ２とを生成する。第１制御信号ＣＫ１及び第２制御信号ＣＫ２の夫々は、反転信号ＣＫｒと同じ周期のクロック信号である。但し、第１制御信号ＣＫ１と第２制御信号ＣＫ２とは、互いに逆の位相を有している。第１制御信号ＣＫ１の電位がゲートＧＴの閾値よりも高いとき、第２制御信号ＣＫ２の電位は、ゲートＧＴの閾値よりも低く、第１制御信号ＣＫ１の電位がゲートＧＴの閾値よりも低いとき、第２制御信号ＣＫ２の電位は、ゲートＧＴの閾値よりも高い。 The drive circuit 24 of this embodiment includes a drive circuit 250 in addition to the H bridge circuit 240 . The drive circuit 250 receives the inverted signal CKr from the signal generation circuit 50 when the current sensor 10 is used. The drive circuit 250 generates a first control signal CK1 and a second control signal CK2 from the inverted signal CKr. Each of the first control signal CK1 and the second control signal CK2 is a clock signal with the same period as the inverted signal CKr. However, the first control signal CK1 and the second control signal CK2 have phases opposite to each other. When the potential of the first control signal CK1 is higher than the threshold of the gate GT, the potential of the second control signal CK2 is lower than the threshold of the gate GT, and when the potential of the first control signal CK1 is lower than the threshold of the gate GT. , the potential of the second control signal CK2 is higher than the threshold of the gate GT.

ドライブ回路２５０は、第１制御信号ＣＫ１を、第１スイッチ列２４２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲートＧＴに印加し、第２制御信号ＣＫ２を、第２スイッチ列２４４のスイッチＳＷ１，ＳＷ２のゲートＧＴに印加する。これにより、第１スイッチ列２４２の第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチ列２４４の第１スイッチＳＷ１は、互いに反対のオンオフ状態をとる。同様に、第１スイッチ列２４２の第２スイッチＳＷ２及び第２スイッチ列２４４の第２スイッチＳＷ２は、互いに反対のオンオフ状態をとる。 The drive circuit 250 applies the first control signal CK1 to the gates GT of the switches SW1 and SW2 of the first switch row 242, and applies the second control signal CK2 to the gates GT of the switches SW1 and SW2 of the second switch row 244. apply. As a result, the first switch SW1 of the first switch row 242 and the first switch SW1 of the second switch row 244 take on/off states opposite to each other. Similarly, the second switch SW2 of the first switch row 242 and the second switch SW2 of the second switch row 244 take on/off states opposite to each other.

上述のように、本実施の形態において、ドライブ回路２５０は、反転信号ＣＫｒに応じて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の夫々のオンオフ状態を切り替える。但し、本発明は、これに限られない。例えば、駆動回路２４は、第１制御信号ＣＫ１及び第２制御信号ＣＫ２を信号生成回路５０から直接受けてもよい。即ち、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の夫々のオンオフ状態を、ドライブ回路２５０を設けずに切り替えてもよい。 As described above, in the present embodiment, the drive circuit 250 switches the ON/OFF states of the switches SW1 and SW2 according to the inverted signal CKr. However, the present invention is not limited to this. For example, the drive circuit 24 may directly receive the first control signal CK1 and the second control signal CK2 from the signal generation circuit 50 . That is, the ON/OFF states of the switches SW1 and SW2 may be switched without providing the drive circuit 250. FIG.

本実施の形態によれば、２つのスイッチ列２４２，２４４の中点２４８が、２つの駆動部２４８として夫々機能する。換言すれば、２つのスイッチ列２４２，２４４は、駆動回路２４の２つの駆動部２４８に夫々対応しており、駆動部２４８の夫々は、対応するスイッチ列２４２，２４４の中点２４８である。また、駆動スイッチ回路２６は、駆動部２４８として夫々機能する２つの中点２４８の間に接続されている。即ち、検出コイル２８は、駆動スイッチ回路２６を介して、Ｈブリッジ回路２４０の２つのスイッチ列２４２，２４４の中点２４８の間に接続されている。但し、本発明は、これに限られず、駆動部２４８は、駆動回路２４の回路構造に応じて設ければよい。 According to this embodiment, midpoints 248 of the two switch rows 242 and 244 function as two drive units 248, respectively. In other words, the two switch strings 242, 244 correspond respectively to two drive portions 248 of the drive circuit 24, each drive portion 248 being the midpoint 248 of the corresponding switch strings 242, 244. The drive switch circuit 26 is also connected between two midpoints 248 that each function as a drive section 248 . That is, the detection coil 28 is connected between the middle points 248 of the two switch rows 242 and 244 of the H bridge circuit 240 via the drive switch circuit 26 . However, the present invention is not limited to this, and the drive section 248 may be provided according to the circuit structure of the drive circuit 24 .

図２を参照すると、駆動回路２４の接続部３０は、第１接続点３２及び第２接続点３４からなる２つの接続点３２，３４を有している。第１接続点３２は、第２スイッチ列２４４の端部であり、電源１２に接続された端部と反対側に位置している。第２接続点３４は、第１スイッチ列２４２の端部であり、電源１２に接続された端部と反対側に位置している。 Referring to FIG. 2, the connection portion 30 of the drive circuit 24 has two connection points 32, 34, a first connection point 32 and a second connection point 34. As shown in FIG. The first connection point 32 is the end of the second switch string 244 and is located opposite the end connected to the power supply 12 . The second connection point 34 is the end of the first switch string 242 and is located on the opposite side of the end connected to the power supply 12 .

検出抵抗回路４０は、第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２からなる２つの検出抵抗ＲＤ１，ＲＤ２を有している。第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２は、互いに同じ抵抗値を有する固定抵抗器である。第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２は、第１接続点３２及び第２接続点３４に夫々対応している。より具体的には、第１検出抵抗ＲＤ１は、一端において第１接続点３２に接続されており、他端において固定電位ＧＮＤに接続されている。第２検出抵抗ＲＤ２は、一端において第２接続点３４に接続されており、他端において固定電位ＧＮＤに接続されている。 The detection resistor circuit 40 has two detection resistors RD1 and RD2 consisting of a first detection resistor RD1 and a second detection resistor RD2. The first detection resistor RD1 and the second detection resistor RD2 are fixed resistors having the same resistance value. The first detection resistor RD1 and the second detection resistor RD2 correspond to the first connection point 32 and the second connection point 34, respectively. More specifically, the first detection resistor RD1 has one end connected to the first connection point 32 and the other end connected to the fixed potential GND. The second detection resistor RD2 has one end connected to the second connection point 34 and the other end connected to the fixed potential GND.

上述したように、本実施の形態において、検出抵抗ＲＤ１，ＲＤ２の夫々は、駆動回路２４の対応する接続点３２，３４と、固定電位ＧＮＤとの間に接続されている。但し、本発明は、これに限られない。検出抵抗回路４０の回路構造や検出抵抗回路４０と駆動回路２４との間の接続方法は、後述するように様々に変形可能である。 As described above, in the present embodiment, detection resistors RD1 and RD2 are connected between corresponding connection points 32 and 34 of drive circuit 24 and fixed potential GND. However, the present invention is not limited to this. The circuit structure of the detection resistor circuit 40 and the connection method between the detection resistor circuit 40 and the drive circuit 24 can be variously modified as described later.

スイッチ列２４２，２４４の夫々は、一端において電源１２に接続されており、他端において検出抵抗回路４０を介してグランド部１８に接続されている。このように接続された電源１２は、電流センサ１０の使用時に、スイッチ列２４２，２４４の夫々に電源電流Ｉｐｐを供給する。本実施の形態において、２つのスイッチ列２４２，２４４は、共通の電源１２に、並列に接続されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、２つのスイッチ列２４２，２４４は、同じ電源電流Ｉｐｐを供給する２つの電源１２に夫々接続されていてもよい。 Each of the switch rows 242 and 244 has one end connected to the power supply 12 and the other end connected to the ground portion 18 via the detection resistor circuit 40 . The power supply 12 connected in this manner supplies the power supply current Ipp to each of the switch strings 242 and 244 when the current sensor 10 is in use. In this embodiment, two switch strings 242 and 244 are connected in parallel to a common power supply 12 . However, the present invention is not limited to this. For example, the two switch strings 242, 244 may be connected respectively to two power supplies 12 that supply the same power supply current Ipp.

前述したように、スイッチ列２４２，２４４の夫々において、第１スイッチＳＷ１がオン状態になると、第２スイッチＳＷ２はオフ状態になり、且つ、第１スイッチＳＷ１がオフ状態になると、第２スイッチＳＷ２はオン状態になる。このオンオフ状態の遷移により、電流センサ１０の使用時に、第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２からなる２つの電気経路が形成される。 As described above, in each of the switch rows 242 and 244, when the first switch SW1 is turned on, the second switch SW2 is turned off, and when the first switch SW1 is turned off, the second switch SW2 is turned off. is turned on. Due to this on/off state transition, two electrical paths consisting of a first path EP1 and a second path EP2 are formed when the current sensor 10 is used.

第１経路ＥＰ１は、電源１２から、第１スイッチ列２４２の第１スイッチＳＷ１、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８、駆動スイッチ回路２６、検出コイル２８、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８、第２スイッチ列２４４の第２スイッチＳＷ２及び第１検出抵抗ＲＤ１を順次経由してグランド部１８に至る電気経路である。第２経路ＥＰ２は、電源１２から、第２スイッチ列２４４の第１スイッチＳＷ１、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８、駆動スイッチ回路２６、検出コイル２８、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８、第１スイッチ列２４２の第２スイッチＳＷ２及び第２検出抵抗ＲＤ２を順次経由してグランド部１８に至る電気経路である。 The first path EP1 is from the power supply 12, the first switch SW1 of the first switch row 242, the drive unit 248 of the first switch row 242, the drive switch circuit 26, the detection coil 28, the drive unit 248 of the second switch row 244, It is an electrical path that sequentially passes through the second switch SW2 of the second switch row 244 and the first detection resistor RD1 and reaches the ground portion 18 . The second path EP2 is from the power supply 12, the first switch SW1 of the second switch row 244, the drive section 248 of the second switch row 244, the drive switch circuit 26, the detection coil 28, the drive section 248 of the first switch row 242, This is an electrical path that sequentially passes through the second switch SW2 of the first switch row 242 and the second detection resistor RD2 and reaches the ground section 18 .

電流センサ１０が使用される際、磁気マルチバイブレータ２０は、短時間の不安定な動作状態を経て、安定した発振状態をとる。安定した発振状態において、電源１２は、第１経路ＥＰ１及び第２経路ＥＰ２の夫々に対して、磁気コア２２が磁気飽和する程度に十分に大きな電源電流Ｉｐｐを交互に周期的に供給する。 When the current sensor 10 is used, the magnetic multivibrator 20 assumes a stable oscillation state after a short period of unstable operation. In a stable oscillation state, the power supply 12 alternately and periodically supplies a power supply current Ipp large enough to magnetically saturate the magnetic core 22 to each of the first path EP1 and the second path EP2.

第１経路ＥＰ１に供給された電源電流Ｉｐｐは、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８から、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８まで、検出コイル２８を経由して流れる。このとき、検出コイル２８には、電源電流Ｉｐｐに起因する励磁電流Ｉｅｘが流れる。第２経路ＥＰ２に供給された電源電流Ｉｐｐは、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８から、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８まで、検出コイル２８を経由して流れる。このときにも、検出コイル２８には、電源電流Ｉｐｐに起因する励磁電流Ｉｅｘが流れる。 The power supply current Ipp supplied to the first path EP1 flows from the drive section 248 of the first switch string 242 to the drive section 248 of the second switch string 244 via the detection coil 28 . At this time, the excitation current Iex caused by the power supply current Ipp flows through the detection coil 28 . The power supply current Ipp supplied to the second path EP2 flows from the drive section 248 of the second switch string 244 to the drive section 248 of the first switch string 242 via the detection coil 28 . Also at this time, the excitation current Iex caused by the power supply current Ipp flows through the detection coil 28 .

電源電流Ｉｐｐが第１経路ＥＰ１に供給されているとき、検出コイル２８を流れた励磁電流Ｉｅｘは、第１接続点３２及び第１検出抵抗ＲＤ１を経由して固定電位ＧＮＤまで流れる。このとき、第１検出抵抗ＲＤ１によって、第１接続点３２に電圧信号である第１検出信号Ｖｓ１が生じる。電源電流Ｉｐｐが第２経路ＥＰ２に供給されているとき、検出コイル２８を流れた励磁電流Ｉｅｘは、第２接続点３４及び第２検出抵抗ＲＤ２を経由して固定電位ＧＮＤまで流れる。このとき、第２検出抵抗ＲＤ２によって、第２接続点３４に電圧信号である第２検出信号Ｖｓ２が生じる。即ち、検出抵抗回路４０の第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２は、検出コイル２８に流れる励磁電流Ｉｅｘを、第１検出信号Ｖｓ１及び第２検出信号Ｖｓ２に夫々変換する。 When the power supply current Ipp is supplied to the first path EP1, the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 flows to the fixed potential GND via the first connection point 32 and the first detection resistor RD1. At this time, a first detection signal Vs1, which is a voltage signal, is generated at the first connection point 32 by the first detection resistor RD1. When the power supply current Ipp is supplied to the second path EP2, the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 flows to the fixed potential GND via the second connection point 34 and the second detection resistor RD2. At this time, a second detection signal Vs2, which is a voltage signal, is generated at the second connection point 34 by the second detection resistor RD2. That is, the first detection resistor RD1 and the second detection resistor RD2 of the detection resistor circuit 40 convert the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 into the first detection signal Vs1 and the second detection signal Vs2, respectively.

励磁電流Ｉｅｘは、第１接続点３２及び第２接続点３４を交互に周期的に流れる。図４を参照すると、励磁電流Ｉｅｘは、磁気コア２２の磁気飽和に起因して、その１周期において正方向及び負方向に夫々１回（合計２回）増大する。図３及び図４を参照すると、励磁電流Ｉｅｘが増大する度に（即ち、磁気コア２２が磁気飽和する度に）、第１検出信号Ｖｓ１の電位又は第２検出信号Ｖｓ２の電位は、所定の閾値を超えて一時的に高くなる。 The excitation current Iex alternately and periodically flows through the first connection point 32 and the second connection point 34 . Referring to FIG. 4, the excitation current Iex increases once in the positive direction and once in the negative direction (a total of two times) in one cycle due to magnetic saturation of the magnetic core 22 . 3 and 4, each time the excitation current Iex increases (that is, each time the magnetic core 22 is magnetically saturated), the potential of the first detection signal Vs1 or the potential of the second detection signal Vs2 changes to a predetermined Temporarily high beyond the threshold.

図３及び図４を参照すると、信号生成回路５０は、２つのパルス発生部５２と、３つのクロック信号発生部５４，５６，５８とを有している。パルス発生部５２は、接続部３０の第１接続点３２及び第２接続点３４に夫々接続されている。パルス発生部５２の一方は、第１検出信号Ｖｓ１の電位が所定の閾値を超えて高くなったときにパルス（ａ）を生成する。パルス発生部５２の他方は、第２検出信号Ｖｓ２の電位が所定の閾値を超えて高くなったときにパルス（ａ）を生成する。このため、２つのパルス発生部５２によって生成されるパルス（ａ）は、励磁電流Ｉｅｘの２倍の周波数を有している。 3 and 4, the signal generator circuit 50 has two pulse generators 52 and three clock signal generators 54 , 56 and 58 . The pulse generating section 52 is connected to the first connection point 32 and the second connection point 34 of the connection section 30, respectively. One of the pulse generators 52 generates a pulse (a) when the potential of the first detection signal Vs1 exceeds a predetermined threshold. The other pulse generator 52 generates a pulse (a) when the potential of the second detection signal Vs2 exceeds a predetermined threshold. Therefore, the pulse (a) generated by the two pulse generators 52 has twice the frequency of the excitation current Iex.

クロック信号発生部５４は、パルス（ａ）を１／２分周することで、クロック信号である一次信号（ＣＫｔ）を生成する。クロック信号発生部５６は、一次信号（ＣＫｔ）を、一次信号（ＣＫｔ）の立ち上がりで１／２分周することで、クロック信号である切替信号ＣＫｃを生成する。クロック信号発生部５８は、一次信号（ＣＫｔ）を、一次信号（ＣＫｔ）の立ち下がりで１／２分周することで、クロック信号である反転信号ＣＫｒを生成する。 The clock signal generator 54 generates a primary signal (CKt), which is a clock signal, by dividing the pulse (a) by 1/2. The clock signal generator 56 generates a switching signal CKc, which is a clock signal, by dividing the frequency of the primary signal (CKt) by 1/2 at the rise of the primary signal (CKt). The clock signal generator 58 generates an inverted signal CKr, which is a clock signal, by dividing the frequency of the primary signal (CKt) by 1/2 at the fall of the primary signal (CKt).

切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒの夫々は、高電位の状態と低電位の状態とを、磁気コア２２が磁気飽和する時間間隔の４倍の周期で繰り返す。また、前述したように、切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒは、互いに９０度ずれた位相を有している。即ち、クロック信号発生部５４は、磁気コア２２の磁気飽和を検出して、切替信号ＣＫｃの極性及び反転信号ＣＫｒの極性を、互いに９０度ずれたタイミングで反転させる。 Each of the switching signal CKc and the inverting signal CKr repeats a high potential state and a low potential state at a cycle four times the time interval at which the magnetic core 22 is magnetically saturated. Also, as described above, the switching signal CKc and the inversion signal CKr have phases that are 90 degrees out of phase with each other. That is, the clock signal generator 54 detects magnetic saturation of the magnetic core 22 and inverts the polarity of the switching signal CKc and the polarity of the reversal signal CKr at timings that are 90 degrees apart from each other.

本実施の形態の信号生成回路５０は、接続部３０に接続されており、接続部３０における励磁電流Ｉｅｘの変化に応じて、切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒを生成する。但し、本発明は、これに限られない。信号生成回路５０は、励磁電流Ｉｅｘの変化に応じて切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒを生成できる限り、どのような回路構造を有していてもよく、且つ、駆動回路２４とどのように接続されていてもよい。 The signal generation circuit 50 of the present embodiment is connected to the connection section 30 and generates the switching signal CKc and the inversion signal CKr according to the change in the exciting current Iex at the connection section 30 . However, the present invention is not limited to this. The signal generation circuit 50 may have any circuit structure and how it is connected to the drive circuit 24 as long as it can generate the switching signal CKc and the inversion signal CKr according to changes in the excitation current Iex. may be

図５を参照すると、駆動スイッチ回路２６は、２つの入力端２６２，２６４と、２つの出力端２６６，２６８と、２つのスイッチＳＷＳと、２つのスイッチＳＷＣとを有している。入力端２６２は、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８に接続されており、入力端２６４は、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８に接続されている。出力端２６６は、検出コイル２８の端子２８８の一方に接続されており、出力端２６８は、検出コイル２８の端子２８８の他方に接続されている。 Referring to FIG. 5, the drive switch circuit 26 has two inputs 262, 264, two outputs 266, 268, two switches SWS, and two switches SWC. The input terminal 262 is connected to the drive section 248 of the first switch string 242 and the input terminal 264 is connected to the drive section 248 of the second switch string 244 . The output terminal 266 is connected to one terminal 288 of the detection coil 28 and the output terminal 268 is connected to the other terminal 288 of the detection coil 28 .

駆動スイッチ回路２６において、入力端２６２は、スイッチＳＷＳを介して出力端２６６に接続されており、スイッチＳＷＣを介して出力端２６８に接続されている。一方、入力端２６４は、スイッチＳＷＣを介して出力端２６６に接続されており、スイッチＳＷＳを介して出力端２６８に接続されている。 In the drive switch circuit 26, an input terminal 262 is connected to an output terminal 266 via a switch SWS, and is connected to an output terminal 268 via a switch SWC. On the other hand, the input terminal 264 is connected to the output terminal 266 via the switch SWC, and is connected to the output terminal 268 via the switch SWS.

駆動スイッチ回路２６は、電流センサ１０の使用時に、信号生成回路５０から切替信号ＣＫｃを受ける。スイッチＳＷＳ及びスイッチＳＷＣの夫々は、切替信号ＣＫｃに応じて、導通状態（オン状態）及び非導通状態（オフ状態）のいずれか一方の状態（オンオフ状態）をとる。また、スイッチＳＷＳ及びスイッチＳＷＣは、互いに反対のオンオフ状態をとる。２つのスイッチＳＷＳがオン状態にあるとき、入力端２６２と出力端２６６との間が導通し、且つ、入力端２６４と出力端２６８との間が導通する。２つのスイッチＳＷＣがオン状態にあるとき、入力端２６２と出力端２６８との間が導通し、且つ、入力端２６４と出力端２６６との間が導通する。 Drive switch circuit 26 receives switching signal CKc from signal generation circuit 50 when current sensor 10 is in use. Each of the switches SWS and SWC is in either a conducting state (on state) or a non-conducting state (off state) (on/off state) according to the switching signal CKc. In addition, the switch SWS and the switch SWC take on/off states opposite to each other. When the two switches SWS are in the ON state, there is conduction between the input terminal 262 and the output terminal 266, and between the input terminal 264 and the output terminal 268. When the two switches SWC are in the ON state, there is conduction between input 262 and output 268 and between input 264 and output 266 .

以上の説明から理解されるように、駆動スイッチ回路２６は、２つのスイッチＳＷＳをオン状態にすることで、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８を、出力端２６６に接続された端子２８８と導通させ、且つ、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８を、出力端２６８に接続された端子２８８と導通させる。駆動スイッチ回路２６は、２つのスイッチＳＷＣをオン状態にすることで、第１スイッチ列２４２の駆動部２４８を、出力端２６８に接続された端子２８８と導通させ、且つ、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８を、出力端２６６に接続された端子２８８と導通させる。 As can be understood from the above description, the driving switch circuit 26 turns on the two switches SWS to connect the driving section 248 of the first switch row 242 to the terminal 288 connected to the output terminal 266. , and the driving portion 248 of the second switch row 244 is brought into conduction with the terminal 288 connected to the output terminal 268 . By turning on the two switches SWC, the drive switch circuit 26 causes the drive section 248 of the first switch row 242 to be electrically connected to the terminal 288 connected to the output terminal 268 of the second switch row 244. Drive portion 248 is brought into electrical connection with terminal 288 connected to output end 266 .

駆動スイッチ回路２６を上述のように機能させるためには、例えば、スイッチＳＷＳ及びスイッチＳＷＣの一方をＰチャネルのＭＯＳトランジスタから形成し、他方をＮチャネルのＭＯＳトランジスタから形成すればよい。但し、本発明は、これに限られず、駆動スイッチ回路２６は、様々な回路から形成できる。 In order for the drive switch circuit 26 to function as described above, for example, one of the switches SWS and SWC may be formed from a P-channel MOS transistor and the other from an N-channel MOS transistor. However, the present invention is not limited to this, and the drive switch circuit 26 can be formed from various circuits.

以下、安定した発振状態における磁気マルチバイブレータ２０及び信号生成回路５０の動作について説明する。 The operation of the magnetic multivibrator 20 and the signal generation circuit 50 in a stable oscillation state will be described below.

図２及び図４を参照すると、安定した発振状態における所定のタイミングにおいて、電源１２は、第１経路ＥＰ１に電源電流Ｉｐｐを供給している。図５を併せて参照すると、この所定のタイミングにおいて、駆動スイッチ回路２６のスイッチＳＷＳは、オン状態にある。このときの磁気マルチバイブレータ２０の状態を「第１状態」という。第１状態における励磁電流Ｉｅｘは、図２の下方向に流れる。図４における励磁電流Ｉｅｘのグラフは、このときの励磁電流Ｉｅｘを正電流として示している。 Referring to FIGS. 2 and 4, the power supply 12 supplies the power supply current Ipp to the first path EP1 at a predetermined timing in the stable oscillation state. Also referring to FIG. 5, at this predetermined timing, the switch SWS of the drive switch circuit 26 is in the ON state. The state of the magnetic multivibrator 20 at this time is called "first state". The excitation current Iex in the first state flows downward in FIG. The graph of the excitation current Iex in FIG. 4 shows the excitation current Iex at this time as a positive current.

第１状態において、磁気コア２２は、時間の経過に伴って磁気飽和する。磁気コア２２が磁気飽和すると、励磁電流Ｉｅｘは、プラス方向に急激に増大し、第１接続点３２の第１検出信号Ｖｓ１の電位が上がる。この結果、第１接続点３２に接続されたパルス発生部５２は、パルス（ａ）を生成する。クロック信号発生部５６は、このパルス（ａ）に起因して、切替信号ＣＫｃの極性を反転させる。図５を併せて参照すると、切替信号ＣＫｃの極性の反転により、駆動スイッチ回路２６においてスイッチＳＷＳがオフ状態になり、スイッチＳＷＣがオン状態になる。このときの磁気マルチバイブレータ２０の状態を「第２状態」という。 In the first state, the magnetic core 22 becomes magnetically saturated over time. When the magnetic core 22 is magnetically saturated, the exciting current Iex rapidly increases in the positive direction, and the potential of the first detection signal Vs1 at the first connection point 32 rises. As a result, the pulse generator 52 connected to the first connection point 32 generates the pulse (a). The clock signal generator 56 inverts the polarity of the switching signal CKc due to this pulse (a). Referring also to FIG. 5, the switch SWS in the drive switch circuit 26 is turned off and the switch SWC is turned on due to the polarity reversal of the switching signal CKc. The state of the magnetic multivibrator 20 at this time is called a "second state".

第２状態において、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの向きが第１状態から反転し、磁気コア２２は、磁気飽和していない状態に一旦戻る。この結果、励磁電流Ｉｅｘが減少し、これにより第１検出信号Ｖｓ１の電位が一旦下がる。但し、磁気コア２２は、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア２２が磁気飽和すると、第１検出信号Ｖｓ１の電位が再び上がる。この結果、第１接続点３２に接続されたパルス発生部５２は、パルス（ａ）を生成する。クロック信号発生部５８は、このパルス（ａ）に起因して、反転信号ＣＫｒの極性を反転させる。ドライブ回路２５０は、反転信号ＣＫｒの極性の反転に応じて、第１制御信号ＣＫ１の電位をゲートＧＴの閾値よりも高くし、且つ、第２制御信号ＣＫ２の電位をゲートＧＴの閾値よりも低くする。この結果、電源１２は、第１経路ＥＰ１に代えて、第２経路ＥＰ２に電源電流Ｉｐｐを供給する。このときの磁気マルチバイブレータ２０の状態を「第３状態」という。 In the second state, the direction of the exciting current Iex flowing through the detection coil 28 is reversed from the first state, and the magnetic core 22 temporarily returns to a non-magnetically saturated state. As a result, the exciting current Iex decreases, and the potential of the first detection signal Vs1 drops temporarily. However, the magnetic core 22 becomes magnetically saturated again over time. When the magnetic core 22 is magnetically saturated, the potential of the first detection signal Vs1 rises again. As a result, the pulse generator 52 connected to the first connection point 32 generates the pulse (a). The clock signal generator 58 inverts the polarity of the inversion signal CKr due to this pulse (a). The drive circuit 250 makes the potential of the first control signal CK1 higher than the threshold of the gate GT and the potential of the second control signal CK2 lower than the threshold of the gate GT in response to the inversion of the polarity of the inversion signal CKr. do. As a result, the power supply 12 supplies the power supply current Ipp to the second path EP2 instead of the first path EP1. The state of the magnetic multivibrator 20 at this time is called a "third state".

第３状態において、駆動スイッチ回路２６のスイッチＳＷＣは、オン状態に維持されている。従って、第２経路ＥＰ２に供給された電源電流Ｉｐｐは、第２スイッチ列２４４の駆動部２４８から、スイッチＳＷＣを経由して流れる。この結果、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの向きが再び反転し、磁気コア２２は、磁気飽和していない状態に一旦戻る。但し、磁気コア２２は、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア２２が磁気飽和すると、第２接続点３４の第２検出信号Ｖｓ２の電位が上がる。この結果、第２接続点３４に接続されたパルス発生部５２は、パルス（ａ）を生成する。クロック信号発生部５６は、このパルス（ａ）に起因して、切替信号ＣＫｃの極性を再び反転させる。切替信号ＣＫｃの極性の反転により、駆動スイッチ回路２６においてスイッチＳＷＣがオフ状態になり、スイッチＳＷＳがオン状態になる。このときの磁気マルチバイブレータ２０の状態を「第４状態」という。 In the third state, the switch SWC of the drive switch circuit 26 is kept on. Therefore, the power supply current Ipp supplied to the second path EP2 flows from the driving section 248 of the second switch row 244 via the switch SWC. As a result, the direction of the excitation current Iex flowing through the detection coil 28 is reversed again, and the magnetic core 22 temporarily returns to a non-magnetically saturated state. However, the magnetic core 22 becomes magnetically saturated again over time. When the magnetic core 22 is magnetically saturated, the potential of the second detection signal Vs2 at the second connection point 34 rises. As a result, the pulse generator 52 connected to the second connection point 34 generates the pulse (a). Due to this pulse (a), the clock signal generator 56 again inverts the polarity of the switching signal CKc. By inverting the polarity of the switching signal CKc, the switch SWC in the drive switch circuit 26 is turned off and the switch SWS is turned on. The state of the magnetic multivibrator 20 at this time is called a "fourth state".

第４状態において、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの向きが反転し、磁気コア２２は、磁気飽和していない状態に一旦戻る。但し、磁気コア２２は、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア２２が磁気飽和すると、第２検出信号Ｖｓ２の電位が再び上がる。この結果、第２接続点３４に接続されたパルス発生部５２は、パルス（ａ）を生成する。クロック信号発生部５８は、このパルス（ａ）に起因して、反転信号ＣＫｒの極性を再び反転させる。ドライブ回路２５０は、反転信号ＣＫｒの極性の反転に応じて、第１制御信号ＣＫ１の電位をゲートＧＴの閾値よりも低くし、且つ、第２制御信号ＣＫ２の電位をゲートＧＴの閾値よりも高くする。この結果、電源１２は、第２経路ＥＰ２に代えて、第１経路ＥＰ１に電源電流Ｉｐｐを供給する。即ち、磁気マルチバイブレータ２０は、第１状態に戻る。 In the fourth state, the direction of the exciting current Iex flowing through the detection coil 28 is reversed, and the magnetic core 22 temporarily returns to a non-magnetically saturated state. However, the magnetic core 22 becomes magnetically saturated again over time. When the magnetic core 22 is magnetically saturated, the potential of the second detection signal Vs2 rises again. As a result, the pulse generator 52 connected to the second connection point 34 generates the pulse (a). Due to this pulse (a), the clock signal generator 58 again inverts the polarity of the inverted signal CKr. The drive circuit 250 makes the potential of the first control signal CK1 lower than the threshold of the gate GT and the potential of the second control signal CK2 higher than the threshold of the gate GT in response to the inversion of the polarity of the inversion signal CKr. do. As a result, the power supply 12 supplies the power supply current Ipp to the first path EP1 instead of the second path EP2. That is, the magnetic multivibrator 20 returns to the first state.

磁気マルチバイブレータ２０は、第１状態から第４状態までの状態を繰り返し周期的に遷移する。このとき、磁気マルチバイブレータ２０は、安定した発振状態にある。 The magnetic multivibrator 20 repeatedly and periodically transitions from the first state to the fourth state. At this time, the magnetic multivibrator 20 is in a stable oscillation state.

図１を参照すると、安定した発振状態において、駆動回路２４は、励磁電流Ｉｅｘの２倍の周期を有する反転信号ＣＫｒに応じて、駆動部２４８の間の駆動電圧Ｖｅｘの電位を周期的に反転させ、これにより検出コイル２８の極性を周期的に反転させる。加えて、駆動スイッチ回路２６は、励磁電流Ｉｅｘの２倍の周期を有し且つ反転信号ＣＫｒと９０度ずれた位相を有する切替信号ＣＫｃに応じて、駆動回路２４の駆動部２４８と検出コイル２８の端子２８８との間の接続関係を周期的に切り替え、これにより検出コイル２８の極性を駆動部２４８による極性反転と９０度ずれたタイミングで周期的に反転させる。 Referring to FIG. 1, in a stable oscillation state, the drive circuit 24 periodically inverts the potential of the drive voltage Vex across the drive section 248 in response to the reversal signal CKr having a period twice that of the excitation current Iex. , thereby periodically reversing the polarity of the detection coil 28 . In addition, the drive switch circuit 26 switches the drive section 248 of the drive circuit 24 and the detection coil 28 in response to a switching signal CKc having a period twice that of the exciting current Iex and having a phase that is 90 degrees out of phase with the inversion signal CKr. terminal 288 is periodically switched, thereby periodically inverting the polarity of the detection coil 28 at a timing shifted by 90 degrees from the polarity reversal by the driving section 248 .

駆動回路２４及び駆動スイッチ回路２６は、上述のように検出コイル２８の極性を反転させるため、励磁電流Ｉｅｘの連続する２周期において、駆動電圧Ｖｅｘの電位と、検出コイル２８を流れる励磁電流Ｉｅｘの方向との間の組み合わせが４通りに変化する。この結果、励磁電流Ｉｅｘの連続する２周期において、接続部３０における電位のオフセットが相殺される。図２を参照すると、例えば、第１検出抵抗ＲＤ１の抵抗値および第２検出抵抗ＲＤ２の抵抗値の製造誤差に起因して第１スイッチ列２４２及び第２スイッチ列２４４が互いに非対称な特性を有していたとしても、この非対称性に起因するオフセットの発生を防止できる。即ち、本実施の形態によれば、オフセットを抑制可能な新たな構造を有する電流センサ１０が得られる。 The drive circuit 24 and the drive switch circuit 26 reverse the polarity of the detection coil 28 as described above. There are 4 combinations of directions. As a result, the potential offset at the connecting portion 30 is canceled in two consecutive cycles of the exciting current Iex. Referring to FIG. 2, for example, the first switch string 242 and the second switch string 244 have asymmetric characteristics due to manufacturing errors in the resistance values of the first detection resistor RD1 and the second detection resistor RD2. Even if there is, the occurrence of offset due to this asymmetry can be prevented. That is, according to the present embodiment, current sensor 10 having a new structure capable of suppressing offset can be obtained.

図２を参照すると、本実施の形態において、駆動回路２４は、駆動スイッチ回路２６及び信号生成回路５０と協働して、磁気コア２２を周期的に磁気飽和させ、これにより検出コイル２８における励磁電流Ｉｅｘの流れを周期的に反転させている。即ち、駆動回路２４は、反転信号ＣＫｒや切替信号ＣＫｃの２倍の周波数で検出コイル２８を駆動する自励発振回路を形成している。特に、本実施の形態の駆動回路２４は、Ｈブリッジ回路２４０を使用して検出コイル２８を駆動する。 Referring to FIG. 2, in this embodiment, drive circuit 24 cooperates with drive switch circuit 26 and signal generation circuit 50 to periodically magnetically saturate magnetic core 22, thereby causing excitation in detection coil 28. The flow of current Iex is periodically reversed. That is, the drive circuit 24 forms a self-excited oscillation circuit that drives the detection coil 28 at a frequency double that of the inversion signal CKr or the switching signal CKc. In particular, the drive circuit 24 of this embodiment uses an H-bridge circuit 240 to drive the detection coil 28 .

本実施の形態によれば、Ｈブリッジ回路２４０に大きな電源電流Ｉｐｐを供給し、これにより励磁電流Ｉｅｘを大きくできる。本発明は、これに限られない。同様な自励発振回路を形成できる限り、駆動回路２４は、どのような回路によって構成されていてもよい。但し、検出コイル２８に大きな励磁電流Ｉｅｘを流して磁気コア２２を磁気飽和し易くするという観点から、駆動回路２４は、Ｈブリッジ回路２４０を備えていることが好ましい。 According to the present embodiment, a large power supply current Ipp is supplied to the H bridge circuit 240, thereby increasing the excitation current Iex. The present invention is not limited to this. As long as a similar self-oscillation circuit can be formed, the drive circuit 24 may be configured by any circuit. However, the drive circuit 24 preferably includes an H-bridge circuit 240 from the viewpoint of making the magnetic core 22 easily magnetically saturated by flowing a large excitation current Iex through the detection coil 28 .

本実施の形態によれば、検出コイル２８は、自励発振回路によって駆動される。磁気コア２２の磁気特性が多少変動しても、磁気特性の変動に応じて、自励発振回路の発振周波数が変動する。このため、本実施の形態の電流センサ１０は、磁気特性の変動の影響を受けにくい。 According to this embodiment, the detection coil 28 is driven by a self-oscillating circuit. Even if the magnetic characteristics of the magnetic core 22 fluctuate to some extent, the oscillation frequency of the self-excited oscillation circuit fluctuates according to the fluctuations in the magnetic characteristics. Therefore, current sensor 10 of the present embodiment is less susceptible to variations in magnetic characteristics.

以下、検出回路６０の回路構造及び機能について詳細に説明する。 The circuit structure and function of the detection circuit 60 will be described in detail below.

図６を参照すると、本実施の形態の検出回路６０は、検出スイッチ回路６２と、差動増幅器６４と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）６６とを備えている。差動増幅器６４は、検出スイッチ回路６２と、ＬＰＦ６６との間に接続されている。詳しくは、検出スイッチ回路６２は、２つの入力端６２２，６２４と、２つの出力端６２６，６２８とを有している。差動増幅器６４は、２つの入力端６４２を有している。検出スイッチ回路６２の２つの出力端６２６，６２８は、差動増幅器６４の２つの入力端６４２に夫々接続されている。 Referring to FIG. 6, the detection circuit 60 of this embodiment includes a detection switch circuit 62, a differential amplifier 64, and an LPF (low pass filter) 66. As shown in FIG. A differential amplifier 64 is connected between the detection switch circuit 62 and the LPF 66 . Specifically, the detection switch circuit 62 has two inputs 622,624 and two outputs 626,628. Differential amplifier 64 has two inputs 642 . Two outputs 626, 628 of the detection switch circuit 62 are connected to two inputs 642 of the differential amplifier 64, respectively.

本実施の形態によれば、検出スイッチ回路６２の入力端６２２，６２４が検出回路６０の入力端６２２，６２４として機能し、ＬＰＦ６６の出力端６０２が、検出回路６０の出力端６０２として機能する。即ち、本実施の形態における検出回路６０は、２つの入力端６２２，６２４と、１つの出力端６０２とを有している。検出回路６０の２つの入力端６２２，６２４は、駆動回路２４の２つの接続点３２，３４に夫々接続されている。 According to this embodiment, the input terminals 622 and 624 of the detection switch circuit 62 function as the input terminals 622 and 624 of the detection circuit 60 , and the output terminal 602 of the LPF 66 functions as the output terminal 602 of the detection circuit 60 . That is, the detection circuit 60 in this embodiment has two input terminals 622 and 624 and one output terminal 602 . The two inputs 622, 624 of the detection circuit 60 are connected to the two connection points 32, 34 of the drive circuit 24, respectively.

図７を図５と比較すると、本実施の形態の検出スイッチ回路６２は、駆動スイッチ回路２６と同様な回路構造を有している。詳しくは、検出スイッチ回路６２は、２つのスイッチＳＷＳと、２つのスイッチＳＷＣとを有している。 Comparing FIG. 7 with FIG. 5, the detection switch circuit 62 of this embodiment has a circuit structure similar to that of the drive switch circuit 26 . Specifically, the detection switch circuit 62 has two switches SWS and two switches SWC.

図７を参照すると、検出スイッチ回路６２において、入力端６２２は、スイッチＳＷＳを介して出力端６２６に接続されており、スイッチＳＷＣを介して出力端６２８に接続されている。入力端６２４は、スイッチＳＷＣを介して出力端６２６に接続されており、スイッチＳＷＳを介して出力端６２８に接続されている。検出スイッチ回路６２は、電流センサ１０の使用時に、信号生成回路５０から切替信号ＣＫｃを受ける。スイッチＳＷＳ及びスイッチＳＷＣの夫々は、駆動スイッチ回路２６（図５参照）と同様に、切替信号ＣＫｃに応じて、オンオフ状態を変える。また、スイッチＳＷＳ及びスイッチＳＷＣは、互いに反対のオンオフ状態をとる。 Referring to FIG. 7, in the detection switch circuit 62, an input terminal 622 is connected to an output terminal 626 via a switch SWS, and is connected to an output terminal 628 via a switch SWC. Input terminal 624 is connected to output terminal 626 via switch SWC, and is connected to output terminal 628 via switch SWS. Detection switch circuit 62 receives switching signal CKc from signal generation circuit 50 when current sensor 10 is in use. Each of the switches SWS and SWC changes its on/off state according to the switching signal CKc, like the drive switch circuit 26 (see FIG. 5). In addition, the switch SWS and the switch SWC take on/off states opposite to each other.

検出スイッチ回路６２は、スイッチＳＷＳをオン状態にすることで、第１接続点３２を、差動増幅器６４の２つの入力端６４２のうちの出力端６２６に接続された入力端６４２と導通させ、且つ、第２接続点３４を、出力端６２８に接続された入力端６４２と導通させる。検出スイッチ回路６２は、スイッチＳＷＣをオン状態にすることで、第１接続点３２を、出力端６２８に接続された入力端６４２と導通させ、且つ、第２接続点３４を、出力端６２６に接続された入力端６４２と導通させる。 The detection switch circuit 62 turns on the switch SWS to bring the first connection point 32 into conduction with the input terminal 642 connected to the output terminal 626 of the two input terminals 642 of the differential amplifier 64, Also, the second connection point 34 is electrically connected to the input terminal 642 connected to the output terminal 628 . By turning on the switch SWC, the detection switch circuit 62 connects the first connection point 32 to the input terminal 642 connected to the output terminal 628, and connects the second connection point 34 to the output terminal 626. Conductivity is established with the connected input terminal 642 .

上述のように、検出スイッチ回路６２は、駆動スイッチ回路２６に印加された切替信号ＣＫｃと同じ切替信号ＣＫｃに応じて、差動増幅器６４の２つの入力端６４２と接続部３０の２つの接続点３２，３４との間の接続関係を周期的に切り替え、これにより差動増幅器６４の２つの入力端６４２の極性を反転させる。即ち、検出スイッチ回路６２は、第１接続点３２及び第２接続点３４に夫々生じる第１検出信号Ｖｓ１及び第２検出信号Ｖｓ２を同期検波して差動増幅器６４に出力する。 As described above, the detection switch circuit 62 connects two connection points between the two input terminals 642 of the differential amplifier 64 and the connection section 30 in response to the same switching signal CKc as the switching signal CKc applied to the drive switch circuit 26 . 32 and 34 are periodically switched, thereby reversing the polarity of the two input terminals 642 of the differential amplifier 64 . That is, the detection switch circuit 62 synchronously detects the first detection signal Vs 1 and the second detection signal Vs 2 generated at the first connection point 32 and the second connection point 34 , respectively, and outputs them to the differential amplifier 64 .

図６を参照すると、差動増幅器６４は、入力された第１検出信号Ｖｓ１及び第２検出信号Ｖｓ２を増幅してＬＰＦ６６に電圧信号を出力する。ＬＰＦ６６のカットオフ周波数は、励磁電流Ｉｅｘ（図１参照）の周波数よりも小さな値に設定されている。ＬＰＦ６６は、入力された電圧信号から励磁電流Ｉｅｘの交流成分をカットして出力信号Ｖｏを生成し、生成した出力信号Ｖｏを出力端６０２から出力する。以上に説明したように、本実施の形態の検出回路６０は、切替信号ＣＫｃに応じて、２つの入力端６２２，６２４と出力端６０２との間の接続関係を切り替える。 Referring to FIG. 6, the differential amplifier 64 amplifies the input first detection signal Vs1 and second detection signal Vs2 and outputs a voltage signal to the LPF66. The cutoff frequency of the LPF 66 is set to a value smaller than the frequency of the exciting current Iex (see FIG. 1). The LPF 66 cuts the AC component of the excitation current Iex from the input voltage signal to generate the output signal Vo, and outputs the generated output signal Vo from the output terminal 602 . As described above, the detection circuit 60 of this embodiment switches the connection relationship between the two input terminals 622 and 624 and the output terminal 602 according to the switching signal CKc.

本実施の形態によれば、差動増幅器６４の入力端６４２の極性を反転することで、差動増幅器６４における電位のオフセットが相殺される。即ち、本実施の形態によれば、オフセットを更に確実に抑制可能な構造を有する電流センサ１０が得られる。検出スイッチ回路６２を上述のように機能させるためには、駆動スイッチ回路２６（図５参照）と同様に、スイッチＳＷＳ，ＳＷＣの夫々を、ＭＯＳトランジスタから形成すればよい。但し、本発明は、これに限られず、検出スイッチ回路６２は、様々な回路から形成できる。また、検出回路６０は、本実施の形態に限らず、様々な回路構造に構成できる。 According to the present embodiment, the potential offset in the differential amplifier 64 is canceled by inverting the polarity of the input terminal 642 of the differential amplifier 64 . That is, according to the present embodiment, the current sensor 10 having a structure capable of suppressing the offset more reliably can be obtained. In order to make the detection switch circuit 62 function as described above, each of the switches SWS and SWC should be formed from a MOS transistor, similarly to the drive switch circuit 26 (see FIG. 5). However, the present invention is not limited to this, and the detection switch circuit 62 can be formed from various circuits. Moreover, the detection circuit 60 can be configured in various circuit structures without being limited to the present embodiment.

図８を参照すると、変形例による電流センサ１０Ａは、検出回路６０（図６参照）に代えて、検出回路６０Ａを備えている。検出回路６０Ａは、差動増幅器６４と、同期検波器６８と、ＬＰＦ６６とを備えている。同期検波器６８は、差動増幅器６４と、ＬＰＦ６６との間に接続されている。 Referring to FIG. 8, the current sensor 10A according to the modification includes a detection circuit 60A instead of the detection circuit 60 (see FIG. 6). The detection circuit 60A comprises a differential amplifier 64, a synchronous detector 68 and an LPF66. Synchronous detector 68 is connected between differential amplifier 64 and LPF 66 .

本実施の形態によれば、差動増幅器６４の２つの入力端６４２が検出回路６０Ａの入力端６４２として機能し、ＬＰＦ６６の出力端６０２が、検出回路６０Ａの出力端６０２として機能する。即ち、本実施の形態における検出回路６０Ａは、２つの入力端６４２と、１つの出力端６０２とを有している。検出回路６０Ａの２つの入力端６４２は、駆動回路２４の２つの接続点３２，３４に夫々接続されている。 According to this embodiment, the two input terminals 642 of the differential amplifier 64 function as the input terminals 642 of the detection circuit 60A, and the output terminal 602 of the LPF 66 functions as the output terminal 602 of the detection circuit 60A. That is, the detection circuit 60A in this embodiment has two input terminals 642 and one output terminal 602. As shown in FIG. The two inputs 642 of the detection circuit 60A are connected to the two connection points 32, 34 of the drive circuit 24, respectively.

差動増幅器６４は、第１検出信号Ｖｓ１及び第２検出信号Ｖｓ２を増幅して同期検波器６８に出力する。同期検波器６８には、切替信号ＣＫｃが印加されている。同期検波器６８は、切替信号ＣＫｃに応じて、差動増幅器６４から入力された電圧信号の経路を切り替える。例えば、電圧信号は、切替信号ＣＫｃがオンのとき、そのままＬＰＦ６６に出力され、切替信号ＣＫｃがオフのとき、反転してＬＰＦ６６に出力される。即ち、同期検波器６８は、差動増幅器６４によって増幅された第１検出信号Ｖｓ１及び第２検出信号Ｖｓ２を同期検波してＬＰＦ６６に出力する。ＬＰＦ６６は、入力された電圧信号から励磁電流Ｉｅｘ（図１参照）の交流成分をカットして出力信号Ｖｏを生成し、生成した出力信号Ｖｏを出力端６０２から出力する。 The differential amplifier 64 amplifies the first detection signal Vs1 and the second detection signal Vs2 and outputs them to the synchronous detector 68 . A switching signal CKc is applied to the synchronous detector 68 . The synchronous detector 68 switches the path of the voltage signal input from the differential amplifier 64 according to the switching signal CKc. For example, the voltage signal is directly output to the LPF 66 when the switching signal CKc is on, and is inverted and output to the LPF 66 when the switching signal CKc is off. That is, the synchronous detector 68 synchronously detects the first detection signal Vs1 and the second detection signal Vs2 amplified by the differential amplifier 64 and outputs them to the LPF 66 . The LPF 66 cuts the AC component of the excitation current Iex (see FIG. 1) from the input voltage signal to generate the output signal Vo, and outputs the generated output signal Vo from the output terminal 602 .

以上に説明したように、本実施の形態の検出回路６０Ａは、切替信号ＣＫｃに応じて、２つの入力端６４２と出力端６０２との間の接続関係を切り替え、これにより漏洩電流Ｉｄ（図１参照）に応じた出力信号Ｖｏを生成する。即ち、検出回路６０Ａは、切替信号ＣＫｃを使用して出力信号Ｖｏを生成する。より具体的には、検出回路６０Ａの同期検波器６８は、切替信号ＣＫｃに応じて、入力された電圧信号の極性を反転させる。本変形例によっても、オフセットを更に確実に抑制可能な構造を有する電流センサ１０Ａが得られる。 As described above, the detection circuit 60A of the present embodiment switches the connection relationship between the two input terminals 642 and the output terminal 602 according to the switching signal CKc, thereby ) to generate an output signal Vo in accordance with FIG. That is, the detection circuit 60A uses the switching signal CKc to generate the output signal Vo. More specifically, the synchronous detector 68 of the detection circuit 60A inverts the polarity of the input voltage signal according to the switching signal CKc. Also according to this modification, the current sensor 10A having a structure capable of further reliably suppressing the offset can be obtained.

本実施の形態の電流センサ１０は、既に説明した変形例に加えて、以下に説明するように、更に様々に変形可能である。 In addition to the modifications already described, the current sensor 10 of the present embodiment can be further modified variously as described below.

本実施の形態によれば、接続部３０は、駆動回路２４とグランド部１８との間に設けられている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、接続部３０は、駆動回路２４とと電源１２との間に設けられていてもよい。この場合、検出抵抗回路４０は、駆動回路２４の接続部３０と、電源電位（固定電位）Ｖｐｐとの間に接続すればよい。即ち、この場合、検出抵抗回路４０が接続された固定電位は、電源電位Ｖｐｐである。 According to the present embodiment, connection portion 30 is provided between drive circuit 24 and ground portion 18 . However, the present invention is not limited to this. For example, the connection part 30 may be provided between the drive circuit 24 and the power supply 12 . In this case, the detection resistor circuit 40 may be connected between the connection portion 30 of the drive circuit 24 and the power supply potential (fixed potential) Vpp. That is, in this case, the fixed potential to which the detection resistor circuit 40 is connected is the power supply potential Vpp.

図２を参照すると、本実施の形態の検出抵抗回路４０は、２つの固定抵抗器（第１検出抵抗ＲＤ１及び第２検出抵抗ＲＤ２）によって構成されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、検出抵抗回路４０は、１つの固定抵抗器のみから構成されていてもよい。この場合、駆動回路２４の第１接続点３２と第２接続点３４とは、互いに接続されていてもよい。即ち、駆動回路２４の接続部３０は、１つの接続点（単独接続点）のみを含んでいてもよい。この場合、検出抵抗回路４０の固定抵抗器は、一端において駆動回路２４の単独接続点に接続し、他端においてグランド電位ＧＮＤに接続すればよい。この構成によれば、接続部３０における電位のオフセットを更に確実に抑制できる。 Referring to FIG. 2, the detection resistor circuit 40 of this embodiment is composed of two fixed resistors (a first detection resistor RD1 and a second detection resistor RD2). However, the present invention is not limited to this. For example, the sensing resistor circuit 40 may consist of only one fixed resistor. In this case, the first connection point 32 and the second connection point 34 of the drive circuit 24 may be connected to each other. That is, the connection portion 30 of the drive circuit 24 may include only one connection point (single connection point). In this case, the fixed resistor of the detection resistor circuit 40 may be connected at one end to the single connection point of the drive circuit 24 and at the other end to the ground potential GND. According to this configuration, it is possible to further reliably suppress the potential offset in the connecting portion 30 .

以下、主として図９から図１１までを参照しつつ、上述したように接続点を１つのみ含む電流センサの一例（電流センサ１０Ｂ）について説明する。図９から図１１までにおいて、電流センサ１０（図２参照）と共通する構成要素には同じ参照符号を付している。以下、電流センサ１０と共通する構成要素については、必要がない限り説明しない。 Hereinafter, an example of a current sensor (current sensor 10B) including only one connection point as described above will be described mainly with reference to FIGS. 9 to 11. FIG. 9 to 11, the same reference numerals are given to the components common to the current sensor 10 (see FIG. 2). Components common to the current sensor 10 will not be described below unless necessary.

図１、図２及び図９を参照すると、電流センサ１０Ｂは、電流センサ１０と同様に、外部導体８０からの地絡や漏電に起因して外部導体８０に流れる漏洩電流Ｉｄを検出するための自励発振型の装置である。図９を図１と比較すると、電流センサ１０Ｂは、電流センサ１０と同様に構成されている。より具体的には、電流センサ１０Ｂは、電源１２と、グランド部１８と、磁気マルチバイブレータ２０Ｂ（磁気コア２２、駆動回路２４Ｂ、駆動スイッチ回路２６及び検出コイル２８）と、検出抵抗回路４０Ｂと、信号生成回路５０Ｂと、検出回路６０Ｂとを備えている。駆動回路２４Ｂ、検出抵抗回路４０Ｂ、信号生成回路５０Ｂ及び検出回路６０Ｂの夫々は、電流センサ１０における対応する回路と多少異なる回路構造を有している。以下、この相違点について説明する。 Referring to FIGS. 1, 2 and 9, the current sensor 10B, like the current sensor 10, is a sensor for detecting a leakage current Id flowing through the outer conductor 80 due to a ground fault or electric leakage from the outer conductor 80. It is a self-oscillating device. Comparing FIG. 9 with FIG. 1 , current sensor 10B is configured similarly to current sensor 10 . More specifically, the current sensor 10B includes a power supply 12, a ground section 18, a magnetic multivibrator 20B (magnetic core 22, drive circuit 24B, drive switch circuit 26 and detection coil 28), detection resistor circuit 40B, It has a signal generation circuit 50B and a detection circuit 60B. Each of drive circuit 24B, detection resistor circuit 40B, signal generation circuit 50B, and detection circuit 60B has a circuit structure slightly different from the corresponding circuit in current sensor 10. FIG. This difference will be described below.

図９を図２と比較すると、駆動回路２４Ｂは、２つのスイッチ列２４２，２４４を有するＨブリッジ回路２４０Ｂと、ドライブ回路２５０とを備えている。駆動回路２４Ｂは、駆動回路２４と同様に、スイッチ列２４２，２４４の夫々設けられた２つの駆動部２４８と、接続部３０とを有している。但し、駆動回路２４Ｂの接続部３０は、駆動回路２４と異なり、１つの接続点３２を有する一方、接続点３４を有していない。より具体的には、Ｈブリッジ回路２４０Ｂ（駆動回路２４Ｂ）の２つのスイッチ列２４２，２４４は、１つの接続点３２において互いに接続されている。上述の相違点を除き、駆動回路２４Ｂは、駆動回路２４と同様な回路構造を有している。 Comparing FIG. 9 with FIG. 2, the drive circuit 24B comprises an H-bridge circuit 240B having two series of switches 242, 244 and a drive circuit 250. FIG. Like the drive circuit 24, the drive circuit 24B has two drive sections 248 provided for the switch arrays 242 and 244, respectively, and the connection section 30. As shown in FIG. However, unlike the drive circuit 24, the connection portion 30 of the drive circuit 24B has one connection point 32 but does not have the connection point . More specifically, two switch trains 242 and 244 of the H bridge circuit 240B (drive circuit 24B) are connected to each other at one connection point 32 . Drive circuit 24B has a similar circuit structure to drive circuit 24, except for the differences noted above.

検出抵抗回路４０Ｂは、検出抵抗回路４０と同様に、駆動回路２４Ｂの接続部３０と、グランド電位（固定電位）ＧＮＤとの間に接続されている。但し、検出抵抗回路４０Ｂは、検出抵抗回路４０と異なり、１つの検出抵抗ＲＤ１を有する一方、検出抵抗ＲＤ２を有していない。また、検出抵抗ＲＤ１は、接続点３２と、固定電位ＧＮＤとの間に接続されている。上述の相違点を除き、検出抵抗回路４０Ｂは、検出抵抗回路４０と同様な回路構造を有している。 Like the detection resistor circuit 40, the detection resistor circuit 40B is connected between the connection portion 30 of the drive circuit 24B and the ground potential (fixed potential) GND. However, unlike the detection resistor circuit 40, the detection resistor circuit 40B has one detection resistor RD1 and does not have the detection resistor RD2. Also, the detection resistor RD1 is connected between the connection point 32 and the fixed potential GND. The sensing resistor circuit 40B has a circuit structure similar to that of the sensing resistor circuit 40, except for the differences described above.

図９及び図１０を参照すると、信号生成回路５０Ｂは、信号生成回路５０（図１及び図２参照）と同様に、接続部３０に接続されている。但し、信号生成回路５０Ｂは、信号生成回路５０と異なり、１つの接続点３２のみに接続されている。また、図１０を図３と比較すると、信号生成回路５０Ｂは、パルス発生部５２を１つのみ有している。信号生成回路５０Ｂのパルス発生部５２は、接続点３２に接続されている。上述の相違点を除き、信号生成回路５０Ｂは、信号生成回路５０と同様な回路構造を有している。 9 and 10, the signal generation circuit 50B is connected to the connection section 30, similar to the signal generation circuit 50 (see FIGS. 1 and 2). However, unlike the signal generation circuit 50, the signal generation circuit 50B is connected to only one connection point 32. FIG. 10 with FIG. 3, the signal generating circuit 50B has only one pulse generating section 52. In FIG. The pulse generation section 52 of the signal generation circuit 50B is connected to the connection point 32 . The signal generation circuit 50B has a circuit structure similar to that of the signal generation circuit 50, except for the differences described above.

図９及び図１０を参照すると、検出回路６０Ｂは、検出回路６０（図１及び図２参照）や検出回路６０Ａ（図８参照）と同様に、接続部３０に接続されており、且つ、出力端６０２を有している。但し、検出回路６０Ｂは、検出回路６０や検出回路６０Ａと異なり、入力端６４２を１つのみ有している。検出回路６０Ｂの入力端６４２は、駆動回路２４Ｂの接続点３２に接続されている。また、図１０を図８と比較すると、検出回路６０Ｂは、同期検波器６８及びＬＰＦ６６を備える一方、差動増幅器６４を備えていない。検出回路６０Ｂにおいて、同期検波器６８の入力端６４２が検出回路６０Ｂの入力端６４２として機能し、ＬＰＦ６６の出力端６０２が、検出回路６０Ｂの出力端６０２として機能する。即ち、検出回路６０Ｂは、１つの入力端６４２と、１つの出力端６０２とを有している。上述の相違点を除き、検出回路６０Ｂは、検出回路６０Ａと同様な回路構造を有している。 9 and 10, the detection circuit 60B, like the detection circuit 60 (see FIGS. 1 and 2) and the detection circuit 60A (see FIG. 8), is connected to the connection section 30 and has an output It has an end 602 . However, unlike the detection circuit 60 and the detection circuit 60A, the detection circuit 60B has only one input terminal 642 . The input end 642 of the detection circuit 60B is connected to the connection point 32 of the drive circuit 24B. 10 with FIG. 8, the detection circuit 60B includes a synchronous detector 68 and an LPF 66, but does not include a differential amplifier 64. FIG. In the detection circuit 60B, the input terminal 642 of the synchronous detector 68 functions as the input terminal 642 of the detection circuit 60B, and the output terminal 602 of the LPF 66 functions as the output terminal 602 of the detection circuit 60B. That is, the detection circuit 60B has one input end 642 and one output end 602 . Except for the differences described above, detection circuit 60B has a circuit structure similar to detection circuit 60A.

図９から図１１までを参照すると、電流センサ１０Ｂは、電流センサ１０と同様に機能する。 Referring to FIGS. 9-11, current sensor 10B functions similarly to current sensor 10. FIG.

詳しくは、検出コイル２８には、磁気マルチバイブレータ２０Ｂの安定した発振状態において、所定周波数の励磁電流Ｉｅｘが流れる。励磁電流Ｉｅｘの少なくとも一部は、検出コイル２８から接続部３０の接続点３２を経由して固定電位ＧＮＤまで流れる。このとき、検出抵抗ＲＤ１によって、接続点３２に電圧信号である第１検出信号Ｖｓ１が生じる。信号生成回路５０Ｂは、接続部３０の接続点３２における励磁電流Ｉｅｘの変化（第１検出信号Ｖｓ１の変化）に応じて、切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒを生成する。切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒの夫々は、励磁電流Ｉｅｘの所定周波数の１／２の周波数を有しており、且つ、切替信号ＣＫｃ及び反転信号ＣＫｒは、互いに９０度ずれた位相を有している。 Specifically, an excitation current Iex having a predetermined frequency flows through the detection coil 28 in a stable oscillation state of the magnetic multivibrator 20B. At least part of the excitation current Iex flows from the detection coil 28 via the connection point 32 of the connection 30 to the fixed potential GND. At this time, a first detection signal Vs1, which is a voltage signal, is generated at the connection point 32 by the detection resistor RD1. The signal generation circuit 50B generates the switching signal CKc and the inversion signal CKr according to the change in the excitation current Iex (change in the first detection signal Vs1) at the connection point 32 of the connection section 30. FIG. Each of the switching signal CKc and the reversing signal CKr has a frequency half the predetermined frequency of the excitation current Iex, and the switching signal CKc and the reversing signal CKr have phases that are 90 degrees out of phase with each other. there is

駆動回路２４Ｂは、反転信号ＣＫｒに応じて、２つの駆動部２４８の間の電位（駆動電圧Ｖｅｘ）を反転させる。駆動スイッチ回路２６は、切替信号ＣＫｃに応じて、駆動回路２４Ｂの駆動部２４８と検出コイル２８の端子２８８との間の接続関係を切り替える。検出回路６０Ｂは、切替信号ＣＫｃを使用して励磁電流Ｉｅｘに応じた出力信号Ｖｏを生成し、生成した出力信号Ｖｏを、出力端６０２から出力する。詳しくは、同期検波器６８には、切替信号ＣＫｃが印加されている。同期検波器６８は、切替信号ＣＫｃに応じて、入力された電圧信号（第１検出信号Ｖｓ１）の経路を切り替える。 The drive circuit 24B inverts the potential (drive voltage Vex) between the two drive sections 248 according to the inversion signal CKr. The drive switch circuit 26 switches the connection relationship between the drive section 248 of the drive circuit 24B and the terminal 288 of the detection coil 28 according to the switching signal CKc. The detection circuit 60B uses the switching signal CKc to generate an output signal Vo corresponding to the excitation current Iex, and outputs the generated output signal Vo from the output terminal 602. FIG. Specifically, the switching signal CKc is applied to the synchronous detector 68 . The synchronous detector 68 switches the path of the input voltage signal (first detection signal Vs1) according to the switching signal CKc.

図９を参照すると、電流センサ１０Ｂによれば、検出抵抗回路４０Ｂは１つの固定抵抗器（検出抵抗ＲＤ１）のみによって構成されるため、２つの検出抵抗ＲＤ１，ＲＤ２（図２参照）の相違に起因するオフセットを確実に抑制できる。これにより、オフセットを更に確実に抑制可能な構造を有する電流センサ１０Ｂが得られる。 Referring to FIG. 9, according to the current sensor 10B, since the detection resistor circuit 40B is configured with only one fixed resistor (detection resistor RD1), the difference between the two detection resistors RD1 and RD2 (see FIG. 2) is The resulting offset can be reliably suppressed. Thereby, the current sensor 10B having a structure capable of suppressing the offset more reliably is obtained.

電流センサ１０Ｂは、電流センサ１０（図２参照）と同様に様々に変形可能である。 The current sensor 10B can be variously modified like the current sensor 10 (see FIG. 2).

１０，１０Ａ，１０Ｂ 電流センサ
１２ 電源
Ｖｐｐ 電源電位（固定電位）
Ｉｐｐ 電源電流
１８ グランド部
ＧＮＤ グランド電位（固定電位）
２０，２０Ｂ 磁気マルチバイブレータ
２２ 磁気コア
２４，２４Ｂ 駆動回路
２４０，２４０Ｂ Ｈブリッジ回路
２４２ 第１スイッチ列（スイッチ列）
２４４ 第２スイッチ列（スイッチ列）
２４８ 中点（駆動部）
ＳＷ１ 第１スイッチ（スイッチ）
ＳＷ２ 第２スイッチ（スイッチ）
ＧＴ ゲート
２５０ ドライブ回路
２６ 駆動スイッチ回路
２６２，２６４ 入力端
２６６，２６８ 出力端
ＳＷＳ，ＳＷＣ スイッチ
２８ 検出コイル
２８２ コイル本体
２８８ 端子
３０ 接続部
３２ 第１接続点（接続点）
３４ 第２接続点（接続点）
４０，４０Ｂ 検出抵抗回路
ＲＤ１ 第１検出抵抗（検出抵抗）
ＲＤ２ 第２検出抵抗（検出抵抗）
５０，５０Ｂ 信号生成回路
５２ パルス発生部
５４，５６，５８ クロック信号発生部
６０，６０Ａ，６０Ｂ 検出回路
６０２ 出力端
６２ 検出スイッチ回路
６２２，６２４ 入力端
６２６，６２８ 出力端
６４ 差動増幅器
６４２ 入力端
６６ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
６８ 同期検波器
８０ 外部導体
Ｉｄ 漏洩電流
ＥＰ１ 第１経路
ＥＰ２ 第２経路
Ｖｅｘ 駆動電圧
Ｉｅｘ 励磁電流
ＣＫｃ 切替信号
ＣＫｒ 反転信号
ＣＫ１ 第１制御信号
ＣＫ２ 第２制御信号
Ｖｓ１ 第１検出信号
Ｖｓ２ 第２検出信号
Ｖｏ 出力信号 10, 10A, 10B Current sensor 12 Power supply Vpp Power supply potential (fixed potential)
Ipp Power supply current 18 Ground part GND Ground potential (fixed potential)
20, 20B magnetic multivibrator 22 magnetic core 24, 24B drive circuit 240, 240B H bridge circuit 242 first switch row (switch row)
244 second switch row (switch row)
248 middle point (drive part)
SW1 First switch (switch)
SW2 Second switch (switch)
GT gate 250 drive circuit 26 drive switch circuit 262, 264 input terminal 266, 268 output terminal SWS, SWC switch 28 detection coil 282 coil body 288 terminal 30 connection part 32 first connection point (connection point)
34 second connection point (connection point)
40, 40B detection resistor circuit RD1 first detection resistor (detection resistor)
RD2 Second detection resistor (detection resistor)
50, 50B signal generation circuit 52 pulse generation section 54, 56, 58 clock signal generation section 60, 60A, 60B detection circuit 602 output end 62 detection switch circuit 622, 624 input end 626, 628 output end 64 differential amplifier 642 input end 66 LPF (low pass filter)
68 Synchronous detector 80 Outer conductor Id Leakage current EP1 First path EP2 Second path Vex Driving voltage Iex Excitation current CKc Switching signal CKr Inverting signal CK1 First control signal CK2 Second control signal Vs1 First detection signal Vs2 Second detection signal Vo output signal

Claims (1)

外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な自励発振型の電流センサであって、
前記電流センサは、磁気コアと、検出コイルと、駆動回路と、駆動スイッチ回路と、検出抵抗回路と、信号生成回路と、検出回路とを備えており、
前記磁気コアは、前記外部導体を囲むように配置可能であり、
前記検出コイルは、前記磁気コアに巻回されたコイル本体と、前記コイル本体の両端から夫々引き出された２つの端子とを有しており、
前記駆動回路は、２つの駆動部と、接続部とを有しており、
前記駆動スイッチ回路は、前記検出コイルの前記２つの端子と、前記駆動回路の前記２つの駆動部との間に接続されており、
前記検出抵抗回路は、前記駆動回路の前記接続部と、固定電位との間に接続されており、
前記検出コイルには、安定した発振状態において所定周波数の励磁電流が流れ、
前記励磁電流の少なくとも一部は、前記検出コイルから前記接続部を経由して前記固定電位まで流れ、
前記信号生成回路は、前記励磁電流の変化に応じて、切替信号及び反転信号を生成し、
前記駆動回路は、前記反転信号に応じて、前記２つの駆動部の間の電位を反転させ、
前記駆動スイッチ回路は、前記切替信号に応じて、前記駆動回路の前記駆動部と前記検出コイルの前記端子との間の接続関係を切り替え、
２つの前記駆動部の間の電位と、前記励磁電流の方向との間の組み合わせが４通りに変化することにより、前記接続部におけるオフセットが相殺され、
前記検出回路は、前記駆動回路の前記接続部に接続されており、
前記検出回路は、出力端を有しており、前記切替信号を使用して前記漏洩電流に応じた出力信号を生成し、生成した前記出力信号を、前記出力端から出力する
電流センサ。 A self-oscillating current sensor capable of detecting leakage current flowing through an external conductor,
The current sensor includes a magnetic core, a detection coil, a drive circuit, a drive switch circuit, a detection resistor circuit, a signal generation circuit, and a detection circuit,
The magnetic core can be arranged to surround the outer conductor,
The detection coil has a coil body wound around the magnetic core and two terminals drawn out from both ends of the coil body,
The drive circuit has two drive units and a connection unit,
The drive switch circuit is connected between the two terminals of the detection coil and the two drive units of the drive circuit,
The detection resistor circuit is connected between the connection portion of the drive circuit and a fixed potential,
An excitation current of a predetermined frequency flows through the detection coil in a stable oscillation state,
at least a portion of the excitation current flows from the detection coil to the fixed potential via the connecting portion;
The signal generation circuit generates a switching signal and an inversion signal according to a change in the excitation current ,
The drive circuit inverts potentials between the two drive units according to the inversion signal,
The drive switch circuit switches a connection relationship between the drive unit of the drive circuit and the terminal of the detection coil according to the switching signal,
Offsets in the connecting portions are canceled by four different combinations of the potential between the two driving portions and the direction of the excitation current,
The detection circuit is connected to the connection portion of the drive circuit,
A current sensor in which the detection circuit has an output terminal, generates an output signal corresponding to the leakage current using the switching signal, and outputs the generated output signal from the output terminal.
JP2021128265A 2017-07-20 2021-08-04 current sensor Active JP7132409B2 (en)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017141038 2017-07-20
JP2017141038 2017-07-20
JP2018064451A JP6926019B2 (en) 2017-07-20 2018-03-29 Current sensor

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2018064451A Division JP6926019B2 (en) 2017-07-20 2018-03-29 Current sensor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021170041A JP2021170041A (en) 2021-10-28
JP7132409B2 true JP7132409B2 (en) 2022-09-06

Family

ID=65355685

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2018064451A Active JP6926019B2 (en) 2017-07-20 2018-03-29 Current sensor
JP2021128265A Active JP7132409B2 (en) 2017-07-20 2021-08-04 current sensor

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2018064451A Active JP6926019B2 (en) 2017-07-20 2018-03-29 Current sensor

Country Status (1)

Country Link
JP (2) JP6926019B2 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023146957A (en) * 2022-03-29 2023-10-12 株式会社トーキン Electric current sensor device

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002037512A1 (en) 2000-11-03 2002-05-10 Edel Thomas G Method and apparatus for controlling the magnetization of current transformers and other magnetic bodies
JP2015129671A (en) 2014-01-07 2015-07-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Current detection device
WO2015194112A1 (en) 2014-06-18 2015-12-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Current detection device
JP2016194483A (en) 2015-04-01 2016-11-17 富士電機機器制御株式会社 Current detection device
JP2016206054A (en) 2015-04-24 2016-12-08 三菱電機株式会社 Electric leakage detection device and electric leakage detection method
JP6094817B2 (en) 2013-11-11 2017-03-15 トヨタ自動車株式会社 Method for producing non-aqueous electrolyte secondary battery
JP2017125722A (en) 2016-01-13 2017-07-20 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Current detection device

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0694817A (en) * 1992-09-10 1994-04-08 Mitsubishi Electric Corp Self-energized magnetic sensor

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002037512A1 (en) 2000-11-03 2002-05-10 Edel Thomas G Method and apparatus for controlling the magnetization of current transformers and other magnetic bodies
JP6094817B2 (en) 2013-11-11 2017-03-15 トヨタ自動車株式会社 Method for producing non-aqueous electrolyte secondary battery
JP2015129671A (en) 2014-01-07 2015-07-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Current detection device
WO2015194112A1 (en) 2014-06-18 2015-12-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Current detection device
JP2016194483A (en) 2015-04-01 2016-11-17 富士電機機器制御株式会社 Current detection device
JP2016206054A (en) 2015-04-24 2016-12-08 三菱電機株式会社 Electric leakage detection device and electric leakage detection method
JP2017125722A (en) 2016-01-13 2017-07-20 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Current detection device

Also Published As

Publication number Publication date
JP2019020384A (en) 2019-02-07
JP2021170041A (en) 2021-10-28
JP6926019B2 (en) 2021-08-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11733317B2 (en) Bipolar chopping for 1/f noise and offset reduction in magnetic field sensors
JP6045125B2 (en) Separate type current / voltage, voltage / voltage converter
JP6276190B2 (en) Magnetic field sensor
JP5625525B2 (en) Current detector
JP6484217B2 (en) Low power magnetoresistive switch sensor
JP2013178205A (en) Current detection device
JP6697745B2 (en) DC leakage detector, leakage detector
JP7132409B2 (en) current sensor
JP2006170968A (en) Electromagnetic flowmeter
KR101307104B1 (en) Driver circuit of single-phase brushless motor
EP0445921B1 (en) DC current monitor
JP2007212292A (en) Magnetic detection device
JP6070460B2 (en) Current detection circuit and magnetic detection device including the same
JP2018200242A (en) Current sensor
JP2014033501A (en) Switching power supply
US10823789B2 (en) Fast-switching driver circuit for an inductive load
US6218831B1 (en) Low power fluxgate circuit with current balance
JP4800557B2 (en) Circuit arrangement for forming square wave pulses
CN210072628U (en) MST driver
JP2022123748A (en) Current detection device
JP2002181908A (en) Magnetic field sensor
JP2012063205A (en) Magnetic sensor
JP2007048846A (en) Reluctance element circuit
JP5234336B2 (en) Electromagnetic flow meter
JP6927014B2 (en) Current sensor

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20210825

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20210825

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20220803

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20220825

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7132409

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150