JP2019020384A - Current sensor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な自励発振型の電流センサに関する。 The present invention relates to a self-excited oscillation type current sensor capable of detecting a leakage current flowing through an external conductor.
特許文献1には、このタイプの電流センサが開示されている。特許文献2には、自励発振型の磁気センサが開示されており、特許文献3には、特許文献2とは異なるタイプの磁気センサが開示されている。
特許文献1の図3に開示されたアース漏洩検出システムは、一次巻線(外部導体)を流れる漏洩電流を、磁気マルチバイブレータを使用して検出する電流センサである。磁気マルチバイブレータは、2つのスイッチ列を備えたHブリッジ回路(駆動回路)と、鉄芯(磁気コア)と、二次巻線(検出コイル)と、検出抵抗とを備えている。検出コイル及び検出抵抗は、2つのスイッチ列の中点(駆動部)の間に、直列に接続されている。駆動回路は、磁気コアに巻回された検出コイルを駆動し、これにより検出コイルに励磁電流が流れる。検出抵抗の両端を差動増幅器に接続して差動増幅器の出力を測定することで漏洩電流を検出できる。
The ground leakage detection system disclosed in FIG. 3 of
特許文献2の図4に開示された自励式磁気センサ(磁気センサ)は、磁場の大きさや向きを、自励発振回路を使用して検出する磁気センサである。磁気センサの自励発振回路は、2つのスイッチ列を備えた駆動回路からなる。駆動回路には、2つのスイッチ列に夫々対応する2つの検出抵抗が設けられている。検出抵抗の夫々は、対応するスイッチ列の接続点とグランドとの間に接続されている。駆動回路は、2つの接続点における電位に応じて発振する。 The self-excited magnetic sensor (magnetic sensor) disclosed in FIG. 4 of Patent Document 2 is a magnetic sensor that detects the magnitude and direction of a magnetic field using a self-excited oscillation circuit. The self-excited oscillation circuit of the magnetic sensor is composed of a drive circuit having two switch rows. The drive circuit is provided with two detection resistors respectively corresponding to the two switch rows. Each of the detection resistors is connected between the connection point of the corresponding switch row and the ground. The drive circuit oscillates according to the potential at the two connection points.
特許文献3のフラックスゲート磁界センサ(磁気センサ)は、磁場の大きさや向きを、駆動回路を使用して検出する磁気センサである。駆動回路は、磁性体(磁気コア)に巻回された検知コイル(検出コイル)を駆動し、これにより検出コイルに励磁電流が流れる。特許文献3の磁気センサは、駆動回路に加えて、駆動回路を発振させる発振器を備えている。発振器は、励磁電流による磁気コアの励磁とは独立に動作する。 The fluxgate magnetic field sensor (magnetic sensor) of Patent Document 3 is a magnetic sensor that detects the magnitude and direction of a magnetic field using a drive circuit. The drive circuit drives a detection coil (detection coil) wound around a magnetic body (magnetic core), whereby an excitation current flows through the detection coil. The magnetic sensor of Patent Document 3 includes an oscillator that oscillates the drive circuit in addition to the drive circuit. The oscillator operates independently of the excitation of the magnetic core by the excitation current.
特許文献1の電流センサに特許文献2の回路構造を適用することで、新たな電流センサが得られる。例えば、新たな電流センサは、駆動部を夫々有する2つのスイッチ列と、スイッチ列に夫々対応する2つの検出抵抗を備えている。検出抵抗の夫々は、対応するスイッチ列の接続点とグランドとの間に接続される。検出コイルは、2つの駆動部の間に接続されて駆動される。
By applying the circuit structure of Patent Document 2 to the current sensor of
上述のように構成された2つのスイッチ列は、2つの検出抵抗の抵抗値の相違等により、非対称な特性を有するおそれがある。この場合、接続点における電位にオフセットが生じる。特許文献3によれば、発振器によって励磁電流が流れる方向を周期的に反転させることで、2つのスイッチ列の特性の非対称性に起因するオフセットの発生を防止できる。しかしながら、特許文献3の技術は、特許文献1の自励発振型の電流センサに適用できない。
The two switch arrays configured as described above may have asymmetric characteristics due to differences in resistance values of the two detection resistors. In this case, an offset occurs in the potential at the connection point. According to Patent Document 3, it is possible to prevent the occurrence of an offset due to the asymmetry of the characteristics of the two switch arrays by periodically inverting the direction in which the excitation current flows by the oscillator. However, the technique of Patent Document 3 cannot be applied to the self-excited oscillation type current sensor of
そこで、本発明は、自励発振型の電流センサであって、オフセットを抑制可能な新たな構造を有する電流センサを提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a current sensor that is a self-oscillation type current sensor and has a new structure capable of suppressing offset.
本発明は、第1の電流センサとして、
外部導体を流れる漏洩電流を検出可能な自励発振型の電流センサであって、
前記電流センサは、磁気コアと、検出コイルと、駆動回路と、駆動スイッチ回路と、検出抵抗回路と、信号生成回路と、検出回路とを備えており、
前記磁気コアは、前記外部導体を囲むように配置可能であり、
前記検出コイルは、前記磁気コアに巻回されたコイル本体と、前記コイル本体の両端から夫々引き出された2つの端子とを有しており、
前記駆動回路は、2つの駆動部と、接続部とを有しており、
前記駆動スイッチ回路は、前記検出コイルの前記2つの端子と、前記駆動回路の前記2つの駆動部との間に接続されており、
前記検出抵抗回路は、前記駆動回路の前記接続部と、固定電位との間に接続されており、
前記検出コイルには、安定した発振状態において所定周波数の励磁電流が流れ、
前記励磁電流の少なくとも一部は、前記検出コイルから前記接続部を経由して前記固定電位まで流れ、
前記信号生成回路は、前記励磁電流の変化に応じて、切替信号及び反転信号を生成し、
前記切替信号及び前記反転信号の夫々は、前記所定周波数の1/2の周波数を有しており、且つ、前記切替信号及び前記反転信号は、互いに90度ずれた位相を有しており、
前記駆動回路は、前記反転信号に応じて、前記2つの駆動部の間の電位を反転させ、
前記駆動スイッチ回路は、前記切替信号に応じて、前記駆動回路の前記駆動部と前記検出コイルの前記端子との間の接続関係を切り替え、
前記検出回路は、前記駆動回路の前記接続部に接続されており、
前記検出回路は、出力端を有しており、前記切替信号を使用して前記漏洩電流に応じた出力信号を生成し、生成した前記出力信号を、前記出力端から出力する
電流センサを提供する。
The present invention provides a first current sensor as
A self-excited oscillation type current sensor capable of detecting a leakage current flowing through an outer conductor,
The current sensor includes a magnetic core, a detection coil, a drive circuit, a drive switch circuit, a detection resistor circuit, a signal generation circuit, and a detection circuit,
The magnetic core can be arranged to surround the outer conductor;
The detection coil has a coil body wound around the magnetic core, and two terminals respectively drawn from both ends of the coil body.
The drive circuit has two drive units and a connection unit,
The drive switch circuit is connected between the two terminals of the detection coil and the two drive units of the drive circuit,
The detection resistor circuit is connected between the connection portion of the drive circuit and a fixed potential,
An excitation current of a predetermined frequency flows in the detection coil in a stable oscillation state,
At least a part of the exciting current flows from the detection coil to the fixed potential via the connection part,
The signal generation circuit generates a switching signal and an inverted signal according to the change in the excitation current,
Each of the switching signal and the inverted signal has a frequency that is 1/2 of the predetermined frequency, and the switching signal and the inverted signal have a phase shifted by 90 degrees from each other,
The drive circuit inverts the potential between the two drive units according to the inversion signal,
The drive switch circuit switches a connection relationship between the drive unit of the drive circuit and the terminal of the detection coil according to the switching signal,
The detection circuit is connected to the connection portion of the drive circuit;
The detection circuit has an output end, generates an output signal corresponding to the leakage current using the switching signal, and provides a current sensor that outputs the generated output signal from the output end .
また、本発明は、第2の電流センサとして、第1の電流センサであって、
前記接続部は、2つの接続点を有しており、
前記検出抵抗回路は、前記接続点に夫々対応する2つの検出抵抗を有しており、
前記検出抵抗の夫々は、対応する前記接続点と、前記固定電位との間に接続されており、
前記検出回路は、2つの入力端を有しており、
前記検出回路の前記2つの入力端は、前記駆動回路の前記2つの接続点に夫々接続されており、
前記検出回路は、前記切替信号に応じて、前記2つの入力端と前記出力端との間の接続関係を切り替える
電流センサを提供する。
Moreover, this invention is a 1st current sensor as a 2nd current sensor,
The connection portion has two connection points,
The detection resistor circuit has two detection resistors respectively corresponding to the connection points;
Each of the detection resistors is connected between the corresponding connection point and the fixed potential,
The detection circuit has two inputs,
The two input ends of the detection circuit are respectively connected to the two connection points of the drive circuit,
The detection circuit provides a current sensor that switches a connection relationship between the two input terminals and the output terminal in accordance with the switching signal.
また、本発明は、第3の電流センサとして、第1の電流センサであって、
前記接続部は、1つの接続点を有しており、
前記検出抵抗回路は、1つの検出抵抗を有しており、
前記検出抵抗は、前記接続点と、前記固定電位との間に接続されており、
前記検出回路は、1つの入力端を有しており、
前記検出回路の前記入力端は、前記駆動回路の前記接続点に接続されている
電流センサを提供する。
Moreover, this invention is a 1st current sensor as a 3rd current sensor,
The connecting portion has one connecting point;
The detection resistor circuit has one detection resistor,
The detection resistor is connected between the connection point and the fixed potential,
The detection circuit has one input terminal,
The input end of the detection circuit provides a current sensor connected to the connection point of the drive circuit.
また、本発明は、第4の電流センサとして、第1から第3までのいずれかの電流センサであって、
前記固定電位は、グランド電位である
電流センサを提供する。
Further, the present invention is any one of the first to third current sensors as the fourth current sensor,
The fixed potential provides a current sensor that is a ground potential.
また、本発明は、第5の電流センサとして、第1から第4までのいずれかの電流センサであって、
前記駆動回路は、2つのスイッチ列を有するHブリッジ回路を備えており、
前記2つのスイッチ列は、前記駆動回路の前記2つの駆動部に夫々対応しており、
前記駆動部の夫々は、対応する前記スイッチ列の中点であり、
前記駆動スイッチ回路は、前記2つの中点の間に接続されている
電流センサを提供する。
Further, the present invention is any one of the first to fourth current sensors as the fifth current sensor,
The drive circuit includes an H-bridge circuit having two switch rows,
The two switch rows correspond to the two drive units of the drive circuit,
Each of the drive units is a midpoint of the corresponding switch row,
The drive switch circuit provides a current sensor connected between the two midpoints.
また、本発明は、第6の電流センサとして、第5の電流センサであって、
前記駆動回路は、ドライブ回路を備えており、
前記スイッチ列の夫々は、2つのスイッチを有しており、
前記ドライブ回路は、前記反転信号に応じて、前記スイッチの夫々のオンオフ状態を切り替える
電流センサを提供する。
Moreover, this invention is a 5th current sensor as a 6th current sensor,
The drive circuit includes a drive circuit,
Each of the switch rows has two switches,
The drive circuit provides a current sensor that switches each on / off state of the switch according to the inverted signal.
また、本発明は、第7の電流センサとして、第1から第6までのいずれかの電流センサであって、
前記信号生成回路は、前記接続部に接続されており、前記接続部における前記励磁電流の変化に応じて、前記切替信号及び前記反転信号を生成する
電流センサを提供する。
Further, the present invention is any one of the first to sixth current sensors as the seventh current sensor,
The signal generation circuit is connected to the connection unit, and provides a current sensor that generates the switching signal and the inverted signal according to a change in the excitation current in the connection unit.
本発明によれば、駆動回路は、励磁電流の1/2の周波数を有する反転信号に応じて、2つの駆動部の間の電位を反転させる。また、駆動回路の2つの駆動部と検出コイルの2つの端子との間の接続関係は、励磁電流の1/2の周波数を有し且つ反転信号と90度ずれた位相を有する切替信号に応じて、切り替わる。この構造により、励磁電流の連続する2周期において、2つの駆動部の間の電位と、検出コイルを流れる励磁電流の方向との間の組み合わせが4通りに変化する。この結果、励磁電流の連続する2周期においてオフセットが相殺される。即ち、本発明によれば、オフセットを抑制可能な新たな構造を有する電流センサが得られる。 According to the present invention, the drive circuit inverts the potential between the two drive units in response to the inversion signal having a frequency that is ½ of the excitation current. In addition, the connection relationship between the two drive units of the drive circuit and the two terminals of the detection coil corresponds to a switching signal having a frequency that is 1/2 the excitation current and having a phase that is 90 degrees shifted from the inverted signal. Switch. With this structure, the combination between the potential between the two drive units and the direction of the excitation current flowing through the detection coil changes in four ways in two consecutive periods of the excitation current. As a result, the offset is canceled in two consecutive periods of the excitation current. That is, according to the present invention, a current sensor having a new structure capable of suppressing offset can be obtained.
図1を参照すると、本発明の実施の形態による電流センサ10は、外部導体80からの地絡や漏電に起因して外部導体80に流れる直流電流(漏洩電流Id)を検出するための自励発振型の装置である。
Referring to FIG. 1, the
外部導体80を流れる漏洩電流Idは、従来から知られているように、様々な方法によって検出できる。本実施の形態による電流センサ10は、磁気比例型フラックスゲート型の直流センサであり、後述する方法によって漏洩電流Idを検出できる。本実施の形態によれば、外部導体80は、1本の導電線のみから構成されていてもよいし、2本以上の導電線から構成されていてもよい。
The leakage current Id flowing through the
以下、電流センサ10の基本的な回路構造及び機能について説明する。
Hereinafter, the basic circuit structure and function of the
図1に示されるように、電流センサ10は、電源12と、グランド部18と、磁気マルチバイブレータ20と、検出抵抗回路40と、信号生成回路50と、検出回路60とを備えている。電流センサ10の磁気マルチバイブレータ20は、磁気コア22と、駆動回路24と、駆動スイッチ回路26と、検出コイル28とを備えている。
As shown in FIG. 1, the
電源12は、電源電位(固定電位)Vppに固定されており、グランド部18は、グランド電位(固定電位)GNDに固定されている。電源12は、駆動回路24に電源電流Ippを供給し、電源電流Ippは、グランド部18にグランドされる。
The
駆動回路24は、2つの駆動部248を有している。駆動回路24の2つの駆動部248の間には、電源電流Ippに起因して駆動電圧Vexが生じる。駆動部248は、駆動電圧Vexによって駆動スイッチ回路26を介して検出コイル28を駆動し、これにより検出コイル28には、励磁電流Iexが流れる。
The
検出コイル28は、例えば絶縁体によって被覆された導電線である。検出コイル28は、コイル本体282と、2つの端子288とを有している。コイル本体282は、磁気コア22に巻回されている。2つの端子288は、コイル本体282の両端から夫々引き出されている。本実施の形態において、端子288の夫々は、コイル本体282を形成する導電線の端部である。即ち、端子288の夫々は、コイル本体282と一体に形成されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、端子288の夫々は、コイル本体282とは別体の部材であってもよい。この場合、端子288の夫々は、コイル本体282に半田付けや溶着等の方法で接続されていてもよい。
The
本実施の形態の磁気コア22は、パーマロイ,コバルト基アモルファス,ナノ結晶合金等の高い角形比および低い飽和磁束密度を有する軟磁性材料からなる。即ち、磁気コア22は、励磁電流Iexによって磁気飽和し易い。本実施の形態の磁気コア22は、トロイダル形状に形成されており、中心孔を有している。外部導体80は、電流センサ10の使用時に、磁気コア22の中心孔を通過している。但し、本発明は、これに限られず、磁気コア22は、外部導体80が延びる方向と直交する平面において外部導体80を囲むように配置可能である限り、様々な形状に形成可能である。
The
後述するように、電流センサ10が安定的に動作しているとき、磁気コア22は、励磁電流Iexによって周期的に磁気飽和する。磁気コア22の磁気飽和に起因して、検出コイル28を流れる励磁電流Iexの向きが周期的に反転する。換言すれば、安定した発振状態において、検出コイル28には、電源電流Ippに応じて所定周波数の励磁電流Iexが流れる。即ち、電流センサ10は、自励発振する。
As will be described later, when the
駆動回路24は、接続部30を有している。検出抵抗回路40は、駆動回路24の接続部30と、固定電位GNDとの間に接続されている。即ち、検出抵抗回路40が接続された固定電位は、グランド電位GNDである。検出コイル28を流れる励磁電流Iexの少なくとも一部は、検出コイル28から接続部30及び検出抵抗回路40を経由して固定電位GNDまで流れる。このとき、接続部30には、励磁電流Iexに起因する電圧信号が生じる。
The
検出回路60は、駆動回路24の接続部30に接続されている。接続部30に生じた電圧信号は、検出回路60に入力される。検出回路60は、出力端602を有している。検出回路60は、漏洩電流Idに応じた出力信号Voを出力端602から出力する。出力信号Voによって、外部導体80を流れる漏洩電流Idを検出できる。
The
以下、電流センサ10における自励発振の基本的な仕組みについて説明する。
Hereinafter, a basic mechanism of self-excited oscillation in the
図1及び図4を参照すると、励磁電流Iexは、磁気コア22の磁気飽和に応じて周期的に変化する。励磁電流Iexの変化は、例えば、接続部30において検出できる。信号生成回路50は、励磁電流Iexの変化に応じて、切替信号CKc及び反転信号CKrを生成する。切替信号CKc及び反転信号CKrの夫々は、クロック信号であり、励磁電流Iexの所定周波数の1/2の周波数を有している。また、切替信号CKc及び反転信号CKrは、互いに90度ずれた位相を有している。
Referring to FIGS. 1 and 4, the excitation current Iex periodically changes according to the magnetic saturation of the
図1に示されるように、信号生成回路50が生成した反転信号CKrは、駆動回路24に印加される。駆動回路24は、反転信号CKrに応じて、2つの駆動部248の間の電位を周期的に反転させる。信号生成回路50が生成した切替信号CKcは、駆動スイッチ回路26に印加される。駆動スイッチ回路26は、検出コイル28の2つの端子288と、駆動回路24の2つの駆動部248との間に接続されている。駆動スイッチ回路26は、切替信号CKcに応じて、駆動回路24の駆動部248と検出コイル28の端子288との間の接続関係を周期的に切り替える。上述の駆動回路24及び駆動スイッチ回路26の周期的な動作により、検出コイル28を流れる励磁電流Iexの向きが周期的に反転する。即ち、電流センサ10は、自励発振する。
As shown in FIG. 1, the inverted signal CKr generated by the
信号生成回路50が生成した切替信号CKcは、駆動スイッチ回路26に加えて、検出回路60に印加される。検出回路60は、切替信号CKcを使用して出力信号Voを生成する。
The switching signal CKc generated by the
以下、本実施の形態による磁気マルチバイブレータ20、検出抵抗回路40及び信号生成回路50の回路構造及び機能について詳細に説明する。
Hereinafter, the circuit structures and functions of the
図2を参照すると、本実施の形態の駆動回路24は、Hブリッジ回路240を備えている。本実施の形態によれば、検出コイル28は、駆動スイッチ回路26を経由して、Hブリッジ回路240に接続されており、電流センサ10の使用時に、Hブリッジ回路240によって周期的に駆動される。但し、本発明は、これに限られない。例えば、検出コイル28は、Hブリッジ回路240と異なる回路によって駆動してもよい。
Referring to FIG. 2, the
Hブリッジ回路240は、第1スイッチ列242及び第2スイッチ列244からなる2つのスイッチ列242,244を有している。第1スイッチ列242及び第2スイッチ列244は、互いに同じ回路構造を有している。より具体的には、スイッチ列242,244の夫々は、第1スイッチSW1及び第2スイッチSW2からなる2つのスイッチSW1,SW2を有している。2つのスイッチSW1,SW2は、中点248において互いに直列に接続されている。
The H-
本実施の形態において、合計4つのスイッチSW1,SW2の夫々は、MOSトランジスタ(MOSFET:metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)であり、ゲートGTに印加された電圧とゲートGTの閾値との間の大小関係に応じて、ソース−ドレイン間を導通状態(オン状態)及び非導通状態(オフ状態)のいずれか一方の状態(オンオフ状態)に切り替える。スイッチ列242,244の夫々において、第1スイッチSW1は、PチャネルのMOSトランジスタであり、第2スイッチSW2は、NチャネルのMOSトランジスタである。スイッチ列242,244の夫々において、第1スイッチSW1のゲートGT及び第2スイッチSW2のゲートGTに同電位の電圧を印加すると、第1スイッチSW1及び第2スイッチSW2は、互いに反対のオンオフ状態をとる。 In the present embodiment, each of the total of four switches SW1 and SW2 is a MOS transistor (MOSFET: metal-oxide-semiconductor field-effect transistor), and is between the voltage applied to the gate GT and the threshold value of the gate GT. The source and drain are switched between the conductive state (on state) and the non-conductive state (off state) (on / off state) according to the magnitude relationship. In each of the switch trains 242 and 244, the first switch SW1 is a P-channel MOS transistor, and the second switch SW2 is an N-channel MOS transistor. When the same voltage is applied to the gate GT of the first switch SW1 and the gate GT of the second switch SW2 in each of the switch trains 242, 244, the first switch SW1 and the second switch SW2 are turned on and off opposite to each other. Take.
本実施の形態によれば、スイッチSW1,SW2の夫々がMOSトランジスタであるため、簡単な回路構成によって、スイッチSW1,SW2のオンオフ状態を切り替えることができる。但し、本発明は、これに限られない。スイッチSW1,SW2のオンオフ状態を、オン状態およびオフ状態の間で上述のように切り替え可能な限り、スイッチSW1,SW2は、どのような電子部品であってもよい。 According to the present embodiment, since each of the switches SW1 and SW2 is a MOS transistor, the on / off state of the switches SW1 and SW2 can be switched with a simple circuit configuration. However, the present invention is not limited to this. As long as the on / off state of the switches SW1, SW2 can be switched between the on state and the off state as described above, the switches SW1, SW2 may be any electronic component.
本実施の形態の駆動回路24は、Hブリッジ回路240に加えて、ドライブ回路250を備えている。ドライブ回路250は、電流センサ10の使用時に、信号生成回路50から反転信号CKrを受ける。ドライブ回路250は、反転信号CKrから、第1制御信号CK1と第2制御信号CK2とを生成する。第1制御信号CK1及び第2制御信号CK2の夫々は、反転信号CKrと同じ周期のクロック信号である。但し、第1制御信号CK1と第2制御信号CK2とは、互いに逆の位相を有している。第1制御信号CK1の電位がゲートGTの閾値よりも高いとき、第2制御信号CK2の電位は、ゲートGTの閾値よりも低く、第1制御信号CK1の電位がゲートGTの閾値よりも低いとき、第2制御信号CK2の電位は、ゲートGTの閾値よりも高い。
The
ドライブ回路250は、第1制御信号CK1を、第1スイッチ列242のスイッチSW1,SW2のゲートGTに印加し、第2制御信号CK2を、第2スイッチ列244のスイッチSW1,SW2のゲートGTに印加する。これにより、第1スイッチ列242の第1スイッチSW1及び第2スイッチ列244の第1スイッチSW1は、互いに反対のオンオフ状態をとる。同様に、第1スイッチ列242の第2スイッチSW2及び第2スイッチ列244の第2スイッチSW2は、互いに反対のオンオフ状態をとる。
The
上述のように、本実施の形態において、ドライブ回路250は、反転信号CKrに応じて、スイッチSW1,SW2の夫々のオンオフ状態を切り替える。但し、本発明は、これに限られない。例えば、駆動回路24は、第1制御信号CK1及び第2制御信号CK2を信号生成回路50から直接受けてもよい。即ち、スイッチSW1,SW2の夫々のオンオフ状態を、ドライブ回路250を設けずに切り替えてもよい。
As described above, in the present embodiment, the
本実施の形態によれば、2つのスイッチ列242,244の中点248が、2つの駆動部248として夫々機能する。換言すれば、2つのスイッチ列242,244は、駆動回路24の2つの駆動部248に夫々対応しており、駆動部248の夫々は、対応するスイッチ列242,244の中点248である。また、駆動スイッチ回路26は、駆動部248として夫々機能する2つの中点248の間に接続されている。即ち、検出コイル28は、駆動スイッチ回路26を介して、Hブリッジ回路240の2つのスイッチ列242,244の中点248の間に接続されている。但し、本発明は、これに限られず、駆動部248は、駆動回路24の回路構造に応じて設ければよい。
According to the present embodiment, the
図2を参照すると、駆動回路24の接続部30は、第1接続点32及び第2接続点34からなる2つの接続点32,34を有している。第1接続点32は、第2スイッチ列244の端部であり、電源12に接続された端部と反対側に位置している。第2接続点34は、第1スイッチ列242の端部であり、電源12に接続された端部と反対側に位置している。
Referring to FIG. 2, the
検出抵抗回路40は、第1検出抵抗RD1及び第2検出抵抗RD2からなる2つの検出抵抗RD1,RD2を有している。第1検出抵抗RD1及び第2検出抵抗RD2は、互いに同じ抵抗値を有する固定抵抗器である。第1検出抵抗RD1及び第2検出抵抗RD2は、第1接続点32及び第2接続点34に夫々対応している。より具体的には、第1検出抵抗RD1は、一端において第1接続点32に接続されており、他端において固定電位GNDに接続されている。第2検出抵抗RD2は、一端において第2接続点34に接続されており、他端において固定電位GNDに接続されている。
The
上述したように、本実施の形態において、検出抵抗RD1,RD2の夫々は、駆動回路24の対応する接続点32,34と、固定電位GNDとの間に接続されている。但し、本発明は、これに限られない。検出抵抗回路40の回路構造や検出抵抗回路40と駆動回路24との間の接続方法は、後述するように様々に変形可能である。
As described above, in the present embodiment, each of the detection resistors RD1 and RD2 is connected between the corresponding connection points 32 and 34 of the
スイッチ列242,244の夫々は、一端において電源12に接続されており、他端において検出抵抗回路40を介してグランド部18に接続されている。このように接続された電源12は、電流センサ10の使用時に、スイッチ列242,244の夫々に電源電流Ippを供給する。本実施の形態において、2つのスイッチ列242,244は、共通の電源12に、並列に接続されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、2つのスイッチ列242,244は、同じ電源電流Ippを供給する2つの電源12に夫々接続されていてもよい。
Each of the switch trains 242 and 244 is connected to the
前述したように、スイッチ列242,244の夫々において、第1スイッチSW1がオン状態になると、第2スイッチSW2はオフ状態になり、且つ、第1スイッチSW1がオフ状態になると、第2スイッチSW2はオン状態になる。このオンオフ状態の遷移により、電流センサ10の使用時に、第1経路EP1及び第2経路EP2からなる2つの電気経路が形成される。
As described above, in each of the switch trains 242 and 244, when the first switch SW1 is turned on, the second switch SW2 is turned off, and when the first switch SW1 is turned off, the second switch SW2 is turned on. Turns on. Due to the transition of the on / off state, when the
第1経路EP1は、電源12から、第1スイッチ列242の第1スイッチSW1、第1スイッチ列242の駆動部248、駆動スイッチ回路26、検出コイル28、第2スイッチ列244の駆動部248、第2スイッチ列244の第2スイッチSW2及び第1検出抵抗RD1を順次経由してグランド部18に至る電気経路である。第2経路EP2は、電源12から、第2スイッチ列244の第1スイッチSW1、第2スイッチ列244の駆動部248、駆動スイッチ回路26、検出コイル28、第1スイッチ列242の駆動部248、第1スイッチ列242の第2スイッチSW2及び第2検出抵抗RD2を順次経由してグランド部18に至る電気経路である。
The first path EP1 includes the first switch SW1 of the
電流センサ10が使用される際、磁気マルチバイブレータ20は、短時間の不安定な動作状態を経て、安定した発振状態をとる。安定した発振状態において、電源12は、第1経路EP1及び第2経路EP2の夫々に対して、磁気コア22が磁気飽和する程度に十分に大きな電源電流Ippを交互に周期的に供給する。
When the
第1経路EP1に供給された電源電流Ippは、第1スイッチ列242の駆動部248から、第2スイッチ列244の駆動部248まで、検出コイル28を経由して流れる。このとき、検出コイル28には、電源電流Ippに起因する励磁電流Iexが流れる。第2経路EP2に供給された電源電流Ippは、第2スイッチ列244の駆動部248から、第1スイッチ列242の駆動部248まで、検出コイル28を経由して流れる。このときにも、検出コイル28には、電源電流Ippに起因する励磁電流Iexが流れる。
The power supply current Ipp supplied to the first path EP1 flows from the
電源電流Ippが第1経路EP1に供給されているとき、検出コイル28を流れた励磁電流Iexは、第1接続点32及び第1検出抵抗RD1を経由して固定電位GNDまで流れる。このとき、第1検出抵抗RD1によって、第1接続点32に電圧信号である第1検出信号Vs1が生じる。電源電流Ippが第2経路EP2に供給されているとき、検出コイル28を流れた励磁電流Iexは、第2接続点34及び第2検出抵抗RD2を経由して固定電位GNDまで流れる。このとき、第2検出抵抗RD2によって、第2接続点34に電圧信号である第2検出信号Vs2が生じる。即ち、検出抵抗回路40の第1検出抵抗RD1及び第2検出抵抗RD2は、検出コイル28に流れる励磁電流Iexを、第1検出信号Vs1及び第2検出信号Vs2に夫々変換する。
When the power supply current Ipp is supplied to the first path EP1, the excitation current Iex that flows through the
励磁電流Iexは、第1接続点32及び第2接続点34を交互に周期的に流れる。図4を参照すると、励磁電流Iexは、磁気コア22の磁気飽和に起因して、その1周期において正方向及び負方向に夫々1回(合計2回)増大する。図3及び図4を参照すると、励磁電流Iexが増大する度に(即ち、磁気コア22が磁気飽和する度に)、第1検出信号Vs1の電位又は第2検出信号Vs2の電位は、所定の閾値を超えて一時的に高くなる。
The exciting current Iex periodically and alternately flows through the
図3及び図4を参照すると、信号生成回路50は、2つのパルス発生部52と、3つのクロック信号発生部54,56,58とを有している。パルス発生部52は、接続部30の第1接続点32及び第2接続点34に夫々接続されている。パルス発生部52の一方は、第1検出信号Vs1の電位が所定の閾値を超えて高くなったときにパルス(a)を生成する。パルス発生部52の他方は、第2検出信号Vs2の電位が所定の閾値を超えて高くなったときにパルス(a)を生成する。このため、2つのパルス発生部52によって生成されるパルス(a)は、励磁電流Iexの2倍の周波数を有している。
Referring to FIGS. 3 and 4, the
クロック信号発生部54は、パルス(a)を1/2分周することで、クロック信号である一次信号(CKt)を生成する。クロック信号発生部56は、一次信号(CKt)を、一次信号(CKt)の立ち上がりで1/2分周することで、クロック信号である切替信号CKcを生成する。クロック信号発生部58は、一次信号(CKt)を、一次信号(CKt)の立ち下がりで1/2分周することで、クロック信号である反転信号CKrを生成する。
The
切替信号CKc及び反転信号CKrの夫々は、高電位の状態と低電位の状態とを、磁気コア22が磁気飽和する時間間隔の4倍の周期で繰り返す。また、前述したように、切替信号CKc及び反転信号CKrは、互いに90度ずれた位相を有している。即ち、クロック信号発生部54は、磁気コア22の磁気飽和を検出して、切替信号CKcの極性及び反転信号CKrの極性を、互いに90度ずれたタイミングで反転させる。
Each of the switching signal CKc and the inverted signal CKr repeats a high potential state and a low potential state at a period four times the time interval at which the
本実施の形態の信号生成回路50は、接続部30に接続されており、接続部30における励磁電流Iexの変化に応じて、切替信号CKc及び反転信号CKrを生成する。但し、本発明は、これに限られない。信号生成回路50は、励磁電流Iexの変化に応じて切替信号CKc及び反転信号CKrを生成できる限り、どのような回路構造を有していてもよく、且つ、駆動回路24とどのように接続されていてもよい。
The
図5を参照すると、駆動スイッチ回路26は、2つの入力端262,264と、2つの出力端266,268と、2つのスイッチSWSと、2つのスイッチSWCとを有している。入力端262は、第1スイッチ列242の駆動部248に接続されており、入力端264は、第2スイッチ列244の駆動部248に接続されている。出力端266は、検出コイル28の端子288の一方に接続されており、出力端268は、検出コイル28の端子288の他方に接続されている。
Referring to FIG. 5, the
駆動スイッチ回路26において、入力端262は、スイッチSWSを介して出力端266に接続されており、スイッチSWCを介して出力端268に接続されている。一方、入力端264は、スイッチSWCを介して出力端266に接続されており、スイッチSWSを介して出力端268に接続されている。
In the
駆動スイッチ回路26は、電流センサ10の使用時に、信号生成回路50から切替信号CKcを受ける。スイッチSWS及びスイッチSWCの夫々は、切替信号CKcに応じて、導通状態(オン状態)及び非導通状態(オフ状態)のいずれか一方の状態(オンオフ状態)をとる。また、スイッチSWS及びスイッチSWCは、互いに反対のオンオフ状態をとる。2つのスイッチSWSがオン状態にあるとき、入力端262と出力端266との間が導通し、且つ、入力端264と出力端268との間が導通する。2つのスイッチSWCがオン状態にあるとき、入力端262と出力端268との間が導通し、且つ、入力端264と出力端266との間が導通する。
The
以上の説明から理解されるように、駆動スイッチ回路26は、2つのスイッチSWSをオン状態にすることで、第1スイッチ列242の駆動部248を、出力端266に接続された端子288と導通させ、且つ、第2スイッチ列244の駆動部248を、出力端268に接続された端子288と導通させる。駆動スイッチ回路26は、2つのスイッチSWCをオン状態にすることで、第1スイッチ列242の駆動部248を、出力端268に接続された端子288と導通させ、且つ、第2スイッチ列244の駆動部248を、出力端266に接続された端子288と導通させる。
As understood from the above description, the
駆動スイッチ回路26を上述のように機能させるためには、例えば、スイッチSWS及びスイッチSWCの一方をPチャネルのMOSトランジスタから形成し、他方をNチャネルのMOSトランジスタから形成すればよい。但し、本発明は、これに限られず、駆動スイッチ回路26は、様々な回路から形成できる。
In order for the
以下、安定した発振状態における磁気マルチバイブレータ20及び信号生成回路50の動作について説明する。
Hereinafter, operations of the
図2及び図4を参照すると、安定した発振状態における所定のタイミングにおいて、電源12は、第1経路EP1に電源電流Ippを供給している。図5を併せて参照すると、この所定のタイミングにおいて、駆動スイッチ回路26のスイッチSWSは、オン状態にある。このときの磁気マルチバイブレータ20の状態を「第1状態」という。第1状態における励磁電流Iexは、図2の下方向に流れる。図4における励磁電流Iexのグラフは、このときの励磁電流Iexを正電流として示している。
2 and 4, the
第1状態において、磁気コア22は、時間の経過に伴って磁気飽和する。磁気コア22が磁気飽和すると、励磁電流Iexは、プラス方向に急激に増大し、第1接続点32の第1検出信号Vs1の電位が上がる。この結果、第1接続点32に接続されたパルス発生部52は、パルス(a)を生成する。クロック信号発生部56は、このパルス(a)に起因して、切替信号CKcの極性を反転させる。図5を併せて参照すると、切替信号CKcの極性の反転により、駆動スイッチ回路26においてスイッチSWSがオフ状態になり、スイッチSWCがオン状態になる。このときの磁気マルチバイブレータ20の状態を「第2状態」という。
In the first state, the
第2状態において、検出コイル28を流れる励磁電流Iexの向きが第1状態から反転し、磁気コア22は、磁気飽和していない状態に一旦戻る。この結果、励磁電流Iexが減少し、これにより第1検出信号Vs1の電位が一旦下がる。但し、磁気コア22は、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア22が磁気飽和すると、第1検出信号Vs1の電位が再び上がる。この結果、第1接続点32に接続されたパルス発生部52は、パルス(a)を生成する。クロック信号発生部58は、このパルス(a)に起因して、反転信号CKrの極性を反転させる。ドライブ回路250は、反転信号CKrの極性の反転に応じて、第1制御信号CK1の電位をゲートGTの閾値よりも高くし、且つ、第2制御信号CK2の電位をゲートGTの閾値よりも低くする。この結果、電源12は、第1経路EP1に代えて、第2経路EP2に電源電流Ippを供給する。このときの磁気マルチバイブレータ20の状態を「第3状態」という。
In the second state, the direction of the excitation current Iex flowing through the
第3状態において、駆動スイッチ回路26のスイッチSWCは、オン状態に維持されている。従って、第2経路EP2に供給された電源電流Ippは、第2スイッチ列244の駆動部248から、スイッチSWCを経由して流れる。この結果、検出コイル28を流れる励磁電流Iexの向きが再び反転し、磁気コア22は、磁気飽和していない状態に一旦戻る。但し、磁気コア22は、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア22が磁気飽和すると、第2接続点34の第2検出信号Vs2の電位が上がる。この結果、第2接続点34に接続されたパルス発生部52は、パルス(a)を生成する。クロック信号発生部56は、このパルス(a)に起因して、切替信号CKcの極性を再び反転させる。切替信号CKcの極性の反転により、駆動スイッチ回路26においてスイッチSWCがオフ状態になり、スイッチSWSがオン状態になる。このときの磁気マルチバイブレータ20の状態を「第4状態」という。
In the third state, the switch SWC of the
第4状態において、検出コイル28を流れる励磁電流Iexの向きが反転し、磁気コア22は、磁気飽和していない状態に一旦戻る。但し、磁気コア22は、時間の経過に伴って再び磁気飽和する。磁気コア22が磁気飽和すると、第2検出信号Vs2の電位が再び上がる。この結果、第2接続点34に接続されたパルス発生部52は、パルス(a)を生成する。クロック信号発生部58は、このパルス(a)に起因して、反転信号CKrの極性を再び反転させる。ドライブ回路250は、反転信号CKrの極性の反転に応じて、第1制御信号CK1の電位をゲートGTの閾値よりも低くし、且つ、第2制御信号CK2の電位をゲートGTの閾値よりも高くする。この結果、電源12は、第2経路EP2に代えて、第1経路EP1に電源電流Ippを供給する。即ち、磁気マルチバイブレータ20は、第1状態に戻る。
In the fourth state, the direction of the excitation current Iex flowing through the
磁気マルチバイブレータ20は、第1状態から第4状態までの状態を繰り返し周期的に遷移する。このとき、磁気マルチバイブレータ20は、安定した発振状態にある。
The
図1を参照すると、安定した発振状態において、駆動回路24は、励磁電流Iexの2倍の周期を有する反転信号CKrに応じて、駆動部248の間の駆動電圧Vexの電位を周期的に反転させ、これにより検出コイル28の極性を周期的に反転させる。加えて、駆動スイッチ回路26は、励磁電流Iexの2倍の周期を有し且つ反転信号CKrと90度ずれた位相を有する切替信号CKcに応じて、駆動回路24の駆動部248と検出コイル28の端子288との間の接続関係を周期的に切り替え、これにより検出コイル28の極性を駆動部248による極性反転と90度ずれたタイミングで周期的に反転させる。
Referring to FIG. 1, in a stable oscillation state, the
駆動回路24及び駆動スイッチ回路26は、上述のように検出コイル28の極性を反転させるため、励磁電流Iexの連続する2周期において、駆動電圧Vexの電位と、検出コイル28を流れる励磁電流Iexの方向との間の組み合わせが4通りに変化する。この結果、励磁電流Iexの連続する2周期において、接続部30における電位のオフセットが相殺される。図2を参照すると、例えば、第1検出抵抗RD1の抵抗値および第2検出抵抗RD2の抵抗値の製造誤差に起因して第1スイッチ列242及び第2スイッチ列244が互いに非対称な特性を有していたとしても、この非対称性に起因するオフセットの発生を防止できる。即ち、本実施の形態によれば、オフセットを抑制可能な新たな構造を有する電流センサ10が得られる。
Since the
図2を参照すると、本実施の形態において、駆動回路24は、駆動スイッチ回路26及び信号生成回路50と協働して、磁気コア22を周期的に磁気飽和させ、これにより検出コイル28における励磁電流Iexの流れを周期的に反転させている。即ち、駆動回路24は、反転信号CKrや切替信号CKcの2倍の周波数で検出コイル28を駆動する自励発振回路を形成している。特に、本実施の形態の駆動回路24は、Hブリッジ回路240を使用して検出コイル28を駆動する。
Referring to FIG. 2, in this embodiment, the
本実施の形態によれば、Hブリッジ回路240に大きな電源電流Ippを供給し、これにより励磁電流Iexを大きくできる。本発明は、これに限られない。同様な自励発振回路を形成できる限り、駆動回路24は、どのような回路によって構成されていてもよい。但し、検出コイル28に大きな励磁電流Iexを流して磁気コア22を磁気飽和し易くするという観点から、駆動回路24は、Hブリッジ回路240を備えていることが好ましい。
According to the present embodiment, a large power supply current Ipp is supplied to the H-
本実施の形態によれば、検出コイル28は、自励発振回路によって駆動される。磁気コア22の磁気特性が多少変動しても、磁気特性の変動に応じて、自励発振回路の発振周波数が変動する。このため、本実施の形態の電流センサ10は、磁気特性の変動の影響を受けにくい。
According to the present embodiment, the
以下、検出回路60の回路構造及び機能について詳細に説明する。
Hereinafter, the circuit structure and function of the
図6を参照すると、本実施の形態の検出回路60は、検出スイッチ回路62と、差動増幅器64と、LPF(ローパスフィルタ)66とを備えている。差動増幅器64は、検出スイッチ回路62と、LPF66との間に接続されている。詳しくは、検出スイッチ回路62は、2つの入力端622,624と、2つの出力端626,628とを有している。差動増幅器64は、2つの入力端642を有している。検出スイッチ回路62の2つの出力端626,628は、差動増幅器64の2つの入力端642に夫々接続されている。
Referring to FIG. 6, the
本実施の形態によれば、検出スイッチ回路62の入力端622,624が検出回路60の入力端622,624として機能し、LPF66の出力端602が、検出回路60の出力端602として機能する。即ち、本実施の形態における検出回路60は、2つの入力端622,624と、1つの出力端602とを有している。検出回路60の2つの入力端622,624は、駆動回路24の2つの接続点32,34に夫々接続されている。
According to the present embodiment, the
図7を図5と比較すると、本実施の形態の検出スイッチ回路62は、駆動スイッチ回路26と同様な回路構造を有している。詳しくは、検出スイッチ回路62は、2つのスイッチSWSと、2つのスイッチSWCとを有している。
7 is compared with FIG. 5, the
図7を参照すると、検出スイッチ回路62において、入力端622は、スイッチSWSを介して出力端626に接続されており、スイッチSWCを介して出力端628に接続されている。入力端624は、スイッチSWCを介して出力端626に接続されており、スイッチSWSを介して出力端628に接続されている。検出スイッチ回路62は、電流センサ10の使用時に、信号生成回路50から切替信号CKcを受ける。スイッチSWS及びスイッチSWCの夫々は、駆動スイッチ回路26(図5参照)と同様に、切替信号CKcに応じて、オンオフ状態を変える。また、スイッチSWS及びスイッチSWCは、互いに反対のオンオフ状態をとる。
Referring to FIG. 7, in the
検出スイッチ回路62は、スイッチSWSをオン状態にすることで、第1接続点32を、差動増幅器64の2つの入力端642のうちの出力端626に接続された入力端642と導通させ、且つ、第2接続点34を、出力端628に接続された入力端642と導通させる。検出スイッチ回路62は、スイッチSWCをオン状態にすることで、第1接続点32を、出力端628に接続された入力端642と導通させ、且つ、第2接続点34を、出力端626に接続された入力端642と導通させる。
The
上述のように、検出スイッチ回路62は、駆動スイッチ回路26に印加された切替信号CKcと同じ切替信号CKcに応じて、差動増幅器64の2つの入力端642と接続部30の2つの接続点32,34との間の接続関係を周期的に切り替え、これにより差動増幅器64の2つの入力端642の極性を反転させる。即ち、検出スイッチ回路62は、第1接続点32及び第2接続点34に夫々生じる第1検出信号Vs1及び第2検出信号Vs2を同期検波して差動増幅器64に出力する。
As described above, the
図6を参照すると、差動増幅器64は、入力された第1検出信号Vs1及び第2検出信号Vs2を増幅してLPF66に電圧信号を出力する。LPF66のカットオフ周波数は、励磁電流Iex(図1参照)の周波数よりも小さな値に設定されている。LPF66は、入力された電圧信号から励磁電流Iexの交流成分をカットして出力信号Voを生成し、生成した出力信号Voを出力端602から出力する。以上に説明したように、本実施の形態の検出回路60は、切替信号CKcに応じて、2つの入力端622,624と出力端602との間の接続関係を切り替える。
Referring to FIG. 6, the
本実施の形態によれば、差動増幅器64の入力端642の極性を反転することで、差動増幅器64における電位のオフセットが相殺される。即ち、本実施の形態によれば、オフセットを更に確実に抑制可能な構造を有する電流センサ10が得られる。検出スイッチ回路62を上述のように機能させるためには、駆動スイッチ回路26(図5参照)と同様に、スイッチSWS,SWCの夫々を、MOSトランジスタから形成すればよい。但し、本発明は、これに限られず、検出スイッチ回路62は、様々な回路から形成できる。また、検出回路60は、本実施の形態に限らず、様々な回路構造に構成できる。
According to the present embodiment, the potential offset in the
図8を参照すると、変形例による電流センサ10Aは、検出回路60(図6参照)に代えて、検出回路60Aを備えている。検出回路60Aは、差動増幅器64と、同期検波器68と、LPF66とを備えている。同期検波器68は、差動増幅器64と、LPF66との間に接続されている。
Referring to FIG. 8, the
本実施の形態によれば、差動増幅器64の2つの入力端642が検出回路60Aの入力端642として機能し、LPF66の出力端602が、検出回路60Aの出力端602として機能する。即ち、本実施の形態における検出回路60Aは、2つの入力端642と、1つの出力端602とを有している。検出回路60Aの2つの入力端642は、駆動回路24の2つの接続点32,34に夫々接続されている。
According to the present embodiment, the two
差動増幅器64は、第1検出信号Vs1及び第2検出信号Vs2を増幅して同期検波器68に出力する。同期検波器68には、切替信号CKcが印加されている。同期検波器68は、切替信号CKcに応じて、差動増幅器64から入力された電圧信号の経路を切り替える。例えば、電圧信号は、切替信号CKcがオンのとき、そのままLPF66に出力され、切替信号CKcがオフのとき、反転してLPF66に出力される。即ち、同期検波器68は、差動増幅器64によって増幅された第1検出信号Vs1及び第2検出信号Vs2を同期検波してLPF66に出力する。LPF66は、入力された電圧信号から励磁電流Iex(図1参照)の交流成分をカットして出力信号Voを生成し、生成した出力信号Voを出力端602から出力する。
The
以上に説明したように、本実施の形態の検出回路60Aは、切替信号CKcに応じて、2つの入力端642と出力端602との間の接続関係を切り替え、これにより漏洩電流Id(図1参照)に応じた出力信号Voを生成する。即ち、検出回路60Aは、切替信号CKcを使用して出力信号Voを生成する。より具体的には、検出回路60Aの同期検波器68は、切替信号CKcに応じて、入力された電圧信号の極性を反転させる。本変形例によっても、オフセットを更に確実に抑制可能な構造を有する電流センサ10Aが得られる。
As described above, the detection circuit 60A according to the present embodiment switches the connection relationship between the two
本実施の形態の電流センサ10は、既に説明した変形例に加えて、以下に説明するように、更に様々に変形可能である。
The
本実施の形態によれば、接続部30は、駆動回路24とグランド部18との間に設けられている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、接続部30は、駆動回路24とと電源12との間に設けられていてもよい。この場合、検出抵抗回路40は、駆動回路24の接続部30と、電源電位(固定電位)Vppとの間に接続すればよい。即ち、この場合、検出抵抗回路40が接続された固定電位は、電源電位Vppである。
According to the present embodiment, the
図2を参照すると、本実施の形態の検出抵抗回路40は、2つの固定抵抗器(第1検出抵抗RD1及び第2検出抵抗RD2)によって構成されている。但し、本発明は、これに限られない。例えば、検出抵抗回路40は、1つの固定抵抗器のみから構成されていてもよい。この場合、駆動回路24の第1接続点32と第2接続点34とは、互いに接続されていてもよい。即ち、駆動回路24の接続部30は、1つの接続点(単独接続点)のみを含んでいてもよい。この場合、検出抵抗回路40の固定抵抗器は、一端において駆動回路24の単独接続点に接続し、他端においてグランド電位GNDに接続すればよい。この構成によれば、接続部30における電位のオフセットを更に確実に抑制できる。
Referring to FIG. 2, the
以下、主として図9から図11までを参照しつつ、上述したように接続点を1つのみ含む電流センサの一例(電流センサ10B)について説明する。図9から図11までにおいて、電流センサ10(図2参照)と共通する構成要素には同じ参照符号を付している。以下、電流センサ10と共通する構成要素については、必要がない限り説明しない。
Hereinafter, an example of the current sensor (
図1、図2及び図9を参照すると、電流センサ10Bは、電流センサ10と同様に、外部導体80からの地絡や漏電に起因して外部導体80に流れる漏洩電流Idを検出するための自励発振型の装置である。図9を図1と比較すると、電流センサ10Bは、電流センサ10と同様に構成されている。より具体的には、電流センサ10Bは、電源12と、グランド部18と、磁気マルチバイブレータ20B(磁気コア22、駆動回路24B、駆動スイッチ回路26及び検出コイル28)と、検出抵抗回路40Bと、信号生成回路50Bと、検出回路60Bとを備えている。駆動回路24B、検出抵抗回路40B、信号生成回路50B及び検出回路60Bの夫々は、電流センサ10における対応する回路と多少異なる回路構造を有している。以下、この相違点について説明する。
Referring to FIGS. 1, 2, and 9, the
図9を図2と比較すると、駆動回路24Bは、2つのスイッチ列242,244を有するHブリッジ回路240Bと、ドライブ回路250とを備えている。駆動回路24Bは、駆動回路24と同様に、スイッチ列242,244の夫々設けられた2つの駆動部248と、接続部30とを有している。但し、駆動回路24Bの接続部30は、駆動回路24と異なり、1つの接続点32を有する一方、接続点34を有していない。より具体的には、Hブリッジ回路240B(駆動回路24B)の2つのスイッチ列242,244は、1つの接続点32において互いに接続されている。上述の相違点を除き、駆動回路24Bは、駆動回路24と同様な回路構造を有している。
When FIG. 9 is compared with FIG. 2, the
検出抵抗回路40Bは、検出抵抗回路40と同様に、駆動回路24Bの接続部30と、グランド電位(固定電位)GNDとの間に接続されている。但し、検出抵抗回路40Bは、検出抵抗回路40と異なり、1つの検出抵抗RD1を有する一方、検出抵抗RD2を有していない。また、検出抵抗RD1は、接続点32と、固定電位GNDとの間に接続されている。上述の相違点を除き、検出抵抗回路40Bは、検出抵抗回路40と同様な回路構造を有している。
Similarly to the
図9及び図10を参照すると、信号生成回路50Bは、信号生成回路50(図1及び図2参照)と同様に、接続部30に接続されている。但し、信号生成回路50Bは、信号生成回路50と異なり、1つの接続点32のみに接続されている。また、図10を図3と比較すると、信号生成回路50Bは、パルス発生部52を1つのみ有している。信号生成回路50Bのパルス発生部52は、接続点32に接続されている。上述の相違点を除き、信号生成回路50Bは、信号生成回路50と同様な回路構造を有している。
Referring to FIGS. 9 and 10, the
図9及び図10を参照すると、検出回路60Bは、検出回路60(図1及び図2参照)や検出回路60A(図8参照)と同様に、接続部30に接続されており、且つ、出力端602を有している。但し、検出回路60Bは、検出回路60や検出回路60Aと異なり、入力端642を1つのみ有している。検出回路60Bの入力端642は、駆動回路24Bの接続点32に接続されている。また、図10を図8と比較すると、検出回路60Bは、同期検波器68及びLPF66を備える一方、差動増幅器64を備えていない。検出回路60Bにおいて、同期検波器68の入力端642が検出回路60Bの入力端642として機能し、LPF66の出力端602が、検出回路60Bの出力端602として機能する。即ち、検出回路60Bは、1つの入力端642と、1つの出力端602とを有している。上述の相違点を除き、検出回路60Bは、検出回路60Aと同様な回路構造を有している。
Referring to FIGS. 9 and 10, the
図9から図11までを参照すると、電流センサ10Bは、電流センサ10と同様に機能する。
With reference to FIGS. 9 to 11, the
詳しくは、検出コイル28には、磁気マルチバイブレータ20Bの安定した発振状態において、所定周波数の励磁電流Iexが流れる。励磁電流Iexの少なくとも一部は、検出コイル28から接続部30の接続点32を経由して固定電位GNDまで流れる。このとき、検出抵抗RD1によって、接続点32に電圧信号である第1検出信号Vs1が生じる。信号生成回路50Bは、接続部30の接続点32における励磁電流Iexの変化(第1検出信号Vs1の変化)に応じて、切替信号CKc及び反転信号CKrを生成する。切替信号CKc及び反転信号CKrの夫々は、励磁電流Iexの所定周波数の1/2の周波数を有しており、且つ、切替信号CKc及び反転信号CKrは、互いに90度ずれた位相を有している。
Specifically, an excitation current Iex having a predetermined frequency flows through the
駆動回路24Bは、反転信号CKrに応じて、2つの駆動部248の間の電位(駆動電圧Vex)を反転させる。駆動スイッチ回路26は、切替信号CKcに応じて、駆動回路24Bの駆動部248と検出コイル28の端子288との間の接続関係を切り替える。検出回路60Bは、切替信号CKcを使用して励磁電流Iexに応じた出力信号Voを生成し、生成した出力信号Voを、出力端602から出力する。詳しくは、同期検波器68には、切替信号CKcが印加されている。同期検波器68は、切替信号CKcに応じて、入力された電圧信号(第1検出信号Vs1)の経路を切り替える。
The
図9を参照すると、電流センサ10Bによれば、検出抵抗回路40Bは1つの固定抵抗器(検出抵抗RD1)のみによって構成されるため、2つの検出抵抗RD1,RD2(図2参照)の相違に起因するオフセットを確実に抑制できる。これにより、オフセットを更に確実に抑制可能な構造を有する電流センサ10Bが得られる。
Referring to FIG. 9, according to the
電流センサ10Bは、電流センサ10(図2参照)と同様に様々に変形可能である。
The
10,10A,10B 電流センサ
12 電源
Vpp 電源電位(固定電位)
Ipp 電源電流
18 グランド部
GND グランド電位(固定電位)
20,20B 磁気マルチバイブレータ
22 磁気コア
24,24B 駆動回路
240,240B Hブリッジ回路
242 第1スイッチ列(スイッチ列)
244 第2スイッチ列(スイッチ列)
248 中点(駆動部)
SW1 第1スイッチ(スイッチ)
SW2 第2スイッチ(スイッチ)
GT ゲート
250 ドライブ回路
26 駆動スイッチ回路
262,264 入力端
266,268 出力端
SWS,SWC スイッチ
28 検出コイル
282 コイル本体
288 端子
30 接続部
32 第1接続点(接続点)
34 第2接続点(接続点)
40,40B 検出抵抗回路
RD1 第1検出抵抗(検出抵抗)
RD2 第2検出抵抗(検出抵抗)
50,50B 信号生成回路
52 パルス発生部
54,56,58 クロック信号発生部
60,60A,60B 検出回路
602 出力端
62 検出スイッチ回路
622,624 入力端
626,628 出力端
64 差動増幅器
642 入力端
66 LPF(ローパスフィルタ)
68 同期検波器
80 外部導体
Id 漏洩電流
EP1 第1経路
EP2 第2経路
Vex 駆動電圧
Iex 励磁電流
CKc 切替信号
CKr 反転信号
CK1 第1制御信号
CK2 第2制御信号
Vs1 第1検出信号
Vs2 第2検出信号
Vo 出力信号
10, 10A,
Ipp Power supply current 18 Ground part GND Ground potential (fixed potential)
20, 20B
244 Second switch row (switch row)
248 Midpoint (Driver)
SW1 1st switch (switch)
SW2 Second switch (switch)
34 Second connection point (connection point)
40, 40B Detection resistor circuit RD1 First detection resistor (detection resistor)
RD2 Second detection resistor (detection resistor)
50, 50B
68
Claims (7)
前記電流センサは、磁気コアと、検出コイルと、駆動回路と、駆動スイッチ回路と、検出抵抗回路と、信号生成回路と、検出回路とを備えており、
前記磁気コアは、前記外部導体を囲むように配置可能であり、
前記検出コイルは、前記磁気コアに巻回されたコイル本体と、前記コイル本体の両端から夫々引き出された2つの端子とを有しており、
前記駆動回路は、2つの駆動部と、接続部とを有しており、
前記駆動スイッチ回路は、前記検出コイルの前記2つの端子と、前記駆動回路の前記2つの駆動部との間に接続されており、
前記検出抵抗回路は、前記駆動回路の前記接続部と、固定電位との間に接続されており、
前記検出コイルには、安定した発振状態において所定周波数の励磁電流が流れ、
前記励磁電流の少なくとも一部は、前記検出コイルから前記接続部を経由して前記固定電位まで流れ、
前記信号生成回路は、前記励磁電流の変化に応じて、切替信号及び反転信号を生成し、
前記切替信号及び前記反転信号の夫々は、前記所定周波数の1/2の周波数を有しており、且つ、前記切替信号及び前記反転信号は、互いに90度ずれた位相を有しており、
前記駆動回路は、前記反転信号に応じて、前記2つの駆動部の間の電位を反転させ、
前記駆動スイッチ回路は、前記切替信号に応じて、前記駆動回路の前記駆動部と前記検出コイルの前記端子との間の接続関係を切り替え、
前記検出回路は、前記駆動回路の前記接続部に接続されており、
前記検出回路は、出力端を有しており、前記切替信号を使用して前記漏洩電流に応じた出力信号を生成し、生成した前記出力信号を、前記出力端から出力する
電流センサ。 A self-excited oscillation type current sensor capable of detecting a leakage current flowing through an outer conductor,
The current sensor includes a magnetic core, a detection coil, a drive circuit, a drive switch circuit, a detection resistor circuit, a signal generation circuit, and a detection circuit,
The magnetic core can be arranged to surround the outer conductor;
The detection coil has a coil body wound around the magnetic core, and two terminals respectively drawn from both ends of the coil body.
The drive circuit has two drive units and a connection unit,
The drive switch circuit is connected between the two terminals of the detection coil and the two drive units of the drive circuit,
The detection resistor circuit is connected between the connection portion of the drive circuit and a fixed potential,
An excitation current of a predetermined frequency flows in the detection coil in a stable oscillation state,
At least a part of the exciting current flows from the detection coil to the fixed potential via the connection part,
The signal generation circuit generates a switching signal and an inverted signal according to the change in the excitation current,
Each of the switching signal and the inverted signal has a frequency that is 1/2 of the predetermined frequency, and the switching signal and the inverted signal have a phase shifted by 90 degrees from each other,
The drive circuit inverts the potential between the two drive units according to the inversion signal,
The drive switch circuit switches a connection relationship between the drive unit of the drive circuit and the terminal of the detection coil according to the switching signal,
The detection circuit is connected to the connection portion of the drive circuit;
The detection circuit includes an output terminal, generates an output signal corresponding to the leakage current using the switching signal, and outputs the generated output signal from the output terminal.
前記接続部は、2つの接続点を有しており、
前記検出抵抗回路は、前記接続点に夫々対応する2つの検出抵抗を有しており、
前記検出抵抗の夫々は、対応する前記接続点と、前記固定電位との間に接続されており、
前記検出回路は、2つの入力端を有しており、
前記検出回路の前記2つの入力端は、前記駆動回路の前記2つの接続点に夫々接続されており、
前記検出回路は、前記切替信号に応じて、前記2つの入力端と前記出力端との間の接続関係を切り替える
電流センサ。 The current sensor according to claim 1,
The connection portion has two connection points,
The detection resistor circuit has two detection resistors respectively corresponding to the connection points;
Each of the detection resistors is connected between the corresponding connection point and the fixed potential,
The detection circuit has two inputs,
The two input ends of the detection circuit are respectively connected to the two connection points of the drive circuit,
The detection circuit is a current sensor that switches a connection relationship between the two input terminals and the output terminal in accordance with the switching signal.
前記接続部は、1つの接続点を有しており、
前記検出抵抗回路は、1つの検出抵抗を有しており、
前記検出抵抗は、前記接続点と、前記固定電位との間に接続されており、
前記検出回路は、1つの入力端を有しており、
前記検出回路の前記入力端は、前記駆動回路の前記接続点に接続されている
電流センサ。 The current sensor according to claim 1,
The connecting portion has one connecting point;
The detection resistor circuit has one detection resistor,
The detection resistor is connected between the connection point and the fixed potential,
The detection circuit has one input terminal,
The input terminal of the detection circuit is a current sensor connected to the connection point of the drive circuit.
前記固定電位は、グランド電位である
電流センサ。 The current sensor according to any one of claims 1 to 3,
The fixed potential is a current sensor that is a ground potential.
前記駆動回路は、2つのスイッチ列を有するHブリッジ回路を備えており、
前記2つのスイッチ列は、前記駆動回路の前記2つの駆動部に夫々対応しており、
前記駆動部の夫々は、対応する前記スイッチ列の中点であり、
前記駆動スイッチ回路は、前記2つの中点の間に接続されている
電流センサ。 A current sensor according to any one of claims 1 to 4,
The drive circuit includes an H-bridge circuit having two switch rows,
The two switch rows correspond to the two drive units of the drive circuit,
Each of the drive units is a midpoint of the corresponding switch row,
The drive switch circuit is a current sensor connected between the two middle points.
前記駆動回路は、ドライブ回路を備えており、
前記スイッチ列の夫々は、2つのスイッチを有しており、
前記ドライブ回路は、前記反転信号に応じて、前記スイッチの夫々のオンオフ状態を切り替える
電流センサ。 The current sensor according to claim 5,
The drive circuit includes a drive circuit,
Each of the switch rows has two switches,
The drive circuit is a current sensor that switches each on / off state of the switch according to the inverted signal.
前記信号生成回路は、前記接続部に接続されており、前記接続部における前記励磁電流の変化に応じて、前記切替信号及び前記反転信号を生成する
電流センサ。 A current sensor according to any one of claims 1 to 6,
The signal generation circuit is connected to the connection unit, and generates the switching signal and the inverted signal according to a change in the excitation current in the connection unit.
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